JPH07135797A - Inverter device - Google Patents
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- JPH07135797A JPH07135797A JP5279499A JP27949993A JPH07135797A JP H07135797 A JPH07135797 A JP H07135797A JP 5279499 A JP5279499 A JP 5279499A JP 27949993 A JP27949993 A JP 27949993A JP H07135797 A JPH07135797 A JP H07135797A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、トランジスタやＧＴ
Ｏサイリスタなどの自己消弧形素子を用いたインバータ
のうち、いわゆる多重インバータと呼ばれ、複数台のイ
ンバータの出力を合成することにより、出力容量を増大
し、さらに出力電圧波形の高調波を少なくする方式のイ
ンバータに関するもので、そのうちでも特に誘導電動機
や同期電動機などの交流電動機の駆動用インバータに関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION This invention relates to transistors and GTs.
Among inverters that use self-turn-off devices such as O thyristors, so-called multiple inverters are used. By combining the outputs of multiple inverters, the output capacity is increased and the harmonics of the output voltage waveform are reduced. In particular, the present invention relates to an inverter for driving an AC electric motor such as an induction motor or a synchronous motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＧＴＯを用いた従来の交流電動機駆動用
の多重インバータの例を図８の（ａ），（ｂ）に示す。
同図において簡単化して箱で示したインバータは、図９
（ａ）に示すような通常の３相２レベルインバータであ
る。2. Description of the Related Art An example of a conventional multiple inverter for driving an AC motor using a GTO is shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b).
The simplified inverter shown in the box in FIG.
It is a normal three-phase two-level inverter as shown in (a).
【０００３】図８（ａ）は、直流電源44の電力をＧＴＯ
を用いた２台の電圧形２レベルインバータ40と41で交流
に変換し、その出力を変圧器42，43の二次側で直列に合
成した多重インバータである。インバータの出力周波数
をゼロから50ヘルツとすれば、ＧＴＯのスイッチング周
波数を500 Hz程度に選定し、スイッチングのタイミング
を決める500 Hzのキャリア波の位相をそれぞれのインバ
ータの間で180 度シフトすることにより、出力電圧波形
の高調波を少なくする方法がよく用いられる。この場
合、優れた出力電圧波形が得られるが、出力周波数が０
Hz近くでは、変圧器の磁束の飽和の影響で充分な出力電
圧が得られないので、５Hz以下程度では充分なトルクを
確保することができない。また、この方法では、２つの
変圧器が必要であるので、その価格と寸法が問題であ
る。この方法は、インバータの出力電圧を３ｋＶや６ｋ
Ｖの高圧にして電動機に供給できるという利点があるの
で、高圧のポンプや送風機駆動用インバータとしてよく
用いられる。しかし、鉄鋼の圧延機駆動などのように０
Hz近辺のトルク制御性能が重要な場合には利用できな
い。FIG. 8A shows that the electric power of the DC power supply 44 is GTO.
Is a multiplex inverter in which two voltage source two-level inverters 40 and 41 are used to convert to AC, and the outputs are combined in series on the secondary side of the transformers 42 and 43. If the output frequency of the inverter is from 0 to 50 Hertz, the switching frequency of the GTO is selected to be about 500 Hz, and the phase of the 500 Hz carrier wave that determines the switching timing is shifted by 180 degrees between the inverters. The method of reducing the harmonics of the output voltage waveform is often used. In this case, an excellent output voltage waveform is obtained, but the output frequency is 0.
Since a sufficient output voltage cannot be obtained near the Hz due to the saturation of the magnetic flux of the transformer, sufficient torque cannot be secured at a frequency of 5 Hz or less. Also, this method requires two transformers, so their price and size are a problem. In this method, the output voltage of the inverter is 3kV or 6k
Since it has the advantage that it can be supplied to an electric motor at a high voltage of V, it is often used as a high voltage pump or a blower drive inverter. However, as with the driving of steel rolling mills,
It cannot be used when torque control performance around Hz is important.
【０００４】そこで、鉄鋼の圧延機駆動のように０Hz近
辺のトルク制御性能が重要な場合に適した方法として、
０Hz近辺で充分な出力電圧を確保できる多重インバータ
の方法として近年注目されているのが、図８（ｂ）の回
路である。この回路は、例えば文献、「高力率・高調波
低減を実現した大容量ＧＴＯドライブシステム」日立評
論，ＶＯＬ75，（１９９３−５) , 31〜34頁に発表され
ているように、活発な研究開発が行なわれている。この
回路では、ＧＴＯを用いた２台の電圧形３相２レベルイ
ンバータ40, 41の出力を相間リアクトル45, 46, 47を用
いて合成している。ここでもＧＴＯのスイッチング周波
数を500 Hz程度とすれば、キャリア波の位相をインータ
の間で180 度シフトして、２台のインバータが交互にス
イッチングするようにして、出力電圧の高調波を少なく
する。この回路では相間リアクトルへ印加される電圧
は、キャリア波の位相差に相当する電圧だけで、出力基
本波成分は印加されないので、出力周波数が０Hz近くで
もリアクトルの磁束の飽和の恐れはなく、充分な出力電
圧が得られる。この方法は優れた出力電圧波形が得ら
れ、また、低周波数領域でも充分なトルクを確保するこ
とができる。しかし、この方法では、３つの相間リアク
トルが必要であるので、その価格と寸法，損失およびリ
アクトルに印加されるスイッチング電圧波形による電磁
騒音が問題である。しかも相間リアクトルによる並列多
重インバータでは、電流のバランスが崩れると、リアク
トルが飽和してますます電流バランスが悪化し、運転不
能になるので、できるだけＧＴＯなどの回路部品やＰＷ
Ｍ制御回路など、２台のインバータの特性を揃え、その
上で電流バランスの制御系を設ける必要があるので、複
雑で高価となる。Therefore, as a method suitable for the case where the torque control performance in the vicinity of 0 Hz is important, such as when driving a steel rolling mill,
In recent years, the circuit of FIG. 8B has received attention as a method of the multiplex inverter that can secure a sufficient output voltage near 0 Hz. This circuit has been actively researched as disclosed in, for example, "Large-capacity GTO drive system realizing high power factor and harmonic reduction", Hitachi Review, VOL75, (1993-3), pp. 31-34. Development is underway. In this circuit, the outputs of two voltage-type three-phase two-level inverters 40, 41 using GTO are combined using interphase reactors 45, 46, 47. Again, if the GTO switching frequency is set to about 500 Hz, the phase of the carrier wave is shifted 180 degrees between the inverters so that the two inverters switch alternately, and the harmonics of the output voltage are reduced. . In this circuit, the voltage applied to the interphase reactor is only the voltage corresponding to the phase difference of the carrier wave, and the output fundamental wave component is not applied, so there is no risk of saturation of the magnetic flux of the reactor even if the output frequency is near 0 Hz. Output voltage can be obtained. According to this method, an excellent output voltage waveform can be obtained, and sufficient torque can be secured even in the low frequency region. However, this method requires three phase-to-phase reactors, and therefore its price and size, loss, and electromagnetic noise due to the switching voltage waveform applied to the reactor are problems. Moreover, in a parallel multiple inverter with a phase-to-phase reactor, when the current balance is lost, the reactor is saturated and the current balance is further deteriorated, resulting in inoperability. Therefore, circuit components such as GTO and PW are possible.
Since it is necessary to make the characteristics of the two inverters such as the M control circuit uniform and to provide a current balance control system on the same, it is complicated and expensive.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】従来の典型的な交流電
動機駆動用多重インバータは以上のように構成されてい
るので、インバータの出力を合成するためにトランスや
相間リアクトルなどの大きな電磁機器を必要とする。そ
の結果、その設置場所，効率の低下，電磁騒音及び経済
性などの問題があり、数千ＫＷ級以上の鉄鋼圧延機駆動
用インバータの回路方式としては充分とは言えない。Since the conventional typical multiplex inverter for driving an AC motor is constructed as described above, a large electromagnetic device such as a transformer or an interphase reactor is required to combine the outputs of the inverters. And As a result, there are problems such as its installation location, reduction in efficiency, electromagnetic noise, and economical efficiency, and it cannot be said to be sufficient as a circuit system for an inverter for driving a steel rolling mill of several thousand KW or more.
【０００６】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、交流電動機駆動用の大容量イン
バータにおいて、相間リアクトルを使わずに２台のイン
バータの出力を合成し、大容量化するとともに優れた出
力電圧波形を得ることができ、しかも０Hz近辺でも充分
な出力電圧を出すことができて電動機のトルクを確保で
き、しかも、特性の異なる２台のインバータを複雑な制
御系なしに多重にできる新しい多重インバータの回路方
式を提供し、もって小形，経済的でリアクトルの電磁騒
音がなく、高効率なインバータを得ることを目的とす
る。The present invention has been made in order to solve the above problems. In a large capacity inverter for driving an AC motor, the outputs of two inverters are combined without using a phase-to-phase reactor, and a large capacity is obtained. It is possible to obtain an excellent output voltage waveform and to output a sufficient output voltage even in the vicinity of 0 Hz to secure the torque of the electric motor. Moreover, two inverters with different characteristics do not have a complicated control system. The purpose of the present invention is to provide a new multi-inverter circuit system that can be multiplexed in order to obtain a compact, economical, high-efficiency inverter with no reactor electromagnetic noise.
【０００７】本発明の多重インバータを構成する１台の
インバータとしては、前に図９（ａ）で示した３相２レ
ベルインバータ50，または図９（ｂ）に示す３レベルイ
ンバータ51を用いるので、準備として３レベルインバー
タの説明をおこなう。同図（ｂ）では逆導通ＧＴＯを用
いた回路を示している。中性点出力端子を有する直流電
源の正極Ｐと負極Ｎの間に、順次、スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を直列接続するとともに、Ｓ１と
Ｓ２の接続点及びＳ３とＳ４の接続点がそれぞれダイオ
ードを介して前記直流電源中性点端子に接続されてお
り、Ｓ２とＳ３の接続点が出力端子Ｕとされたものであ
る。通常の２レベルインバータは正負２つの電圧レベル
しか出力できないが、この回路では、次のように３つの
電圧レベルを出力することができる。 （ａ）Ｓ１とＳ２がオンの時： 直流電源の正の電位 （ｂ）Ｓ２とＳ３がオンの時： 直流電源の零の電位 （ｃ）Ｓ３とＳ４がオンの時： 直流電源の負の電位 その結果、この回路を３組設けた３相３レベルインバー
タは、通常の２レベルインバータと比較して、出力電圧
の高調波を少なくすることが出来る。As one inverter constituting the multiple inverter of the present invention, the three-phase two-level inverter 50 shown in FIG. 9A or the three-level inverter 51 shown in FIG. 9B is used. As a preparation, I will explain the 3-level inverter. FIG. 2B shows a circuit using a reverse conducting GTO. Between the positive electrode P and the negative electrode N of the DC power supply having the neutral point output terminal, the switching element S is sequentially provided.
1, S2, S3, S4 are connected in series, and the connection point of S1 and S2 and the connection point of S3 and S4 are respectively connected to the DC power supply neutral point terminal via a diode, and the connection of S2 and S3. The point is the output terminal U. A normal two-level inverter can output only two positive and negative voltage levels, but this circuit can output three voltage levels as follows. (A) When S1 and S2 are on: Positive potential of DC power supply (b) When S2 and S3 are on: Zero potential of DC power supply (c) When S3 and S4 are on: Negative power of DC power supply As a result, the three-phase three-level inverter provided with three sets of this circuit can reduce the harmonics of the output voltage as compared with the normal two-level inverter.
【０００８】上記の回路図では逆導通ＧＴＯを用いてい
るが、逆導通ＧＴＯとは通常のＧＴＯと逆並列ダイオー
ドを一枚のシリコンウエファーの上に一体化した電力半
導体素子で、図示の記号で示される。他の種類の電力半
導体素子、例えば逆阻止ＧＴＯまたはＩＧＢＴと逆並列
ダイオードを用いてもよいことは言うまでもない。図９
の３レベルインバータと２レベルインバータは、何れも
３相電圧形インバータであるので、適宜簡略化して、図
１０に示すような箱で示す。同図（ａ）は一般的な電圧
形インバータ、（ｂ）はＧＴＯインバータ、（ｃ）はＩ
ＧＢＴインバータを表わす。同様に（ｄ）はダイオード
による３相ブリッジ回路、（ｅ）はサイリスタによる３
相ブリッジ回路である。３レベルインバータでは直流電
源の中性点端子が必要であるが、中性点を作るコンデン
サもインバータの中に含まれると考え、適宜中性点の図
示は省略し、まとめて３相電圧形インバータとして図１
０のような一つの箱で代表する。Although a reverse conducting GTO is used in the above circuit diagram, the reverse conducting GTO is a power semiconductor device in which a normal GTO and an anti-parallel diode are integrated on a single silicon wafer. Shown. It goes without saying that other types of power semiconductor devices, for example reverse blocking GTOs or IGBTs and antiparallel diodes, may be used. Figure 9
Since the three-level inverter and the two-level inverter are all three-phase voltage source inverters, they are appropriately simplified and shown as boxes as shown in FIG. In the figure, (a) is a general voltage source inverter, (b) is a GTO inverter, and (c) is I.
Represents a GBT inverter. Similarly, (d) is a three-phase bridge circuit using diodes, and (e) is a three-phase bridge circuit using thyristors.
It is a phase bridge circuit. Although a three-level inverter requires a neutral point terminal for a DC power supply, it is considered that a capacitor that creates a neutral point is also included in the inverter. As Figure 1
It is represented by one box such as 0.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る交流電動機の駆動用インバータは、相互に絶縁された
第一と第二の直流電源を設け、第一の直流電源の電力を
交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電源の
電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第一の
インバータと第二のインバータの交流出力端子の間にオ
ープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接続し
たものである。According to a first aspect of the present invention, an inverter for driving an AC motor is provided with first and second DC power sources insulated from each other, and the power of the first DC power source is AC. And a second inverter for converting the power of the second DC power supply to AC, and an open-delta armature winding between the AC output terminals of the first and second inverters. The line AC motors are connected in series.
【００１０】請求項２と請求項４に係わるインバータ
は、第一の直流電源と第二の直流電源の正負端子をゼロ
相電圧成分に対して高いインピーダンスを有し第三次の
ゼロ相電流成分を抑制するインピーダンス、特にゼロ相
リアクトルを通して並列に接続し、第一の直流電源の電
力を交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電
源の電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第
一のインバータと第二のインバータの交流出力端子の間
にオープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接
続したものである。According to another aspect of the present invention, the positive and negative terminals of the first DC power source and the second DC power source have a high impedance with respect to the zero phase voltage component and the third zero phase current component. Connected in parallel through an impedance that suppresses the, especially a zero-phase reactor, the first inverter that converts the power of the first DC power supply to AC, and the second inverter that converts the power of the second DC power supply to AC. An AC motor having an open delta armature winding is connected in series between the AC output terminals of the first inverter and the second inverter.
【００１１】請求項３と請求項５に係わるインバータ
は、直流電源は共通とし、共通の直流電源の正負双方の
端子から第三次のゼロ相電流成分を抑制するリアクト
ル、特にゼロ相リアクトルを通して第二のインバータの
直流電源を取るようにし、リアクトルを通る前の直流電
力を交流電力に変換する第一のインバータと、リアクト
ルを通った後の直流電力を交流電力に変換する第二のイ
ンバータを設け、第一のインバータと第二のインバータ
の交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流
電動機を直列に接続したものである。また、請求項１９
に係わるインバータは、請求項２，３，４，５におい
て、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並列
接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を設
け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータと
第二のインバータの一方または双方に与える電圧指令の
ゼロ相成分を制御する制御装置を設けたものである。In the inverters according to claims 3 and 5, the DC power supply is common, and the third DC power supply is connected through a reactor for suppressing the third-order zero-phase current component from both the positive and negative terminals of the common DC power supply, especially the zero-phase reactor. The first inverter that converts the DC power of the second inverter into AC power before passing through the reactor and the second inverter that converts the DC power after passing through the reactor into AC power , An AC motor having an open delta armature winding is connected in series between the AC output terminals of the first inverter and the second inverter. In addition, claim 19
According to claim 2, 3, 4, 5, the inverter according to claim 2 is provided with a detector for detecting a zero-phase current flowing in a reactor in which the DC input sides of the first and second inverters are connected in parallel with each other, and the zero-phase current is reduced. As described above, a controller for controlling the zero-phase component of the voltage command given to one or both of the first inverter and the second inverter is provided.
【００１２】請求項６に係るものは、第一と第二のイン
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら二
台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ電
機子巻線の交流電動機を直列に接続した回路構成のもの
である。また、請求項７に係るものは、第一と第二のイ
ンバータとして３相３レベルインバータを用い、これら
二台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ
電機子巻線を直列に接続した回路構成のものである。さ
らに、請求項８に係るものは、請求項１の第一のインバ
ータとして３相３レベルインバータを用い、第二のイン
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら異
なるタイプのインバータの出力をオープンデルタ電機子
巻線を直列に接続した回路構成のものである。According to a sixth aspect of the present invention, a three-phase two-level inverter is used as the first and second inverters, and an AC motor having an open delta armature winding is connected in series between the AC output terminals of these two inverters. It has a circuit configuration connected to. The circuit according to claim 7 uses a three-phase three-level inverter as the first and second inverters, and an open delta armature winding is connected in series between the AC output terminals of these two inverters. It is a composition. Further, according to claim 8, a three-phase three-level inverter is used as the first inverter of the first aspect and a three-phase two-level inverter is used as the second inverter, and the outputs of these different types of inverters are open-delta. It has a circuit configuration in which armature windings are connected in series.
【００１３】請求項９に係るものは、第一と第二のイン
バータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子が
複数回のスイッチングを行う同一設計の３相ＰＷＭ電圧
形インバータを用い、これら二台のインバータの出力端
子の間にオープンデルタ電機子巻線を直列に接続し、か
つ、第一と第二のインバータのスイッチングを決めるキ
ャリア波野周波数を同一とし、それらのキャリア波に位
相差を持たせ、出力電圧の高調波を減少させた回路構成
のものである。According to a ninth aspect of the present invention, the first and second inverters are three-phase PWM voltage type inverters of the same design in which the self-extinguishing type element performs switching a plurality of times during one cycle of the AC output. , An open delta armature winding is connected in series between the output terminals of these two inverters, and the carrier wave field frequencies that determine the switching of the first and second inverters are made the same and the This circuit has a phase difference to reduce the harmonics of the output voltage.
【００１４】請求項１０に係るものは、第一と第二のイ
ンバータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子
が複数回のスイッチングを行う３相ＰＷＭ電圧形インバ
ータを用い、かつ、上記第一のインバータはスイッチン
グ周波数が低いインバータで、第二のインバータはスイ
ッチング周波数の高いインバータとした回路構成のもの
である。According to a tenth aspect of the present invention, as the first and second inverters, a three-phase PWM voltage type inverter in which a self-extinguishing type element performs switching a plurality of times during one cycle of AC output is used, and The first inverter is a low switching frequency inverter, and the second inverter is a high switching frequency inverter.
【００１５】請求項１１に係わるものは、第一と第二の
直流電源として二台の高力率コンバータを設け、これら
の高力率コンバータの交流電源として絶縁された２つの
２次巻線を有する変圧器を設けたものである。According to an eleventh aspect of the present invention, two high power factor converters are provided as the first and second DC power sources, and two insulated secondary windings are used as the AC power source of these high power factor converters. It is provided with a transformer.
【００１６】請求項１２に係わるものは、第一の直流電
源として回生の可能なコンバータを設け、第二の直流電
源として回生のできない一方向コンバータを設け、電動
機からの電力回生がある場合は、第二のインバータの回
生電力をリアクトルを通して第一の直流電源で受け、商
用電源に回生するようにしたものである。According to a twelfth aspect of the present invention, a converter capable of regenerating is provided as the first DC power source, a non-regenerative unidirectional converter is provided as the second DC power source, and when there is power regeneration from the electric motor, The regenerative power of the second inverter is received by the first DC power supply through the reactor and regenerated to the commercial power supply.
【００１７】請求項１３に係わるものは、第一の直流電
源の電圧に対して第二の直流電源の電圧を低く設定し、
第一のインバータに対して第二のインバータの容量を小
さく設定した回路構成のものである。According to a thirteenth aspect, the voltage of the second DC power supply is set to be lower than the voltage of the first DC power supply,
The circuit configuration is such that the capacity of the second inverter is set smaller than that of the first inverter.
【００１８】請求項１４に係わるものは、第一のインバ
ータと第二のインバータを同一設計のものとし、それら
に与える出力電圧指令のベクトルを実質的に同じ大きさ
で逆極性として、出力電圧が和動的になるようにし、二
台のインバータが電動機電圧を半分づつ分担するように
した回路構成のものである。請求項１５に係わるもの
は、第一のインバータと第二のインバータに与える出力
電圧指令のベクトルを大きさと方向の何れかまたは両方
とも異なるものとし、電動機に与える電圧としては、両
者のベクトル差を利用するようにした回路構成のもので
ある。According to a fourteenth aspect of the present invention, the first inverter and the second inverter have the same design, and the vectors of the output voltage commands given to them have substantially the same magnitude and opposite polarities so that the output voltage is The circuit configuration is such that the two inverters share the motor voltage half by half so that the two inverters share the motor voltage. According to a fifteenth aspect of the present invention, the vector of the output voltage command given to the first inverter and the second inverter is different in magnitude and / or direction, and the vector difference between the two is given as the voltage given to the electric motor. It has a circuit configuration adapted to be used.
【００１９】請求項１６に係わるものは、第一のインバ
ータと第二のインバータの出力電圧の相電圧には第三次
高調波を有するが、出力線間電圧には第三次高調波が現
れないＰＷＭ変調方式とし、インバータの出力利用率を
向上した回路構成のものである。According to the sixteenth aspect of the present invention, the phase voltage of the output voltage of the first inverter and the second inverter has a third harmonic, but the third harmonic appears in the output line voltage. This is a circuit configuration in which a PWM modulation method is not used and the output utilization rate of the inverter is improved.
【００２０】請求項１７に係わるものは、第二のインバ
ータの出力電流定格が小さく設定されており、その出力
にトランスを設けてトランスの２次側電流定格を第一の
インバータの電流定格に合わせてから電動機に供給する
ことにより、異なる電流定格のインバータの組合せを可
能にしたものである。なお、低周波数運転時にトランス
の飽和の恐れがあるが、低周波数では全て第一のインバ
ータに基本波電圧を持たせるように制御したものであ
る。According to a seventeenth aspect of the present invention, the output current rating of the second inverter is set small, and a transformer is provided at the output to match the secondary side current rating of the transformer with the current rating of the first inverter. After that, the inverters with different current ratings can be combined by supplying them to the electric motor. Although there is a risk of transformer saturation during low-frequency operation, the first inverter is controlled so as to have the fundamental wave voltage at all low frequencies.
【００２１】請求項１８に係わるものは、電動機に与え
る電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を決める制御回路を設け、
２台のインバータの電圧分担をｄｑ軸の上で配分し、２
台のインバータの有効電力と無効電力の分担を自由に指
令できるようにしたものである。請求項１９に係わるも
のは、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並
列接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を
設け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータ
と第二のインバータに与える電圧指令のゼロ相成分を制
御する制御装置を設けたものである。According to the eighteenth aspect, a control circuit for determining the d-axis component and the q-axis component of the voltage applied to the electric motor is provided,
Allocate the voltage sharing of the two inverters on the dq axes, and
It is possible to freely command the sharing of active power and reactive power of each inverter. A device according to claim 19 is provided with a detector for detecting a zero-phase current flowing in a reactor in which the DC input sides of the first and second inverters are connected in parallel to each other, and the first inverter is arranged to reduce the zero-phase current. A control device for controlling the zero-phase component of the voltage command given to the second inverter is provided.
【００２２】[0022]
【作用】本発明のインバータは、図１に示すように、２
台の３相ブリッジインバータの出力を合成するために、
電動機の電機子巻線をオープンデルタとし、その端子Ｕ
1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 側に第一のインバータを接続し、Ｕ2 ，
Ｖ2 ，Ｗ2 側に第二のインバータを接続する構成であ
る。この構成は直流電源が二つある点を除くと、図１１
に示す無停電電源装置などの回路と類似している。図１
１は単相ブリッジインバータ20, 21, 22の出力を単相ト
ランス23, 24, 25の２次でスター接続し、出力電圧の第
３次高調波を除去したものである。図１１は、描き直せ
ば、３相ブリッジインバータ２台と同じである。しか
し、この構成は次の問題があるので電動機駆動には用い
られなかった。即ち、充分パルス数の多い理想的なＰＷ
Ｍ単相インバータで出力可能な正弦波電圧の波高値はそ
の直流電源電圧が限度であるので、出力実効値は、ＥD
を直流電源電圧として ＥOMAX＝ＥD ／1.414 であ
る。ところが図１２（ａ）に示すように、インバータに
与える電圧指令に約16パーセントの第三高調波を加える
ことにより、電圧指令の波高値を16パーセント低くする
ことができ、その結果、電圧指令の基本波成分を16パー
セント高くしても電圧飽和しないので、インバータの利
用率を向上することができる。16パーセントは、経済設
計には貴重な値であるので、３相インバータでは第三高
調波重畳は不可欠な設計手法となっている。これを採用
すると、各相のインバータの出力電圧に含まれる第三高
調波の位相が同じとなるので、図１１のようにトランス
の２次巻線をスターにすれば、出力には第三高調波は現
れない。しかし、出力トランスを通常の３相３脚鉄心に
すると、各相の脚に発生する第三高調波の起磁力が同相
となる。この同相起磁力は大きな漏洩磁束を発生し、周
辺の構造物に渦電流を流したり、騒音を発生するなどの
不具合を生じる。そこで図１１では、３つの単相トラン
スを用いる設計、あるいは３相５脚鉄心とし２つの脚を
第三高調波磁束の通路とする設計が一般に行なわれてい
る。しかし、電動機では第三高調波磁束の通路を設ける
設計は不可能であり、オープンデルタ電機子巻線と単相
ブリッジインバータ３台，即ち三相ブリッジインバータ
２台を組み合わせる回路は採用できないのである。The inverter of the present invention, as shown in FIG.
In order to combine the outputs of the three-phase bridge inverter
The armature winding of the motor is an open delta and its terminal U
The first inverter is connected to the side of 1 , V 1 and W 1 , and U 2 ,
In this configuration, a second inverter is connected to the V 2 and W 2 sides. This configuration is shown in FIG. 11 except that there are two DC power supplies.
It is similar to the circuit such as the uninterruptible power supply shown in. Figure 1
In No. 1, the outputs of the single-phase bridge inverters 20, 21, 22 are star-connected with the secondary of the single-phase transformers 23, 24, 25 to remove the third harmonic of the output voltage. If redrawn, FIG. 11 is the same as two three-phase bridge inverters. However, this structure was not used for driving a motor because of the following problems. That is, an ideal PW with a sufficient number of pulses
The peak value of the sine wave voltage that can be output by the M single-phase inverter is limited by the DC power supply voltage, so the output effective value is E D
Is the DC power supply voltage, E OMAX = E D /1.414. However, as shown in FIG. 12 (a), the peak value of the voltage command can be reduced by 16% by adding about 16% of the third harmonic to the voltage command given to the inverter. Even if the fundamental wave component is increased by 16%, voltage saturation does not occur, so the utilization factor of the inverter can be improved. Since 16% is a valuable value for economic design, third harmonic superposition is an indispensable design method for three-phase inverters. If this is adopted, the phase of the third harmonic contained in the output voltage of the inverter of each phase will be the same, so if the secondary winding of the transformer is made into a star as shown in FIG. No waves appear. However, when the output transformer is a normal three-phase three-leg iron core, the magnetomotive forces of the third harmonics generated in the legs of each phase are in phase. This in-phase magnetomotive force generates a large leakage magnetic flux, which causes problems such as eddy currents flowing in surrounding structures and noise. Therefore, in FIG. 11, a design using three single-phase transformers or a design using three-phase five-leg iron cores and two legs as paths for the third harmonic magnetic flux is generally performed. However, it is impossible to design a path for the third harmonic magnetic flux in an electric motor, and a circuit combining an open delta armature winding with three single-phase bridge inverters, that is, two three-phase bridge inverters cannot be adopted.
【００２３】電動機駆動に用いる通常の３相ブリッジイ
ンバータでは、利用率向上のために図１２（ｂ）に示す
ように第三高調波を各相の指令に加えたり、または２相
変調法のようなもともとゼロ相電圧成分の多い変調を用
いても、それは出力線間には現れない。しかし、出力電
圧は第三次高調波を含む大きな同相電圧成分を含んでい
る。したがって、２台の３相ブリッジインバータの間に
オープンデルタ負荷を接続すれば、両者の直流電源が共
通であれば、２台のゼロ相電圧成分は和動になって、大
きな同相電流成分が電機子巻線に流れるので、運転不能
になるのである。In a normal three-phase bridge inverter used for driving a motor, a third harmonic is added to the command for each phase as shown in FIG. Naturally, even if the modulation with many zero phase voltage components is used, it does not appear between the output lines. However, the output voltage contains a large common-mode voltage component including the third harmonic. Therefore, if an open delta load is connected between two three-phase bridge inverters, if the two DC power supplies are common, the zero-phase voltage components of the two units are summed and a large common-mode current component is generated in the electric machine. Since it flows in the sub winding, it becomes impossible to operate.
【００２４】本発明の第一の提案は、図１に示すよう
に、第一の３相インバータと第二の３相インバータの直
流電源を完全に分離することにより、両者の間で第三高
調波などの同相電流成分が流れ得ないようにすることに
より、上記の問題を解決するものである。本発明の次の
提案は、図４に示すように、第一のインバータと第二の
インバータの直流電源をゼロ相リアクトルのような第三
次同相電流に対してインピーダンスの高いもので並列接
続することにより、第三高調波などの同相電流成分を支
障の無い範囲に抑制し、同時に二つの直流電源の間で電
力の融通を可能にするものである。この方式は回生電力
の少ない用途で直流電源の経済設計を実現するものであ
る。本発明の第三の提案は、図５に示すように共通の直
流電源から第一のインバータと第二のインバータの直流
電源を取るが、共通の直流電源の正負双方の端子から少
なくとも一方のインバータの直流コンデンサの間に、ゼ
ロ相リアクトルまたは充分大きなインダクタンス値の直
流リアクトルを設け、同相電流に対してインピーダンス
の高い構成とすることにより、第三高調波などの同相電
流成分を支障の無い範囲に抑制すると共に、一つの直流
電源で経済的にシステムを構成できるようにするもので
ある。The first proposal of the present invention is to completely separate the DC power supplies of the first three-phase inverter and the second three-phase inverter as shown in FIG. The above problem is solved by preventing in-phase current components such as waves from flowing. In the next proposal of the present invention, as shown in FIG. 4, the DC power supplies of the first inverter and the second inverter are connected in parallel with each other with high impedance with respect to a third common-mode current such as a zero-phase reactor. As a result, the common-mode current component such as the third harmonic is suppressed to a range that does not hinder, and at the same time, the power can be interchanged between the two DC power supplies. This method realizes economical design of DC power supply for applications with little regenerative power. The third proposal of the present invention is to take the DC power of the first inverter and the second inverter from the common DC power supply as shown in FIG. 5, but at least one of the positive and negative terminals of the common DC power supply is used. By installing a zero-phase reactor or a DC reactor with a sufficiently large inductance value between the DC capacitors of the above, and making the impedance high with respect to the common-mode current, common-mode current components such as the third harmonic can be placed within a range that does not interfere. In addition to suppressing, it is possible to economically configure the system with one DC power source.
【００２５】[0025]
実施例１．本発明の第一の実施例を図１に示す。これは
ＧＴＯを用いた２台の３相インバータ，ＩＮＶ−１ １
とＩＮＶ−２ ２のそれぞれに高力率コンバータＣＯＮ
Ｖ−１ ３とＣＯＮＶ−２ ４を設け、これらの高力率
コンバータの電源トランスとして二つの２次巻線ＳＷ1
とＳＷ2 を有するトランスＴＲ６を設けている。コンバ
ータとインバータの間には直流フィルタコンデンサＣD1
７とＣD2８がある。ＩＮＶ−１の出力は交流電動機Ｍ５
のオープンデルタ電機子巻線のＵ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 端子に
接続され、一方ＩＮＶ−２の出力はＵ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 端
子に接続されている。この例では２台のインバータは同
一設計である。ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２の出力電圧指令
を同じ大きさで逆極性にし、電動機には２倍の電圧が供
給される。ここでインバータＩＮＶ−１とＩＮＶ−２
は、２レベルインバータでも３レベルインバータでもよ
い。インバータ，コンバータともに３レベルインバータ
を採用する場合は、直流コンデンサは共通とし、正側と
負側に分け、中間端子をクランプ回路に使う。また、コ
ンバータは、一方または双方が可逆または非可逆のサイ
リスタコンバータやダイオードコンバータであってもよ
い。Example 1. A first embodiment of the present invention is shown in FIG. This is two 3-phase inverters using GTO, INV-11
And INV-22 each have a high power factor converter CON
V-1 3 and CONV-24 are provided, and two secondary windings SW 1 are used as a power transformer of these high power factor converters.
And a transformer TR6 having SW 2 and SW 2 . DC filter capacitor C D1 between converter and inverter
There are 7 and C D2 8. The output of INV-1 is AC motor M5
Of the open delta armature winding is connected to terminals U 1 , V 1 and W 1 , while the output of INV-2 is connected to terminals U 2 , V 2 and W 2 . In this example, the two inverters have the same design. The output voltage commands of INV-1 and INV-2 have the same magnitude but opposite polarities, and a double voltage is supplied to the electric motor. Here, the inverters INV-1 and INV-2
May be a two-level inverter or a three-level inverter. When a 3-level inverter is used for both the inverter and the converter, the DC capacitor is common, divided into the positive side and the negative side, and the intermediate terminal is used for the clamp circuit. Further, the converter may be a thyristor converter or a diode converter, one or both of which is reversible or irreversible.
【００２６】次に本発明の出力合成の原理を説明する。
まず、同じ設計のインバータを用いたものについて説明
すると、第一のインバータの出力電圧指令が Ｅ1 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二のインバ
ータの出力電圧指令は Ｅ2 * ＝（−ＥU ，−ＥV ，−ＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−Ｅ
U ，−ＥV ，−ＥW ） ＝（２ＥU ，２ＥV ，２ＥW ） となり、２倍の電圧が電機子巻線に供給される。異なる
タイプのインバータを用いた場合について説明すると、
第一の３レベルインバータの出力電圧指令がＥ1 * ＝
（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二の２レベルインバ
ータの出力電圧指令は、１＞ｋ＞０として、 Ｅ2 * ＝（−ｋＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−ｋ
ＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ） ＝（（１＋ｋ）ＥU ，（１＋ｋ）ＥV ，（１＋ｋ）
ＥW ） となり、２台の出力電圧の分担は１：ｋで、和動的に電
動機に供給される。これを図にしたものが図７（ａ）で
インバータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性で大
きさが異なることを示している。インバータをスター結
線の電源として説明したものが図７（ｂ）で、第一のイ
ンバータの各相電圧と第二のインバータのそれとが直列
接続関係になっていることが同図から分かる。両者の電
圧指令を逆極性にすれば、出力電圧が和動になることが
容易にわかる。また、第３次高調波電圧の同相成分が相
電圧に存在しても電流が流れないことも理解できる。Next, the principle of output synthesis according to the present invention will be described.
First, when explained that using an inverter of the same design, the first output voltage command of the inverter E 1 * = if (E U, E V, E W) , the output voltage command of the second inverter Let E 2 * = (− E U , −E V , −E W ). As a result, the voltage applied to the AC motor, E M = E 1 * -E 2 * = (E U, E V, E W) - (- E
U, -E V, -E W) = (2E U, 2E V, 2E W) , and the double voltage is supplied to the armature winding. Explaining the case of using different types of inverters,
The output voltage command of the first 3-level inverter is E 1 * =
(E U, E V, E W) if the output voltage command of the second 2-level inverter, as 1>k> 0, E 2 * = (- kE U, -kE V, -kE W) And As a result, the voltage applied to the AC motor, E M = E 1 * -E 2 * = (E U, E V, E W) - (- k
E U, -kE V, -kE W ) = ((1 + k) E U, (1 + k) E V, (1 + k)
E W ), and the sharing of the output voltage of the two units is 1: k, and they are supplied to the electric motors in a dynamic manner. FIG. 7A shows that the space voltage vector command given to the inverter has different polarities and different magnitudes. It is understood from FIG. 7B that the inverter has been described as a power source for star connection, and the phase voltage of the first inverter and that of the second inverter are connected in series. It is easy to see that the output voltage becomes a sum if the two voltage commands have opposite polarities. It can also be understood that no current flows even if the in-phase component of the third harmonic voltage exists in the phase voltage.
【００２７】実施例２．次に図６に示す本発明の制御回
路の例を説明する。ベクトル制御の方式は通常の滑り周
波数制御方式であるので、詳細は述べないが、パルス式
速度計ＰＧ11から得られる速度信号ｎF と速度指令回路
118 の指令ｎR との差が速度制御回路117 に与えられ、
速度制御117 からは、トルク分電流指令ｉq * がｑ軸電
流制御113 に与えられる。また、速度に応じて励磁分電
流指令Ｉd * が励磁電流指令制御回路116 からｄ軸電流
制御112 に与えられる。ｄ，ｑ軸の電流制御回路112 ，
113 は、３相／ｄｑ変換回路114 で電機子電流を３相か
らｄｑ軸に変換して得られた帰還信号ｉd ，Ｉq が上記
電流指令に一致するように、インバータへのｄｑ軸電圧
指令Ｅd * ，Ｅq * を作る。この電圧指令を電圧配分制
御回路111 がＩＮＶ−１ １とＩＮＶ−２ ２に通常は
半分ずつ割り振る。一方、速度制御回路の信号に基づき
すべり周波数設定器115 で必要なトルクに見合う滑り周
波数ｆS を決め、これは電動機速度に対応したパルス周
波数ｆM と加算されてインバータの出力周波数を決める
周波数信号ｆ＝ｆM ＋ｆs としてカウンタ110 に送られ
る。カウンタは12ビット程度のカウンタである。カウン
ト数に応じてリードオンリーメモリにｓｉｎとｃｏｓの
波形を記録した波形メモリ109 を読み、カウンタの一巡
で一周期のｓｉｎ，ｃｏｓが得られる。この基準波形を
用いて第一と第二のインバータのｄｑ軸の電圧指令をｄ
ｑ／３相座標変換106，107 で３相に変換し、ＰＷＭ回
路102 ，103 に与えている。また、第三調波発生回路11
9 は、第三調波のｓｉｎ波形を記録した波形メモリで、
出力電圧の利用率を向上するための第三調波をカウント
数に応じて発生し、ＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に加える。
一方、発振器108 は変調キャリアをキャリア波−１104
とキャリア波−２105で作るため、クロックを発生す
る。ここではキャリア波−１とキャリア波−２が180 度
の位相差を持つようにし、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のス
イッチングが交互に行なわれるようにし、出力波形を改
善させている。上記のようして得られたインバータの電
圧指令はＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に与えられ、ゲート回
路100 , 101 を通してインバータを駆動する。上記の例
で分かるように本発明の制御回路は、１台のインバータ
の場合のそれと比較してゲート回路101 , ＰＷＭ回路10
3 ，キャリア波回路105 ，ｄｑ／３相変換回路107 が余
分に必要なだけで、比較的簡単である。しかも前向きの
フィードフォワード制御であるので、制御遅れなどの問
題がなく、容易に性能を発揮すると言う特徴がある。Example 2. Next, an example of the control circuit of the present invention shown in FIG. 6 will be described. Although the vector control method is a normal slip frequency control method, the details will not be described, but the speed signal n F and the speed command circuit obtained from the pulse speed meter PG11 are not described.
The difference from the command n R of 118 is given to the speed control circuit 117,
From the speed control 117, a torque component current command i q * is given to the q-axis current control 113. Further, the excitation current command I d * is given from the excitation current command control circuit 116 to the d-axis current control 112 according to the speed. d, q-axis current control circuit 112,
Reference numeral 113 denotes a dq axis voltage to the inverter so that the feedback signals i d and I q obtained by converting the armature current from the three phases to the dq axes by the three phase / dq conversion circuit 114 match the current command. Create commands E d * and E q * . The voltage distribution control circuit 111 normally allocates this voltage command to INV-11 and INV-22 by half. On the other hand, based on the signal from the speed control circuit, the slip frequency setter 115 determines the slip frequency f S that corresponds to the required torque, and this is added to the pulse frequency f M corresponding to the motor speed to determine the output frequency of the inverter. It is sent to the counter 110 as f = f M + f s . The counter is a 12-bit counter. The waveform memory 109 in which the sin and cos waveforms are recorded in the read-only memory according to the number of counts is read, and one cycle of sin and cos is obtained by one cycle of the counter. Using this reference waveform, the dq axis voltage command of the first and second inverters is d
It is converted into three phases by q / 3-phase coordinate conversion 106, 107 and given to the PWM circuits 102, 103. In addition, the third harmonic generation circuit 11
9 is a waveform memory that records the sin waveform of the third harmonic,
A third harmonic for improving the utilization rate of the output voltage is generated according to the number of counts and added to PWM-1 and PWM-2.
On the other hand, the oscillator 108 transmits the modulated carrier to the carrier wave-1104.
Since it is made with carrier wave -2105, a clock is generated. Here, the carrier wave-1 and the carrier wave-2 have a phase difference of 180 degrees, and switching between INV-1 and INV-2 is alternately performed to improve the output waveform. The inverter voltage command obtained as described above is given to PWM-1 and PWM-2, and the inverter is driven through the gate circuits 100 and 101. As can be seen from the above example, the control circuit of the present invention has a gate circuit 101 and a PWM circuit 10 which are different from those in the case of one inverter.
3, carrier wave circuit 105 and dq / 3-phase conversion circuit 107 are additionally required, which is relatively simple. Moreover, since the feed-forward control is positive, there is no problem such as control delay and the performance is easily exhibited.
【００２８】実施例３．図３の回路は、例えば、第一の
インバータＩＮＶ−１ １がスイッチング周波数が500
HzのＧＴＯインバータで、第二のインバータＩＮＶ−２
２がスイッチング周波数が５ｋHzのＩＧＢＴインバー
タである場合に、ＧＴＯインバータの高調波電圧をＩＧ
ＢＴインバータでキャンセルし、電動機５に高調波歪の
少ない電圧を供給する構成である。ＧＴＯインバータの
発生する電圧歪は波歪の少ない電圧を供給する構成であ
る。ＧＴＯインバータの発生する電圧歪は 〔電圧歪〕＝〔出力電圧瞬時値〕−〔電圧指令値〕 である。従って、電圧配分制御回路111 からＩＮＶ−１
に与えられる電圧指令を座標変換106 でｄｑ軸から３相
に変換した指令値から電圧検出回路120 で求めたＩＮＶ
−１の出力電圧を引いて〔電圧歪〕の信号を求める。次
にその信号をフィルタ123 を通し、ＩＧＢＴインバータ
２が追従できない高周波成分を除去してから補償信号と
してＰＷＭ−２103 へ与える。一方、ＩＧＢＴインバー
タには電圧配分制御回路111 から座標変換107 を通して
基本波電圧指令が与えられているので、それに上記の補
償信号を加え、ＩＧＢＴインバータのＰＷＭ−２の電圧
指令とする。ＩＧＢＴインバータはＧＴＯインバータに
対して10〜20％の容量で充分であるが、同じ電流定格が
必要であるので、出力にトランスＴＲ10を設け、電流定
格を合わせている。出力周波数が５Hz程度以下ではトラ
ンスの飽和を避けるため、ＧＴＯインバータが基本波出
力を出力し、ＩＧＢＴインバータは高調波補償のみを行
なうように電圧配分制御回路で配分する。なお、121 は
便宜上、ベクトル制御の主要ブロックをまとめて簡略化
したものである。Example 3. In the circuit of FIG. 3, for example, the first inverter INV-11 has a switching frequency of 500.
Hz GTO inverter, second inverter INV-2
When 2 is an IGBT inverter with a switching frequency of 5 kHz, the harmonic voltage of the GTO inverter is set to IG.
The configuration is such that the BT inverter cancels and a voltage with less harmonic distortion is supplied to the electric motor 5. The voltage distortion generated by the GTO inverter is configured to supply a voltage with less wave distortion. The voltage distortion generated by the GTO inverter is [voltage distortion] = [instantaneous output voltage value] − [voltage command value]. Therefore, from the voltage distribution control circuit 111 to INV-1
INV obtained by the voltage detection circuit 120 from the command value obtained by converting the voltage command given to
The signal of [voltage distortion] is obtained by subtracting the output voltage of -1. Next, the signal is passed through a filter 123 to remove a high frequency component that the IGBT inverter 2 cannot follow, and then given to the PWM-2103 as a compensation signal. On the other hand, since the fundamental voltage command is given to the IGBT inverter from the voltage distribution control circuit 111 through the coordinate conversion 107, the above-mentioned compensation signal is added to it to make the voltage command of PWM-2 of the IGBT inverter. The capacity of the IGBT inverter is 10 to 20% that of the GTO inverter, but the same current rating is required. Therefore, a transformer TR10 is provided at the output to match the current rating. In order to avoid transformer saturation when the output frequency is about 5 Hz or less, the GTO inverter outputs the fundamental wave output, and the IGBT inverter distributes it by the voltage distribution control circuit so as to perform only harmonic compensation. Incidentally, 121 is a simplified block in which main blocks of vector control are put together for convenience.
【００２９】実施例４．次に図４の回路により、第一の
直流電源３と第二の直流電源４の間を絶縁せず、電力の
相互融通が可能な方式を説明する。この例では第一の直
流電源は高力率コンバータで、第二のそれはサイリスタ
コンバータである。この例では、ＩＮＶ−１ １とＩＮ
Ｖ−２ ２は同一設計で、同じ出力電圧で運転する。二
つの直流電源の間を３次の同相電流を抑制するようにゼ
ロ相リアクトル９で並列に接続している。力行運転時
は、ＣＯＮＶ−１ ３はＩＮＶ−１ １の電力を持ち、
ＣＯＮＶ−２ ４はＩＮＶ−２ ２の電力を持つ。その
ために二つのコンバータは同じ出力電圧指令とし、しか
もＣＯＮＶ−１にはＩＮＶ−１の、ＣＯＮＶ−２にはＩ
ＮＶ−２の直流電流を電流指令としてフィードフォワー
ドする。しかし、回生時はＣＯＮＶ−２は回生できない
ので、電流をゼロとし、ＩＮＶ−２の電力も合わせＣＯ
ＮＶ−１で回生する。この場合にゼロ相リアクトルに流
れる直流電流は往復でキャンセルするので、ゼロ相リア
クトルの動作は問題ない。両者のインバータ出力電圧の
ゼロ相成分は第３次高調波電圧が主で、上記のゼロ相リ
アクトルに吸収されるが、インバータのＧＴＯ素子特性
のばらつきなどで直流電圧成分や不規則に変化する低い
周波数成分が少し発生するので、それによるゼロ相電流
を抑制するために、ホール素子を用いたゼロ相ＣＴ15と
ゼロ相電流検出回路128 を設け、ゼロ相電圧制御回路12
9 でＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のＰＷＭ回路102 ，103 へ
与える電圧指令を差動的に制御し、ゼロ相電流の低い周
波数成分を抑制している。なお、この回路でゼロ相電流
はホールＣＴによらず、インバータの交流側で３相の電
流の和として求めてもよい。Example 4. Next, a method in which the first DC power supply 3 and the second DC power supply 4 are not insulated from each other by the circuit of FIG. In this example, the first DC power supply is a high power factor converter and the second is a thyristor converter. In this example, INV-11 and IN
The V-22 has the same design and operates at the same output voltage. The two DC power supplies are connected in parallel by the zero-phase reactor 9 so as to suppress the third-order in-phase current. At the time of power running, the CONV-1 3 has the power of INV-1 1,
The CONV-24 has the power of INV-22. Therefore, the two converters have the same output voltage command, and INV-1 is used for CONV-1, and IV is used for CONV-2.
Feed forward the DC current of NV-2 as a current command. However, since CONV-2 cannot be regenerated during regeneration, the current is set to zero and the power of INV-2 is also adjusted to CO.
Regenerate with NV-1. In this case, the DC current flowing through the zero-phase reactor is canceled in a reciprocating manner, so there is no problem in the operation of the zero-phase reactor. The zero-phase component of both inverter output voltages is mainly the third harmonic voltage and is absorbed by the above zero-phase reactor, but the DC voltage component and irregular changes due to variations in the GTO element characteristics of the inverter are low. Since a small frequency component is generated, in order to suppress the zero-phase current due to it, a zero-phase CT15 using a Hall element and a zero-phase current detection circuit 128 are provided, and the zero-phase voltage control circuit 12 is provided.
At 9, the voltage command given to the PWM circuits 102 and 103 of INV-1 and INV-2 is differentially controlled to suppress the low frequency component of the zero phase current. In this circuit, the zero-phase current may be obtained as the sum of the three-phase currents on the AC side of the inverter, instead of the Hall CT.
【００３０】次に、本発明の特殊な使い方として、イン
バータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性ではな
く、大きさも方向も異なる場合について説明する。便宜
上、第二のインバータの電圧指令は逆極性を正に取れ
ば、二台のインバータの出力電圧のベクトル和 Ｅ1 *
＋Ｅ2 * が電動機に供給される。第一のインバータの
出力電圧指令を Ｅ1 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）とし、
第二のインバータは出力電圧指令を Ｅ2 * ＝（ＥU2，
ＥV2，ＥW2）とする。この場合、交流電動機に印加され
る電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * ＋Ｅ2 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）＋
（ＥU2，ＥV2，ＥW2） ＝（ＥU1＋ＥU2，ＥV1＋ＥV2，ＥW1＋ＥW2） となる。Next, as a special use of the present invention, a case will be described in which the space voltage vector command given to the inverter is not of opposite polarity but has different magnitude and direction. For the sake of convenience, if the reverse polarity of the voltage command of the second inverter is positive, the vector sum of the output voltages of the two inverters E 1 *
+ E 2 * is supplied to the electric motor. The output voltage command of the first inverter is E 1 * = (E U1 , E V1 , E W1 ),
The second inverter outputs the output voltage command as E 2 * = (E U2 ,
E V2 , E W2 ). In this case, the voltage applied to the AC motor is: E M = E 1 * + E 2 * = (E U1 , E V1 , E W1 ) +
(E U2 , E V2 , E W2 ) = (E U1 + E U2 , E V1 + E V2 , E W1 + E W2 ).
【００３１】この方法は二台のインバータが同じ設計で
も異なる設計のものであっても、利用することができ
る。例えば、図３の実施例で説明した方式で、第二のイ
ンバータの直流電源はコンバータがなく、コンデンサの
みとし、高調波補償のみとする使い方が可能である。そ
のためには電圧配分制御回路111 から第二のインバータ
に与える指令をゼロにすればよい。他の例では、変調方
式によっては出力電圧歪が多くなるとが、ＧＴＯの最小
パルス巾の制約などで、低周波数のゼロ電圧近辺の電圧
が出力し難い場合に、各々のインバータはゼロ電圧を出
力せずに電動機にゼロ電圧を供給することができる。ま
た、３レベルインバータでは変調法によっては、０Hz近
辺で低い電圧を出力するときに特定のインバータアーム
の電流通電時間が長くなり、特定の素子に無理がかかる
ことがあるが、上記の方法を利用して、二台のインバー
タに共通のバイアス信号として、数ヘルツの適当な大き
さの信号を与えて両者の差として０Hz近辺の低電圧を出
力し、電流集中を避けることが可能となる。This method can be used whether the two inverters have the same design or different designs. For example, in the method described in the embodiment of FIG. 3, the DC power supply of the second inverter does not have a converter, but only the capacitor and only the harmonic compensation can be used. For that purpose, the command given from the voltage distribution control circuit 111 to the second inverter may be set to zero. In another example, the output voltage distortion increases depending on the modulation method, but when it is difficult to output the voltage near the low frequency zero voltage due to the constraint of the minimum pulse width of the GTO, each inverter outputs zero voltage. It is possible to supply zero voltage to the electric motor without doing so. Also, in the 3-level inverter, depending on the modulation method, when a low voltage is output in the vicinity of 0 Hz, the current energization time of a specific inverter arm may be long and it may be difficult to apply a specific element. However, the above method is used. Then, as a bias signal common to the two inverters, a signal of an appropriate magnitude of several hertz is given, and a low voltage near 0 Hz is output as a difference between the two, thereby making it possible to avoid current concentration.
【００３２】本発明の図１の回路では、直流電源側を完
全に分離しているので、インバータの利用率を上げるた
めに、第３次高調波成分の多い変調法を用いても全く電
機子巻線電流には影響しない。本発明のこの回路の最大
の特徴は、２台のインバータの出力が相間リアクトルの
ような余分なものを使わずに、また電流や電圧のバラン
ス制御などなしに、自然に合成されることである。従っ
て相間リアクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの
問題が解消される。また、相間リアクトル方式では、電
流が２倍になるので、大形電動機では大電流過ぎて不利
であるが、本発明の方式では、電圧が２倍になるので、
電動機設計が有利となる。また、出力電圧波形を改善す
るために、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のキャリア波の位相
をずらせ、等価スイッチング周波数を２倍にする方式
は、相間リアクトル方式では、キャリア位相差に相当す
る電圧がリアクトルに印加され、大きな騒音の原因にな
る。しかし、本発明の方式では合成されて波形改善され
た電圧が電動機に与えられるので好都合である。In the circuit of FIG. 1 of the present invention, the DC power source side is completely separated, so that even if a modulation method with a large third harmonic component is used to increase the utilization factor of the inverter, no armature is used. It does not affect the winding current. The greatest feature of this circuit of the present invention is that the outputs of two inverters are naturally combined without using an extra one such as an interphase reactor and without controlling current or voltage balance. . Therefore, problems such as electromagnetic noise of the interphase reactor, loss, and installation location are eliminated. Further, in the interphase reactor system, the current is doubled, which is disadvantageous because the large electric motor is too large, but in the system of the present invention, the voltage is doubled.
Electric motor design is advantageous. Further, in order to improve the output voltage waveform, the phase of carrier waves of INV-1 and INV-2 is shifted and the equivalent switching frequency is doubled. In the interphase reactor method, the voltage corresponding to the carrier phase difference is It is applied to the reactor and causes loud noise. However, the method of the present invention is advantageous because the combined and waveform-improved voltage is applied to the motor.
【００３３】通常の使い方では、２台のインバータに半
分づつ電圧分担させるが、電圧分担を変えても何ら支障
はない。従って、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２を同じ設計に
せず、図２に示すように第一のインバータ１を３レベル
インバータとし、第二のインバータ２を２レベルインバ
ータとすることも可能である。同じＧＴＯを用いた３レ
ベルインバータは、２レベルインバータの２倍の電圧が
得られるので、両者を組み合わせることにより、２レベ
ルインバータの３倍の容量が得られる。また、３レベル
インバータ２台で本発明の回路にすれば、４倍の容量に
なる。これらを組み合わせることにより、容量比が１：
２：３：４の製品系列が構成でき、種々の大きさの電動
機に対応できる。In normal use, the two inverters share the voltage half by half, but there is no problem even if the voltage sharing is changed. Therefore, it is possible to make the first inverter 1 a three-level inverter and the second inverter 2 a two-level inverter, as shown in FIG. 2, without designing INV-1 and INV-2 to be the same. Since a three-level inverter using the same GTO can obtain twice the voltage of the two-level inverter, by combining the two, three times the capacity of the two-level inverter can be obtained. In addition, if the circuit of the present invention is composed of two 3-level inverters, the capacity will be four times as large. By combining these, the capacity ratio is 1:
A 2: 3: 4 product line can be configured to support various sizes of electric motors.
【００３４】従来から、一つのインバータシステムには
一つの直流電源という設計が通常であり、２つの独立し
た直流電源を設けることは無意味なものとして発想され
なかったようである。本発明の２電源方式は、一見不経
済に見えるが、ＧＴＯの１素子並列では製作困難な大容
量電動機駆動システムを設計する場合、直流電源容量が
２台のコンバータを必要とするので、好都合なのであ
る。Conventionally, one DC power supply is usually designed for one inverter system, and it seems that providing two independent DC power supplies was not considered as meaningless. The dual power supply system of the present invention is uneconomical at first glance, but when designing a large-capacity motor drive system that is difficult to manufacture with one element of GTO in parallel, it is convenient because it requires two converters for DC power supply capacity. is there.
【００３５】なお、本発明になるインバータ装置の用途
は、鉄鋼圧延機用の誘導電動機や同期電動機のＧＴＯイ
ンバータによるベクトル制御が代表的なものであるが、
それ以外にも、電気推進船舶の電動機駆動，電気機関車
などが考えられる。また、周波数制御によるポンプや送
風機の駆動用や、高速エレベータの数百ｋＷのＩＧＢＴ
インバータにも適している。さらに複数の電動機駆動に
も電動機をオープンデルタにすれば適用できる。The inverter device according to the present invention is typically used for vector control by an induction motor for a steel rolling mill or a GTO inverter for a synchronous motor.
Other than that, electric drive of an electric propulsion ship, an electric locomotive, etc. can be considered. In addition, for driving pumps and blowers by frequency control, and IGBTs of several hundred kW for high-speed elevators.
Also suitable for inverters. Further, it can be applied to drive a plurality of electric motors if the electric motor is an open delta.
【００３６】[0036]
【発明の効果】この発明に係る交流電動機駆動用多重イ
ンバータ装置は、出力電圧をオープンデルタ電機子巻線
で直列に合成し、その場合に生じる同相の第三次電流を
抑制する直流電源の構成としたので、全く異なる仕様の
インバータの出力を自由に合成することができ、下記の
ような多くの利点を提供する。 (1)相間リアクトルが不要で、電動機の巻線で直接、２
台のインバータの出力を合成できる。その結果、相間リ
アクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの問題が解
消される。また、電圧を上げて大容量にすることは電動
機にとって好都合である。しかも、零ヘルツまで充分な
トルクが確保でき、また、第３次高調波電圧の重畳によ
る利用率向上は問題なく可能である。According to the multiple inverter device for driving an AC motor of the present invention, the output voltage is combined in series with the open delta armature winding, and the DC power supply for suppressing the in-phase third current generated in that case is formed. Therefore, it is possible to freely combine the outputs of the inverters having completely different specifications, and provide many advantages as described below. (1) No interphase reactor is required, and it can be directly connected to the winding of the motor.
You can combine the outputs of the inverters. As a result, problems such as electromagnetic noise of the interphase reactor, loss, and installation location are eliminated. In addition, it is convenient for the electric motor to increase the voltage to increase the capacity. Moreover, sufficient torque can be secured up to zero hertz, and the utilization factor can be improved without any problem by superimposing the third harmonic voltage.
【００３７】(2)キャリア波の位相をずらせ、電圧波形
を改善する方式は、本発明では、合成された後の改善さ
れた電圧が直接電動機に与えられるので、本質的に騒音
の原因が軽減されている。 (3)異なる仕様のインバータを多重にできるので、設計
の自由度が大きい。特に請求項１のものでは、出力電流
定格さえ同じであれば、異なる直流電圧のインバータを
組合せることができるので、種々の容量の製品系列を容
易に構成できる。(2) In the method of improving the voltage waveform by shifting the phase of the carrier wave, in the present invention, the improved voltage after synthesis is directly applied to the electric motor, so that the cause of noise is essentially reduced. Has been done. (3) Since the inverters with different specifications can be multiplexed, the degree of freedom in design is great. In particular, according to claim 1, as long as output current ratings are the same, inverters having different DC voltages can be combined, so that product series with various capacities can be easily constructed.
【００３８】(4)負荷分担のバランスは電圧指令だけで
フィードフォワード的に自由に制御でき、複雑な制御系
は不要である。 (5)請求項２の２台の直流電源の間をゼロ相リアクトル
で並列接続したものでは、回生電力の少ない用途におい
て、第二のコンバータは一方向でよいので、経済的なシ
ステムを構成できる。 (6)共通の１台の直流電源とした請求項３のものでは、
やや小容量のインバータでコンバータ容量が１台で充分
の場合に、経済的なシステムを構成することができる。(4) The load sharing balance can be freely controlled in a feedforward manner only by the voltage command, and a complicated control system is unnecessary. (5) With the two DC power supplies connected in parallel between the two DC power supplies according to claim 2, the second converter may be unidirectional in applications where the regenerative power is small, so that an economical system can be configured. . (6) According to claim 3, wherein a common DC power source is used,
An economical system can be constructed when only one converter is sufficient for a slightly small capacity inverter.
【図１】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of an inverter device according to the present invention.
【図２】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
において、第一のインバータを３レベルインバータと
し、第二のインバータを２レベルインバータとした回路
図である。FIG. 2 is a circuit diagram in which the first inverter is a three-level inverter and the second inverter is a two-level inverter in the first embodiment of the inverter device according to the present invention.
【図３】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
において、第一のインバータをＧＴＯインバータとし、
第二のインバータをＩＧＢＴインバータとした回路図で
ある。In the first embodiment of the inverter device according to the present invention, the first inverter is a GTO inverter,
It is a circuit diagram which made the second inverter the IGBT inverter.
【図４】この発明によるインバータ装置の第２の実施例
を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the inverter device according to the present invention.
【図５】この発明によるインバータ装置の第３の実施例
を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of the inverter device according to the present invention.
【図６】この発明によるインバータ装置の制御回路の一
実施例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of a control circuit of the inverter device according to the present invention.
【図７】本発明の原理を説明する図で、図（ａ）は、第
一と第二のインバータの出力電圧Ｅ1 とＥ2 を空間電圧
ベクトルで示した図であり、図（ｂ）は、スター接続の
３相電源として表現された二つのインバータと負荷の関
係を示す図である。7A and 7B are diagrams for explaining the principle of the present invention, in which FIG. 7A is a diagram showing the output voltages E 1 and E 2 of the first and second inverters as spatial voltage vectors, and FIG. FIG. 4 is a diagram showing a relationship between two inverters expressed as a star-connected three-phase power supply and a load.
【図８】大容量交流電動機駆動用インバータとして従来
から使われている代表的な多重インバータの回路図であ
る。FIG. 8 is a circuit diagram of a typical multiple inverter conventionally used as a large-capacity AC motor driving inverter.
【図９】本発明の多重インバータの構成要素として使わ
れる３相２レベルインバータと３レベルインバータの回
路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a three-phase two-level inverter and a three-level inverter used as constituent elements of the multiplex inverter of the present invention.
【図１０】各種の３相インバータやコンバータを簡略化
して図示するためのブロック図の説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of a block diagram for simplifying and illustrating various three-phase inverters and converters.
【図１１】無停電電源装置などで使われる３つの単相ブ
リッジを用いたインバータシステムの回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of an inverter system using three single-phase bridges used in an uninterruptible power supply or the like.
【図１２】同図（ａ）は、相電圧に16パーセントの第三
高調波を重畳させることにより、相電圧の波高値が低く
なることを説明する図である。同図（ｂ）は、図（ａ）
のように第３次高調波を重畳したインバータを用いて３
相インバータを構成すれば、線間電圧ＥUVは正弦波とな
ることを例示した図である。FIG. 12A is a diagram for explaining that the peak value of the phase voltage is lowered by superimposing 16% of the third harmonic on the phase voltage. The figure (b) is a figure (a)
Using an inverter that superimposes the third harmonic as shown in
It is the figure which illustrated that line voltage EUV becomes a sine wave if a phase inverter is constituted.
１ 第一のインバータ ２ 第二のインバータ ３ 直流電源または直流電源となるコンバータ ４ 直流電源または直流電源となるコンバータ ５ 交流電動機 ６ 電源トランス ７ 直流フィルタコンデンサ ８ 直流フィルタコンデンサ ９ ゼロ相リアクトル 10 インバータの出力トランス 11 電動機の速度を検出するパルスジェネレータ 15 ホール素子などを用いたゼロ相電流検出回路 20 単相ブリッジインバータ 21 単相ブリッジインバータ 22 単相ブリッジインバータ 23 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 24 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 25 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 26 出力フィルタコンデンサ 27 出力フィルタコンデンサ 28 出力フィルタコンデンサ 29 直流電源 40 ３相電圧形インバータ 41 ３相電圧形インバータ 42 多重トランス 43 多重トランス 44 直流電源 45 相間リアクトル 46 相間リアクトル 47 相間リアクトル 50 ２レベルインバータ 51 ３レベルインバータ 100 ゲート回路 101 ゲート回路 102 ＰＷＭ回路 103 ＰＷＭ回路 104 キャリア波発生回路 105 キャリア波発生回路 106 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 107 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 108 パルス発振器 109 正弦波と余弦波の発生回路 110 カウンタ 111 電圧指令を第一と第二のインバータに配分する回
路 112 ｄ軸電流の制御回路 113 ｑ軸電流の制御回路 114 ３相からｄｑ軸への座標変換回路 115 すべり周波数設定回路 116 励磁電流の指令を決める回路 117 速度制御を行なう回路 118 速度指令を決める回路 119 インバータの利用率向上のための第三調波発生回
路 120 ３相の電圧検出回路 121 上記の112 から118 など、ベクトル制御の主要ブ
ロックをまとめて簡略化し、一つのブロックに表現した
もの 123 高周波成分を除くフィルタ回路 128 ホールＣＴの出力からゼロ相電流を検出する回路 129 インバータのゼロ相電圧制御信号を発生する回路 130 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。 131 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。1 First Inverter 2 Second Inverter 3 Converter that Becomes DC Power Supply or DC Power Supply 4 Converter That Becomes DC Power Supply or DC Power Supply 5 AC Motor 6 Power Transformer 7 DC Filter Capacitor 8 DC Filter Capacitor 9 Zero Phase Reactor 10 Inverter Output Transformer 11 Pulse generator for detecting motor speed 15 Zero-phase current detection circuit using Hall element 20 Single-phase bridge inverter 21 Single-phase bridge inverter 22 Single-phase bridge inverter 23 Single-phase transformer 3 units or 3 phase of 5-leg iron core One transformer 24 Three single-phase transformers or one 3-phase transformer with five-leg iron core 25 One single-phase transformer 3 or one three-phase transformer with five-leg iron core 26 Output filter capacitor 27 Output filter capacitor 28 Output filter capacitor 29 DC power supply 40 Three-phase voltage source inverter 41 3-phase voltage source inverter 42 Multiple transformer 43 Multiple transformer 44 DC power supply 45 Interphase reactor 46 Interphase reactor 47 Interphase reactor 50 Two level inverter 51 Three level inverter 100 Gate circuit 101 Gate circuit 102 PWM circuit 103 PWM circuit 104 Carrier wave generation Circuit 105 Carrier wave generation circuit 106 Coordinate conversion circuit from dq axes to three phases 107 Coordinate conversion circuit from dq axes to three phases 108 Pulse oscillator 109 Sine wave and cosine wave generation circuit 110 Counter 111 Voltage command 1st and 1st Circuit to distribute to two inverters 112 Control circuit for d-axis current 113 Control circuit for q-axis current 114 Coordinate conversion circuit from 3-phase to dq axes 115 Slip frequency setting circuit 116 Circuit to determine command of exciting current 117 Perform speed control Circuit 118 Circuit for determining speed command 119 Third harmonic generation circuit for improving the utilization rate of inverter 120 Three-phase voltage detection Route 121 A simplified block diagram of the main blocks for vector control such as 112 to 118 above 123 A filter circuit that removes high frequency components 128 A circuit that detects zero-phase current from the output of Hall CT 129 Circuit that generates zero-phase voltage control signal 130 A simplified representation of the function that generates a voltage command to be given to the PWM circuit of the inverter. This corresponds to the output of 106 and 107 in FIG. 131 A simplified representation of the function that generates the voltage command given to the PWM circuit of the inverter. This corresponds to the output of 106 and 107 in FIG.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 赤松 昌彦 尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電機 株式会社産業システム研究所内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Masahiko Akamatsu 8-1-1 Tsukaguchihonmachi, Amagasaki City Mitsubishi Electric Corporation Industrial Systems Research Center
Claims (19)
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、相互に実質的に絶縁された第一と第二の直流電源を
設け、上記第一の直流電源の直流電力を交流電力に変換
する第一のインバータと、上記第二の直流電源の直流電
力を交流電力に変換する第二のインバータを設け、上記
第一のインバータと第二のインバータの交流出力端子の
間にオープンデルタ電機子巻線の交流電動機を直列に接
続したことを特徴とするインバータ装置。1. An inverter device for converting direct-current power into alternating-current power of an arbitrary frequency to drive an alternating-current motor, wherein first and second direct-current power supplies that are substantially insulated from each other are provided, and A first inverter for converting DC power of the DC power supply of the above into AC power, and a second inverter for converting DC power of the second DC power supply into AC power, and the above-mentioned first inverter and second inverter An inverter device, in which an AC motor having an open delta armature winding is connected in series between the AC output terminals.
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、第一と第二の直流電源を設け、上記第一の直流電源
と第二の直流電源の正負端子をリアクトルを通して並列
に接続し、上記第一の直流電源の直流電力を交流電力に
変換する第一のインバータと、上記第二の直流電源の直
流電力を交流電力に変換する第二のインバータを設け、
上記第一のインバータと第二のインバータの交流出力端
子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流電動機を直列
に接続したことを特徴とするインバータ装置。2. An inverter device for converting DC power into AC power of an arbitrary frequency to drive an AC motor, wherein first and second DC power supplies are provided, and the first DC power supply and the second DC power supply are provided. A positive and negative terminals of a power source are connected in parallel through a reactor, a first inverter that converts the DC power of the first DC power source into AC power, and a second inverter that converts the DC power of the second DC power source into AC power. With an inverter
An inverter device comprising an AC motor having an open delta armature winding connected in series between the AC output terminals of the first inverter and the second inverter.
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、共通の直流電源を設け、上記共通の直流電源の正負
端子の双方からリアクトルを通した後でコンデンサを並
列に接続し、上記リアクトルを通る前の直流電力を交流
電力に変換する第一のインバータと、上記リアクトルを
通った後の直流電力を交流電力に変換する第二のインバ
ータを設け、上記第一のインバータと第二のインバータ
の交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流
電動機を直列に接続したことを特徴とするインバータ装
置。3. An inverter device for converting DC power into AC power of an arbitrary frequency to drive an AC motor, wherein a common DC power supply is provided, and a reactor is passed from both positive and negative terminals of the common DC power supply. After that, a capacitor is connected in parallel, and a first inverter that converts DC power before passing through the reactor into AC power and a second inverter that converts DC power after passing through the reactor into AC power are provided. An inverter device comprising an AC motor having an open delta armature winding connected in series between the AC output terminals of the first inverter and the second inverter.
端子を並列に接続するインピーダンスとしてゼロ相電流
成分に対して高いインピーダンスを有し、第三次のゼロ
相電流成分を抑制するゼロ相リアクトルを用いたことを
特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。4. The impedance connecting the positive and negative terminals of the first DC power supply and the second DC power supply in parallel has a high impedance with respect to the zero-phase current component and suppresses the third-order zero-phase current component. The inverter device according to claim 2, wherein a zero-phase reactor is used.
ンバータの直流コンデンサに接続するリアクトルとして
ゼロ相電流成分に対して高いインピーダンスを有し、第
三次のゼロ相電流成分を抑制するゼロ相リアクトルを用
いたことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装
置。5. A reactor for connecting a positive / negative terminal of a common DC power source to a DC capacitor of a second inverter, which has a high impedance with respect to a zero-phase current component and suppresses a third-order zero-phase current component. The inverter device according to claim 3, wherein a phase reactor is used.
ベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求項
１から５に記載のインバータ装置。6. The inverter device according to claim 1, wherein three-phase two-level voltage source inverters are used as the first and second inverters.
ベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求項
１から５に記載のインバータ装置。7. The inverter device according to claim 1, wherein three-phase three-level voltage source inverters are used as the first and second inverters.
圧形インバータを用い、第二のインバータとして三層２
レベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求
項１から５に記載のインバータ装置。8. A three-phase three-level voltage source inverter is used as the first inverter, and a three-layer two-layer type is used as the second inverter.
6. The inverter device according to claim 1, wherein a level voltage type inverter is used.
て交流出力の１周期の間に自己消弧形素子が複数回のス
イッチングを行う高周波ＰＷＭを用い、かつ、上記第一
と第二のインバータのスイッチング周波数を決めるキャ
リア波の周波数を同一とし、さらに、それらのキャリア
波の位相に相互に位相差を持たせたことを特徴とする請
求項６または請求項７に記載のインバータ装置。9. A high-frequency PWM in which a self-extinguishing element performs switching a plurality of times during one cycle of an AC output is used as a modulation method for the first and second inverters, and the first and second 8. The inverter device according to claim 6 or 7, wherein the frequencies of the carrier waves that determine the switching frequency of the inverter are the same, and the phases of the carrier waves have a mutual phase difference.
して交流出力の一周期の間に自己消弧形素子が複数回の
スイッチングを行う高周波ＰＷＭを用い、かつ、上記第
一のインバータのスイッチング周波数に対し第二のイン
バータのスイッチング周波数を高く設定したことを特徴
とする請求項６から請求項８に記載のインバータ装置。10. A high-frequency PWM in which a self-extinguishing element performs switching a plurality of times during one cycle of an AC output is used as a modulation method for the first and second inverters, and the switching of the first inverter. 9. The inverter device according to claim 6, wherein the switching frequency of the second inverter is set higher than the frequency.
二の高力率コンバータを設け、これらの高力率コンバー
タの交流電源として絶縁された２つの２次巻線を有する
変圧器を設け、その変圧器の一次巻線を商用電源に接続
したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装
置。11. A transformer having first and second high power factor converters as first and second DC power supplies, and two insulated secondary windings as an AC power source of these high power factor converters. The inverter device according to claim 1, wherein a primary winding of the transformer is connected to a commercial power source.
ンバータを設け、第二の直流電源として回生のできない
一方向コンバータを設け、電動機からの電力回生がある
場合は、回生電力を第一の直流電源で処理するようにし
たことを特徴とする請求項２と請求項４に記載のインバ
ータ装置。12. A regenerative converter is provided as the first DC power source, a non-regenerative unidirectional converter is provided as the second DC power source, and when there is power regeneration from the electric motor, The inverter device according to claim 2 or 4, wherein the inverter device is processed by a DC power supply.
直流電源の電圧を低く設定し、第一のインバータに対し
て第二のインバータの容量を小さく設定したことを特徴
とする請求項１に記載のインバータ装置。13. The voltage of the second DC power supply is set lower than the voltage of the first DC power supply, and the capacity of the second inverter is set smaller than that of the first inverter. The inverter device according to Item 1.
に与える出力電圧指令のベクトルを実質的に同じ大きさ
で逆極性とし、出力電圧が和動的に電機子巻線に印加さ
れるようにしたことを特徴とする請求項９に記載のイン
バータ装置。14. The output voltage command vectors given to the first inverter and the second inverter are set to have substantially the same magnitude and opposite polarities so that the output voltage is applied to the armature windings in a dynamic manner. The inverter device according to claim 9, wherein the inverter device is provided.
に与える出力電圧指令のベクトルを大きさと方向の何れ
かまたは両方とも異なるものとし、電動機へ供給する電
圧としては両者のベクトル差を利用するようにしたこと
を特徴とする請求項１から請求項１３に記載のインバー
タ装置。15. A vector of an output voltage command given to the first inverter and that of the second inverter are different in magnitude and / or direction, and the vector difference between the two is used as the voltage supplied to the electric motor. The inverter device according to any one of claims 1 to 13, wherein:
の出力電圧の相電圧には第三次高調波を有するが出力線
間電圧には第三次高調波が現れないＰＷＭ変調方式にし
たことを特徴とする請求項１から請求項１５に記載のイ
ンバータ装置。16. A PWM modulation system in which a phase voltage of the output voltage of the first inverter and the second inverter has a third harmonic, but a third harmonic does not appear in the output line voltage. The inverter device according to any one of claims 1 to 15, characterized in that.
第二のインバータの出力電流定格が小さく設定されてお
り、第二のインバータの出力にトランスを設けてトラン
スの２次側電流定格を第一のインバータの電流定格に合
わせてから電機子巻線の一方に接続したことを特徴とす
る請求項１０に記載のインバータ装置。17. The output current rating of the second inverter is set smaller than the output current rating of the first inverter, and a transformer is provided at the output of the second inverter to set the secondary side current rating of the transformer to the first level. 11. The inverter device according to claim 10, wherein the inverter device is connected to one of the armature windings according to the current rating of the inverter.
分電流Ｉｑの制御回路を設け、その発生するｄ軸電圧指
令とｑ軸電圧指令を第一のインバータと第二のインバー
タに配分する電圧配分制御回路を設け、配分した後の信
号を第一のインバータと第二のインバータの変調回路に
与えたことを特徴とする請求項１から請求項１５に記載
のインバータ装置。18. A voltage distribution for distributing a d-axis voltage command and a q-axis voltage command generated by a control circuit for exciting current Id and torque current Iq of an AC motor to a first inverter and a second inverter. The inverter device according to any one of claims 1 to 15, wherein a control circuit is provided and the distributed signal is given to the modulation circuits of the first inverter and the second inverter.
を相互に並列接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の
検出装置を設け、ゼロ相電流が少なくなるように第一の
インバータと第二のインバータの一方または双方に与え
る電圧指令のゼロ相成分を制御する制御装置を設けたこ
とを特徴とする請求項２から請求項５に記載のインバー
タ装置。19. A detector for detecting a zero-phase current flowing in a reactor in which the DC input sides of the first and second inverters are connected in parallel to each other is provided, and the first inverter and the second inverter are arranged so as to reduce the zero-phase current. The inverter device according to claim 2, further comprising a control device that controls a zero-phase component of a voltage command given to one or both of the inverters.
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