JPH07128378A - 多重インバータのインピーダンス計測方法 - Google Patents
多重インバータのインピーダンス計測方法Info
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- JPH07128378A JPH07128378A JP5277196A JP27719693A JPH07128378A JP H07128378 A JPH07128378 A JP H07128378A JP 5277196 A JP5277196 A JP 5277196A JP 27719693 A JP27719693 A JP 27719693A JP H07128378 A JPH07128378 A JP H07128378A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】多重インバータシステムにおける出力電圧特性
の向上を図るために各並列インバータの出力給電系イン
ピーダンス定数をその運転中に計測する。 【構成】多重インバータシステムを構成する各並列イン
バータの出力電圧を指定する電圧設定器１０の設定値に
対し電圧偏差設定回路２１による偏差ΔＶSを加減算
し、任意の２組のインバータの出力電圧間に２ΔＶS の
電圧偏差を発生させ、この電圧偏差に起因するインバー
タ出力電流間の偏差ΔＩをベクトル量として検出演算
し、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前記電流
間偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差間の位相
差をその位相角とするベクトル量を求め、このベクトル
量を以てインバータ出力電圧の基本波に対する各インバ
ータ出力給電経路の総合インピーダンスとなす。
の向上を図るために各並列インバータの出力給電系イン
ピーダンス定数をその運転中に計測する。 【構成】多重インバータシステムを構成する各並列イン
バータの出力電圧を指定する電圧設定器１０の設定値に
対し電圧偏差設定回路２１による偏差ΔＶSを加減算
し、任意の２組のインバータの出力電圧間に２ΔＶS の
電圧偏差を発生させ、この電圧偏差に起因するインバー
タ出力電流間の偏差ΔＩをベクトル量として検出演算
し、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前記電流
間偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差間の位相
差をその位相角とするベクトル量を求め、このベクトル
量を以てインバータ出力電圧の基本波に対する各インバ
ータ出力給電経路の総合インピーダンスとなす。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、多重巻線変圧器を介
し或いは複数のリアクトルを介して並列運転し単一の負
荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバー
タ出力側総合インピーダンスの計測方法に関する。
し或いは複数のリアクトルを介して並列運転し単一の負
荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバー
タ出力側総合インピーダンスの計測方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、インバータがリアクトル或いは
変圧器を介して負荷に給電する場合、負荷給電電圧は前
記インバータの出力端から前記負荷に至る給電経路の回
路定数の変動影響を受けるものであるが、前記の如き多
重インバータシステムにおける出力電圧制御に関し、従
来は、前記の如き給電経路回路定数の変動に従ってその
制御定数の変更を行うことは無かった。
変圧器を介して負荷に給電する場合、負荷給電電圧は前
記インバータの出力端から前記負荷に至る給電経路の回
路定数の変動影響を受けるものであるが、前記の如き多
重インバータシステムにおける出力電圧制御に関し、従
来は、前記の如き給電経路回路定数の変動に従ってその
制御定数の変更を行うことは無かった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の如
く多重インバータシステムにおける出力電圧制御に関し
て、その給電経路回路定数の変動に伴う制御定数の変更
を行わずに前記出力電圧即ち負荷給電電圧をフィードフ
ォワード制御するか、或いはその帰還信号取出し点が電
圧制御としては適切でない状態でフィードバック制御す
る場合、負荷運転に伴う給電経路回路定数特に抵抗値変
動の影響を受け、前記負荷給電電圧に対する制御特性の
悪化を来していた。
く多重インバータシステムにおける出力電圧制御に関し
て、その給電経路回路定数の変動に伴う制御定数の変更
を行わずに前記出力電圧即ち負荷給電電圧をフィードフ
ォワード制御するか、或いはその帰還信号取出し点が電
圧制御としては適切でない状態でフィードバック制御す
る場合、負荷運転に伴う給電経路回路定数特に抵抗値変
動の影響を受け、前記負荷給電電圧に対する制御特性の
悪化を来していた。
【０００４】上記に鑑みこの発明は、前記の如き多重イ
ンバータシステムにおける出力電圧制御に関しその制御
特性の向上を図るために行う制御定数変更に関連して、
前記給電経路回路定数を給電経路インピーダンスとして
前記多重インバータシステムの運転中に常時計測し得る
各インバータ出力側インピーダンスの計測方法の提供を
目的とするものである。
ンバータシステムにおける出力電圧制御に関しその制御
特性の向上を図るために行う制御定数変更に関連して、
前記給電経路回路定数を給電経路インピーダンスとして
前記多重インバータシステムの運転中に常時計測し得る
各インバータ出力側インピーダンスの計測方法の提供を
目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の多重インバータのインピーダンス計測方
法においては、 １）その第一の手段として、複数のインバータを多重巻
線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に直列に接続さ
れたリアクトルを介して並列運転し単一の負荷に給電す
る多重インバータシステムにおけるインバータ出力側イ
ンピーダンスの計測方法であって、任意の２組のインバ
ータに関しそれぞれの出力電圧設定値間に大きさの差を
与え、この設定値偏差に起因する前記両インバータ間の
出力電圧偏差と出力電流偏差とをそれぞれの基本波にお
けるベクトル量として検出演算すると共にそれぞれの大
きさにおいて前記の電圧偏差を電流偏差で除した値をそ
の大きさとし前記両偏差間の位相差をその位相角とする
ベクトル量を演算し、このベクトル量を以て前記基本波
における前記各インバータの出力経路総合インピーダン
スとなすものとする。
に、この発明の多重インバータのインピーダンス計測方
法においては、 １）その第一の手段として、複数のインバータを多重巻
線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に直列に接続さ
れたリアクトルを介して並列運転し単一の負荷に給電す
る多重インバータシステムにおけるインバータ出力側イ
ンピーダンスの計測方法であって、任意の２組のインバ
ータに関しそれぞれの出力電圧設定値間に大きさの差を
与え、この設定値偏差に起因する前記両インバータ間の
出力電圧偏差と出力電流偏差とをそれぞれの基本波にお
けるベクトル量として検出演算すると共にそれぞれの大
きさにおいて前記の電圧偏差を電流偏差で除した値をそ
の大きさとし前記両偏差間の位相差をその位相角とする
ベクトル量を演算し、このベクトル量を以て前記基本波
における前記各インバータの出力経路総合インピーダン
スとなすものとする。
【０００６】２）その第二の手段として、複数のインバ
ータを多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に
直列に接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の
負荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバ
ータ出力側インピーダンスの計測方法であって、任意の
２組のインバータに関しそれぞれのＰＷＭ変調用キャリ
ヤ信号間に位相差を設定し、このキャリヤ信号位相差に
起因する前記両インバータの出力電圧と出力電流とにお
ける特定高調波成分を帯域濾波回路を介し検出すると共
に、前記特定高調波成分に関する前記両インバータ間の
電圧偏差と電流偏差とをベクトル量として演算し、更に
それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前記電流偏差
で除した値をその大きさとし前記両偏差間の位相差をそ
の位相角とするベクトル量を演算し、このベクトル量を
以て前記特定周波数における前記各インバータの出力経
路総合インピーダンスとなすものとする。
ータを多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に
直列に接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の
負荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバ
ータ出力側インピーダンスの計測方法であって、任意の
２組のインバータに関しそれぞれのＰＷＭ変調用キャリ
ヤ信号間に位相差を設定し、このキャリヤ信号位相差に
起因する前記両インバータの出力電圧と出力電流とにお
ける特定高調波成分を帯域濾波回路を介し検出すると共
に、前記特定高調波成分に関する前記両インバータ間の
電圧偏差と電流偏差とをベクトル量として演算し、更に
それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前記電流偏差
で除した値をその大きさとし前記両偏差間の位相差をそ
の位相角とするベクトル量を演算し、このベクトル量を
以て前記特定周波数における前記各インバータの出力経
路総合インピーダンスとなすものとする。
【０００７】３）その第三の手段として、複数のインバ
ータを多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に
直列に接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の
負荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバ
ータ出力側インピーダンスの計測方法であって、任意の
２組のインバータに関しそれぞれの出力電圧設定値間に
位相差を設定し、この電圧設定値間の位相差に起因する
前記両インバータ間の出力電圧偏差と出力電流偏差とを
それぞれの基本波におけるベクトル量として検出演算す
ると共に、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前
記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差間の
位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、このベ
クトル量を以て前記基本波における前記各インバータの
出力経路総合インピーダンスとなすものとする。
ータを多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に
直列に接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の
負荷に給電する多重インバータシステムにおけるインバ
ータ出力側インピーダンスの計測方法であって、任意の
２組のインバータに関しそれぞれの出力電圧設定値間に
位相差を設定し、この電圧設定値間の位相差に起因する
前記両インバータ間の出力電圧偏差と出力電流偏差とを
それぞれの基本波におけるベクトル量として検出演算す
ると共に、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差を前
記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差間の
位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、このベ
クトル量を以て前記基本波における前記各インバータの
出力経路総合インピーダンスとなすものとする。
【０００８】
【作用】今、インピーダンスＺ3 に対し、インピーダン
スＺ1 を介した電圧ＶO1とインピーダンスＺ2 を介した
電圧ＶO2とを同時に印加し、且つインピーダンスＺ1 と
Ｚ2 とに関しＺ1 ≒Ｚ2 ＝ＺC ／２が成り立てば、イン
ピーダンスＺ1 とＺ2 との通電電流をそれぞれＩ1 とＩ
2 とし下記の式（１）又は（２）が成り立つ。
スＺ1 を介した電圧ＶO1とインピーダンスＺ2 を介した
電圧ＶO2とを同時に印加し、且つインピーダンスＺ1 と
Ｚ2 とに関しＺ1 ≒Ｚ2 ＝ＺC ／２が成り立てば、イン
ピーダンスＺ1 とＺ2 との通電電流をそれぞれＩ1 とＩ
2 とし下記の式（１）又は（２）が成り立つ。
【０００９】
【数１】ΔＩ＝ΔＶ／（ＺC ／２）…………（１） 又は ＺC ＝ΔＶ／（ΔＩ／２）…………（２） 但し、ΔＶ＝ＶO1−ＶO2、ΔＩ＝Ｉ1 −Ｉ2 即ちインピーダンスＺ1,Ｚ2,Ｚ3 と電圧ＶO1，ＶO2とに
関する前記の如き回路構成においては、前記両電圧間に
偏差ΔＶを形成し、この電圧偏差ΔＶに起因する電流偏
差ΔＩを検出すれば、式（２）により合成インピーダン
スＺC を、従ってまたＺ1 、Ｚ2 を演算することが出来
る。
関する前記の如き回路構成においては、前記両電圧間に
偏差ΔＶを形成し、この電圧偏差ΔＶに起因する電流偏
差ΔＩを検出すれば、式（２）により合成インピーダン
スＺC を、従ってまたＺ1 、Ｚ2 を演算することが出来
る。
【００１０】なお一般的には、例えばＺ2 ＝Ｋ12・
Ｚ1 ，Ｚ3 ＝Ｋ13・Ｚ1 の如くなして各インピーダンス
Ｚ1,Ｚ2,Ｚ3 を演算する必要があるが、多重インバータ
システムに関しては、通常同一特性，同一出力回路構成
の複数インバータによりシステム構成がなされており、
式（１）或いは（２）による演算が可能となる。また前
記諸量に関してはベクトル量或いはスカラ量の如何を問
わない。
Ｚ1 ，Ｚ3 ＝Ｋ13・Ｚ1 の如くなして各インピーダンス
Ｚ1,Ｚ2,Ｚ3 を演算する必要があるが、多重インバータ
システムに関しては、通常同一特性，同一出力回路構成
の複数インバータによりシステム構成がなされており、
式（１）或いは（２）による演算が可能となる。また前
記諸量に関してはベクトル量或いはスカラ量の如何を問
わない。
【００１１】ここに前記多重インバータシステムを、１
次側２巻線の変圧器を介して２組のインバータを並列運
転し単一の負荷に給電する場合を例として、前記諸量を
この発明との関連でみれば、前記電圧ＶO1，ＶO2はそれ
ぞれ第一と第二のインバータの出力電圧、Ｚ1 とＺ2 と
は前記変圧器の１次側漏洩リアクタンスと場合により直
列リアクトルのリアクタンスとを含む前記第一と第二各
インバータの出力給電経路総合のインピーダンス、Ｚ3
は前記変圧器の２次側漏洩リアクタンスと負荷インピー
ダンスとの和となり、Ｉ1 とＩ2 とはそれぞれ前記の電
圧ＶO1，ＶO2とインピーダンスＺ1,Ｚ2,Ｚ3 によって規
定される前記第一と第二各インバータの出力電流であ
る。
次側２巻線の変圧器を介して２組のインバータを並列運
転し単一の負荷に給電する場合を例として、前記諸量を
この発明との関連でみれば、前記電圧ＶO1，ＶO2はそれ
ぞれ第一と第二のインバータの出力電圧、Ｚ1 とＺ2 と
は前記変圧器の１次側漏洩リアクタンスと場合により直
列リアクトルのリアクタンスとを含む前記第一と第二各
インバータの出力給電経路総合のインピーダンス、Ｚ3
は前記変圧器の２次側漏洩リアクタンスと負荷インピー
ダンスとの和となり、Ｉ1 とＩ2 とはそれぞれ前記の電
圧ＶO1，ＶO2とインピーダンスＺ1,Ｚ2,Ｚ3 によって規
定される前記第一と第二各インバータの出力電流であ
る。
【００１２】この発明は式（２）に従う演算により前記
インピーダンスＺ1,Ｚ2 の演算検出を行うものであり、
その基本である前記電圧偏差ΔＶの形成に関して下記の
如くなすものである。 １）第一の発明は、多重インバータシステムにおける任
意の２組のインバータそれぞれの出力電圧設定値間に大
きさの差を設ける。
インピーダンスＺ1,Ｚ2 の演算検出を行うものであり、
その基本である前記電圧偏差ΔＶの形成に関して下記の
如くなすものである。 １）第一の発明は、多重インバータシステムにおける任
意の２組のインバータそれぞれの出力電圧設定値間に大
きさの差を設ける。
【００１３】２）第二の発明は、多重インバータシステ
ムにおける任意の２組のインバータそれぞれのＰＷＭ変
調用キャリヤ信号間に位相差を設定し、帯域濾波回路を
介して取出した特定周波数の電圧と電流とに関して所要
演算を行う。 ３）第三の発明は、多重インバータシステムにおける任
意の２組のインバータそれぞれの出力電圧設定値間に位
相差を設ける。
ムにおける任意の２組のインバータそれぞれのＰＷＭ変
調用キャリヤ信号間に位相差を設定し、帯域濾波回路を
介して取出した特定周波数の電圧と電流とに関して所要
演算を行う。 ３）第三の発明は、多重インバータシステムにおける任
意の２組のインバータそれぞれの出力電圧設定値間に位
相差を設ける。
【００１４】
【実施例】以下この発明の実施例を図１ないし図５の各
図に従い説明する。なお前記各図において同一機能の構
成要素に対しては同一の表示符号を付している。また以
下の説明は、２組のインバータを１次側２重巻線の変圧
器を介して並列運転し単一の負荷に給電する２重インバ
ータシステムを例とするものであって、３組以上のイン
バータによる多重システムに関しては任意の２組のイン
バータの組み合わせに対する計測の繰り返しによって、
全てのインバータに関する所要の出力側インピーダンス
の検知が可能となる。
図に従い説明する。なお前記各図において同一機能の構
成要素に対しては同一の表示符号を付している。また以
下の説明は、２組のインバータを１次側２重巻線の変圧
器を介して並列運転し単一の負荷に給電する２重インバ
ータシステムを例とするものであって、３組以上のイン
バータによる多重システムに関しては任意の２組のイン
バータの組み合わせに対する計測の繰り返しによって、
全てのインバータに関する所要の出力側インピーダンス
の検知が可能となる。
【００１５】先ず図４は２重インバータシステムの単線
結線図であり、１と２とはそれぞれその端子電圧をＥ1
とＥ2 とする直流電源、３と４とはそれぞれその出力電
圧をＶO1とＶO2，その出力電流をｉO1とｉO2とするイン
バータ、５，６はリアクトル、７は１次側２重巻線の結
合変圧器、８は負荷、１０は電圧設定器である。また９
は電圧設定器１０による出力電圧設定信号を受けて前記
両インバータの出力電圧ＶO1とＶO2とをそれぞれの新た
な演算設定値と等しくなす如く制御指令信号ＶS1とＶS2
とを前記両インバータへ出力する制御装置、１１と１２
とはインバータ３と４それぞれの出力電流ｉO1とｉO2と
の電流検出器である。
結線図であり、１と２とはそれぞれその端子電圧をＥ1
とＥ2 とする直流電源、３と４とはそれぞれその出力電
圧をＶO1とＶO2，その出力電流をｉO1とｉO2とするイン
バータ、５，６はリアクトル、７は１次側２重巻線の結
合変圧器、８は負荷、１０は電圧設定器である。また９
は電圧設定器１０による出力電圧設定信号を受けて前記
両インバータの出力電圧ＶO1とＶO2とをそれぞれの新た
な演算設定値と等しくなす如く制御指令信号ＶS1とＶS2
とを前記両インバータへ出力する制御装置、１１と１２
とはインバータ３と４それぞれの出力電流ｉO1とｉO2と
の電流検出器である。
【００１６】次に図５は図４に示す回路の等価回路図で
あり、Ｌ1 とＬ2 とはそれぞれリアクトル５と６とのイ
ンダクタンス、ＬT1とＬT2とＬT3とはＴ形等価回路にて
示す結合変圧器７の１次側２組の入力巻線と２次側出力
巻線とにおける漏洩インダクタンス、１９は前記変圧器
７の励磁インピーダンスである。またＲ1 とＲ2 とはそ
れぞれ前記変圧器７の１次側各入力巻線の抵抗と、リア
クトル５と６との抵抗と、各給電経路における線路抵抗
との総合抵抗である。更にＲ3 は前記変圧器７の２次側
出力巻線の抵抗と、負荷８に至る迄の線路抵抗との総合
抵抗である。
あり、Ｌ1 とＬ2 とはそれぞれリアクトル５と６とのイ
ンダクタンス、ＬT1とＬT2とＬT3とはＴ形等価回路にて
示す結合変圧器７の１次側２組の入力巻線と２次側出力
巻線とにおける漏洩インダクタンス、１９は前記変圧器
７の励磁インピーダンスである。またＲ1 とＲ2 とはそ
れぞれ前記変圧器７の１次側各入力巻線の抵抗と、リア
クトル５と６との抵抗と、各給電経路における線路抵抗
との総合抵抗である。更にＲ3 は前記変圧器７の２次側
出力巻線の抵抗と、負荷８に至る迄の線路抵抗との総合
抵抗である。
【００１７】上記諸元を有する図５の等価回路に対し前
記の式（２）に従い下記の式（３）と（４）とが成り立
つ。
記の式（２）に従い下記の式（３）と（４）とが成り立
つ。
【００１８】
【数２】Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｊω（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋ＬT1＋ＬT2） ＝ΔＶ／（ΔＩ／２） ………………………（３） 但し、ΔＶ＝ＶO1−ＶO2，ΔＩ＝ＩO1−ＩO2 また、 Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1）＝ΔＶ／ΔＩ……（４） 但し、Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1） ≒Ｒ2 ＋ｊω（Ｌ2 ＋ＬT2） なお上記ＶO1，ＶO2，ＩO1，ＩO2は何れもベクトル量を
示し、またωは前記各出力電圧における基本角周波数を
示すものとする。
示し、またωは前記各出力電圧における基本角周波数を
示すものとする。
【００１９】次に図１はこの発明の第一の実施例を示す
ものであり、図１（イ）は制御装置９の回路図であり、
また図１（ロ）はインピーダンス演算回路２６の入出力
関係図である。図１（イ）に示す如く、電圧設定器１０
の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演算回路
２０の出力信号に対し、電圧偏差演算回路２１の出力す
る電圧偏差信号ΔＶS を加算及び減算して前記インバー
タ３と４とに対する新たな出力電圧設定信号ＶS1O とＶ
S2O とが形成される。これら両設定信号ＶS1O とＶS2O
間の偏差は２ΔＶS となるが、この値は前記両インバー
タの並列動作に支障のない値に選定される。
ものであり、図１（イ）は制御装置９の回路図であり、
また図１（ロ）はインピーダンス演算回路２６の入出力
関係図である。図１（イ）に示す如く、電圧設定器１０
の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演算回路
２０の出力信号に対し、電圧偏差演算回路２１の出力す
る電圧偏差信号ΔＶS を加算及び減算して前記インバー
タ３と４とに対する新たな出力電圧設定信号ＶS1O とＶ
S2O とが形成される。これら両設定信号ＶS1O とＶS2O
間の偏差は２ΔＶS となるが、この値は前記両インバー
タの並列動作に支障のない値に選定される。
【００２０】前記の両設定信号ＶS1O とＶS2O とは、Ｐ
ＷＭ演算回路２４と２５とにおいてキャリア信号発生回
路２２と２３とにより形成されたキャリア信号によりそ
れぞれ変調され、前記両インバータの主回路スイッチン
グ素子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となっ
て出力される。ここに前記両インバータの出力電圧ＶO1
とＶO2との基本波成分はそれぞれ前記設定信号ＶS1O と
ＶS2O と等価となるため、前記の式（３）或いは（４）
に従い下記の式（５）が成り立つ。
ＷＭ演算回路２４と２５とにおいてキャリア信号発生回
路２２と２３とにより形成されたキャリア信号によりそ
れぞれ変調され、前記両インバータの主回路スイッチン
グ素子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となっ
て出力される。ここに前記両インバータの出力電圧ＶO1
とＶO2との基本波成分はそれぞれ前記設定信号ＶS1O と
ＶS2O と等価となるため、前記の式（３）或いは（４）
に従い下記の式（５）が成り立つ。
【００２１】
【数３】ΔＶ／ΔＩ＝２ΔＶS ／ΔＩ ＝Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1）………………（５） 但し、ΔＩ＝ＩO1−ＩO2 Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1） ≒Ｒ2 ＋ｊω（Ｌ2 ＋ＬT2） なお、ΔＶ＝ＶO1−ＶO2＝ＶS1O −ＶS2O ＝２ΔＶS 図１（ロ）は上記の式（５）に示す演算を行うインピー
ダンス演算回路２６の入出力関係図であり、図示の電圧
入力ＶO1とＶO2とはそれぞれ前記設定値ＶS1OとＶS2O
とに置換することが出来る。またＺC は前記両インバー
タの出力回路のインピーダンスの和２ΔＶ／ΔＩであ
る。
ダンス演算回路２６の入出力関係図であり、図示の電圧
入力ＶO1とＶO2とはそれぞれ前記設定値ＶS1OとＶS2O
とに置換することが出来る。またＺC は前記両インバー
タの出力回路のインピーダンスの和２ΔＶ／ΔＩであ
る。
【００２２】次に図２はこの発明の第二の実施例を示す
ものであり、図２（イ）は制御装置９Ａの回路図であ
り、また図２（ロ）はインピーダンス演算回路２６Ａの
入出力関係図である。図２（イ）に示す如く、電圧設定
器１０の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演
算回路２０の出力信号ＶS1O とＶS2O ( ＶS1O ＝
ＶS2O ) とはＰＷＭ演算回路２４と２５とにおいて、キ
ャリア信号発生回路２２Ａと２３Ａとにより形成され互
いに所定の位相差を有するキャリヤ信号によってそれぞ
れ変調され、前記両インバータの主回路スイッチング素
子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となって出
力される。
ものであり、図２（イ）は制御装置９Ａの回路図であ
り、また図２（ロ）はインピーダンス演算回路２６Ａの
入出力関係図である。図２（イ）に示す如く、電圧設定
器１０の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演
算回路２０の出力信号ＶS1O とＶS2O ( ＶS1O ＝
ＶS2O ) とはＰＷＭ演算回路２４と２５とにおいて、キ
ャリア信号発生回路２２Ａと２３Ａとにより形成され互
いに所定の位相差を有するキャリヤ信号によってそれぞ
れ変調され、前記両インバータの主回路スイッチング素
子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となって出
力される。
【００２３】ここに前記両指令信号ＶS1とＶS2とに従う
前記両インバータの出力電圧ＶO1とＶO2、及び出力電流
ＩO1とＩO2とにおいては、前記両キャリヤ信号間の位相
差に起因する特定高調波の出力偏差が発生する。従って
これらの出力電圧偏差と出力電流偏差とを帯域濾波回路
を介し特定高調波に関するベクトル量として検出すれ
ば、前記高調波成分に関し、前記の式（５）と同様に下
記の式（６）を得る。
前記両インバータの出力電圧ＶO1とＶO2、及び出力電流
ＩO1とＩO2とにおいては、前記両キャリヤ信号間の位相
差に起因する特定高調波の出力偏差が発生する。従って
これらの出力電圧偏差と出力電流偏差とを帯域濾波回路
を介し特定高調波に関するベクトル量として検出すれ
ば、前記高調波成分に関し、前記の式（５）と同様に下
記の式（６）を得る。
【００２４】即ち、
【００２５】
【数４】ΔＶ（ｎ）／ΔＩ（ｎ） ＝Ｒ1 ＋ｊｎω（Ｌ1 ＋ＬT1）………………（６） 但し、ΔＶ（ｎ）＝ＶO1（ｎ) −ＶO2（ｎ) ΔＩ（ｎ）＝ＩO1（ｎ) −ＩO2（ｎ) Ｒ1 ＋ｊｎω（Ｌ1 ＋ＬT1） ≒Ｒ2 ＋ｊｎω（Ｌ2 ＋ＬT2） なお前記の電圧各諸元ΔＶ（ｎ），ＶO1（ｎ) ，Ｖ
O2（ｎ) 、及び電流各諸元ΔＩ（ｎ），ＩO1（ｎ) ，Ｉ
O2（ｎ) は、各諸元それぞれのｎ次高調波ｎωにおける
値を示す。
O2（ｎ) 、及び電流各諸元ΔＩ（ｎ），ＩO1（ｎ) ，Ｉ
O2（ｎ) は、各諸元それぞれのｎ次高調波ｎωにおける
値を示す。
【００２６】図２（ロ）は上記式（６）に示す演算を行
うインピーダンス演算回路２６Ａの入出力関係図であ
り、帯域濾波回路２７により検出された前記両ｎ次高調
波成分ＶO1（ｎ) とＶO2（ｎ) と帯域濾波回路２８によ
り検出された前記両ｎ次高調波成分ＩO1（ｎ) とＩ
O2（ｎ) とを入力とする前記演算回路２６Ａによって前
記両インバータの出力回路におけるｎ次高調波に対する
インピーダンスＺC (n) を求めるものである。
うインピーダンス演算回路２６Ａの入出力関係図であ
り、帯域濾波回路２７により検出された前記両ｎ次高調
波成分ＶO1（ｎ) とＶO2（ｎ) と帯域濾波回路２８によ
り検出された前記両ｎ次高調波成分ＩO1（ｎ) とＩ
O2（ｎ) とを入力とする前記演算回路２６Ａによって前
記両インバータの出力回路におけるｎ次高調波に対する
インピーダンスＺC (n) を求めるものである。
【００２７】次に図３はこの発明の第三の実施例を示す
ものであり、図３（イ）は制御装置９Ｂの回路図であ
り、図３（ロ）はインピーダンス演算回路２６Ｂの入出
力関係図である。図３（イ）に示す如く、電圧設定器１
０の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演算回
路２０の出力信号に対し、位相偏差演算回路２９の出力
する位相偏差信号Δφだけ進み及び遅れの操作を行い、
互いに２Δφの位相差を有する２組の信号ＶS1O とＶ
S2O とを前記インバータ３と４とに対する新たな出力電
圧設定信号とする。なお前記位相差２Δφは前記両イン
バータの並列動作に支障のない値に選定される。
ものであり、図３（イ）は制御装置９Ｂの回路図であ
り、図３（ロ）はインピーダンス演算回路２６Ｂの入出
力関係図である。図３（イ）に示す如く、電圧設定器１
０の出力信号を受けて所定の演算を行う電圧指令演算回
路２０の出力信号に対し、位相偏差演算回路２９の出力
する位相偏差信号Δφだけ進み及び遅れの操作を行い、
互いに２Δφの位相差を有する２組の信号ＶS1O とＶ
S2O とを前記インバータ３と４とに対する新たな出力電
圧設定信号とする。なお前記位相差２Δφは前記両イン
バータの並列動作に支障のない値に選定される。
【００２８】前記の両設定信号ＶS1O とＶS2O とは、Ｐ
ＷＭ演算回路２４と２５とにおいてキャリア信号発生回
路２２と２３とにより形成されたキャリア信号によりそ
れぞれ変調され、前記両インバータの主回路スイッチン
グ素子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となっ
て出力される。上記の如き位相偏差を与えることによっ
て得られた前記両インバータにおける出力電圧ＶO1とＶ
O2及び出力電流ＩO1とＩO2とに関し下記の式（７）を得
る。
ＷＭ演算回路２４と２５とにおいてキャリア信号発生回
路２２と２３とにより形成されたキャリア信号によりそ
れぞれ変調され、前記両インバータの主回路スイッチン
グ素子に対するスイッチング指令信号ＶS1とＶS2となっ
て出力される。上記の如き位相偏差を与えることによっ
て得られた前記両インバータにおける出力電圧ＶO1とＶ
O2及び出力電流ＩO1とＩO2とに関し下記の式（７）を得
る。
【００２９】
【数５】ΔＶ／ΔＩ ＝Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1）………………（７） 但し、ΔＶ＝ＶO1−ＶO2 ΔＩ＝ＩO1−ＩO2 Ｒ1 ＋ｊω（Ｌ1 ＋ＬT1） ≒Ｒ2 ＋ｊω（Ｌ2 ＋ＬT2） 図３（ロ）は前記の式（７）に示す演算を行うインピー
ダンス演算回路２６Ｂの入出力関係図である。
ダンス演算回路２６Ｂの入出力関係図である。
【００３０】
【発明の効果】この発明によれば、複数のインバータを
多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に直列に
接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の負荷に
給電する多重インバータシステムにおけるインバータ出
力側インピーダンスの計測方法に関し、第一の発明によ
る如く、任意の２組のインバータに関しそれぞれの出力
電圧設定値の大きさに差を与え、この設定値偏差に起因
する前記両インバータ間の出力電圧偏差と出力電流偏差
とをそれぞれの基本波におけるベクトル量として検出演
算すると共に、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差
を前記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差
間の位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、こ
のベクトル量を以て前記基本波に対する前記各インバー
タ出力経路の総合インピーダンスとなし、或いは第二の
発明による如く、任意の２組のインバータに関しそれぞ
れのＰＷＭ変調用キャリヤ信号の間に位相差を設定し、
この信号位相差に起因する特定高調波の出力電圧と出力
電流とを帯域濾波回路を介して検出すると共に、前記特
定高調波における電圧偏差と電流偏差とをベクトル量と
して演算し、更にそれぞれの大きさにおいて前記電圧偏
差を前記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏
差間の位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、
このベクトル量を以て前記基本波に対する前記各インバ
ータ出力経路の総合のインピーダンスとなし、或いは第
三の発明による如く、任意の２組のインバータに関しそ
れぞれの出力電圧設定値間に位相差を設定し、この出力
電圧設定値間の位相差に起因する出力電圧偏差と出力電
流偏差とをそれぞれの基本波におけるベクトル量として
検出演算すると共に、それぞれの大きさにおいて前記電
圧電圧偏差を前記電流偏差で除した値をその大きさとし
前記両偏差間の位相差をその位相角とするベクトル量を
演算し、このベクトル量を以て前記基本波に対する前記
各インバータ出力経路の総合インピーダンスとなすこと
により、前記の多重インバータシステムの運転中にその
出力電圧に悪影響を与えることなく、各インバータ出力
側のインピーダンスの計測が可能となり、計測されたイ
ンバータ出力経路のインピーダンス定数を用いた補正制
御により、インバータ負荷給電電圧に対する制御性能の
向上を図ることが出来る。
多重巻線変圧器を介し或いはそれぞれの出力側に直列に
接続されたリアクトルを介して並列運転し単一の負荷に
給電する多重インバータシステムにおけるインバータ出
力側インピーダンスの計測方法に関し、第一の発明によ
る如く、任意の２組のインバータに関しそれぞれの出力
電圧設定値の大きさに差を与え、この設定値偏差に起因
する前記両インバータ間の出力電圧偏差と出力電流偏差
とをそれぞれの基本波におけるベクトル量として検出演
算すると共に、それぞれの大きさにおいて前記電圧偏差
を前記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏差
間の位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、こ
のベクトル量を以て前記基本波に対する前記各インバー
タ出力経路の総合インピーダンスとなし、或いは第二の
発明による如く、任意の２組のインバータに関しそれぞ
れのＰＷＭ変調用キャリヤ信号の間に位相差を設定し、
この信号位相差に起因する特定高調波の出力電圧と出力
電流とを帯域濾波回路を介して検出すると共に、前記特
定高調波における電圧偏差と電流偏差とをベクトル量と
して演算し、更にそれぞれの大きさにおいて前記電圧偏
差を前記電流偏差で除した値をその大きさとし前記両偏
差間の位相差をその位相角とするベクトル量を演算し、
このベクトル量を以て前記基本波に対する前記各インバ
ータ出力経路の総合のインピーダンスとなし、或いは第
三の発明による如く、任意の２組のインバータに関しそ
れぞれの出力電圧設定値間に位相差を設定し、この出力
電圧設定値間の位相差に起因する出力電圧偏差と出力電
流偏差とをそれぞれの基本波におけるベクトル量として
検出演算すると共に、それぞれの大きさにおいて前記電
圧電圧偏差を前記電流偏差で除した値をその大きさとし
前記両偏差間の位相差をその位相角とするベクトル量を
演算し、このベクトル量を以て前記基本波に対する前記
各インバータ出力経路の総合インピーダンスとなすこと
により、前記の多重インバータシステムの運転中にその
出力電圧に悪影響を与えることなく、各インバータ出力
側のインピーダンスの計測が可能となり、計測されたイ
ンバータ出力経路のインピーダンス定数を用いた補正制
御により、インバータ負荷給電電圧に対する制御性能の
向上を図ることが出来る。
【図１】この発明の第一の実施例を示す制御装置回路図
【図２】この発明の第二の実施例を示す制御装置回路図
【図３】この発明の第三の実施例を示す制御装置回路図
【図４】２重インバータシステムの単線結線図
【図５】図４に示す回路の等価回路図
１，２…直流電源、３，４…インバータ、５，６…リア
クトル、７…結合変圧器（１次側２重巻線形）、８…負
荷、９…制御装置、１０…電圧設定器、１１，１２…電
流検出器、１３〜１５…総合抵抗（給電経路）、１６〜
１８…結合変圧器７の漏洩インダクタンス、１９…結合
変圧器７の励磁インピーダンス、２０…電圧指令演算回
路、２１…電圧偏差演算回路、２２，２３…キャリア信
号発生回路、２４，２５…ＰＷＭ演算回路、２６，２６
Ａ，２６Ｂ…インピーダンス演算回路，２７…ｎ次高調
波電圧用帯域濾波回路、２８…ｎ次高調波電流用帯域濾
波回路，２９…位相偏差演算回路。
クトル、７…結合変圧器（１次側２重巻線形）、８…負
荷、９…制御装置、１０…電圧設定器、１１，１２…電
流検出器、１３〜１５…総合抵抗（給電経路）、１６〜
１８…結合変圧器７の漏洩インダクタンス、１９…結合
変圧器７の励磁インピーダンス、２０…電圧指令演算回
路、２１…電圧偏差演算回路、２２，２３…キャリア信
号発生回路、２４，２５…ＰＷＭ演算回路、２６，２６
Ａ，２６Ｂ…インピーダンス演算回路，２７…ｎ次高調
波電圧用帯域濾波回路、２８…ｎ次高調波電流用帯域濾
波回路，２９…位相偏差演算回路。
Claims (3)
- 【請求項１】複数のインバータを多重巻線変圧器を介
し、或いはそれぞれの出力側に直列に接続されたリアク
トルを介して並列運転し単一の負荷に給電する多重イン
バータシステムにおけるインバータ出力側インピーダン
スの計測方法であって、任意の２組のインバータに関し
それぞれの出力電圧設定値間に大きさの差を与え、この
設定値偏差に起因する前記両インバータ間の出力電圧偏
差と出力電流偏差とをそれぞれの基本波におけるベクト
ル量として検出演算すると共に、それぞれの大きさにお
いて前記の電圧偏差を電流偏差で除した値をその大きさ
とし前記両偏差間の位相差をその位相角とするベクトル
量を演算し、このベクトル量を以て前記基本波における
前記各インバータの出力経路総合インピーダンスとなす
ことを特徴とする多重インバータのインピーダンス計測
方法。 - 【請求項２】複数のインバータを多重巻線変圧器を介
し、或いはそれぞれの出力側に直列に接続されたリアク
トルを介して並列運転し単一の負荷に給電する多重イン
バータシステムにおけるインバータ出力側インピーダン
スの計測方法であって、任意の２組のインバータに関し
それぞれのＰＷＭ変調用キャリヤ信号間に位相差を設定
し、このキャリヤ信号位相差に起因する前記両インバー
タの出力電圧と出力電流とにおける特定高調波成分を帯
域濾波回路を介して検出すると共に、前記特定高調波成
分に関する前記両インバータ間の電圧偏差と電流偏差と
をベクトル量として演算し、更にそれぞれの大きさにお
いて前記の電圧偏差を電流偏差で除した値をその大きさ
とし前記両偏差間の位相差をその位相角とするベクトル
量を演算し、このベクトル量を以て前記特定周波数にお
ける前記各インバータの出力経路総合インピーダンスと
なすことを特徴とする多重インバータのインピーダンス
計測方法。 - 【請求項３】複数のインバータを多重巻線変圧器を介
し、或いはそれぞれの出力側に直列に接続されたリアク
トルを介して並列運転し単一の負荷に給電する多重イン
バータシステムにおけるインバータ出力側インピーダン
スの計測方法であって、任意の２組のインバータに関し
それぞれの出力電圧設定値間に位相差を設定し、この電
圧設定値間位相差に起因する前記両インバータ間の出力
電圧偏差と出力電流偏差とをそれぞれの基本波における
ベクトル量として検出演算すると共に、それぞれの大き
さにおいて前記電圧偏差を前記電流偏差で除した値をそ
の大きさとし前記両偏差間の位相差をその位相角とする
ベクトル量を演算し、このベクトル量を以て前記基本波
における前記各インバータの出力経路総合インピーダン
スとなすことを特徴とする多重インバータのインピーダ
ンス計測方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5277196A JPH07128378A (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 多重インバータのインピーダンス計測方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5277196A JPH07128378A (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 多重インバータのインピーダンス計測方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07128378A true JPH07128378A (ja) | 1995-05-19 |
Family
ID=17580150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5277196A Pending JPH07128378A (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 多重インバータのインピーダンス計測方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07128378A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107870266A (zh) * | 2017-10-18 | 2018-04-03 | 江苏固德威电源科技股份有限公司 | 三相光伏并网逆变器电网阻抗电感检测方法 |
| CN113009223A (zh) * | 2019-12-18 | 2021-06-22 | 致茂电子(苏州)有限公司 | 阻抗量测方法 |
| CN113884770A (zh) * | 2021-08-23 | 2022-01-04 | 中国电力科学研究院有限公司 | 一种用于测试逆变器阻抗的方法及系统 |
| CN114720771A (zh) * | 2022-06-08 | 2022-07-08 | 阳光电源股份有限公司 | 一种逆变器及其交流绝缘阻抗检测方法 |
-
1993
- 1993-11-08 JP JP5277196A patent/JPH07128378A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107870266A (zh) * | 2017-10-18 | 2018-04-03 | 江苏固德威电源科技股份有限公司 | 三相光伏并网逆变器电网阻抗电感检测方法 |
| CN107870266B (zh) * | 2017-10-18 | 2020-05-08 | 江苏固德威电源科技股份有限公司 | 三相光伏并网逆变器电网阻抗电感检测方法 |
| CN113009223A (zh) * | 2019-12-18 | 2021-06-22 | 致茂电子(苏州)有限公司 | 阻抗量测方法 |
| CN113009223B (zh) * | 2019-12-18 | 2023-09-19 | 致茂电子(苏州)有限公司 | 阻抗量测方法 |
| CN113884770A (zh) * | 2021-08-23 | 2022-01-04 | 中国电力科学研究院有限公司 | 一种用于测试逆变器阻抗的方法及系统 |
| CN113884770B (zh) * | 2021-08-23 | 2024-01-09 | 中国电力科学研究院有限公司 | 一种用于测试逆变器阻抗的方法及系统 |
| CN114720771A (zh) * | 2022-06-08 | 2022-07-08 | 阳光电源股份有限公司 | 一种逆变器及其交流绝缘阻抗检测方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050622 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20051018 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A521 | Written amendment |
Effective date: 20051216 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060822 |
|
| A521 | Written amendment |
Effective date: 20061019 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070703 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20071106 |