JPH07128072A - 位相変調式光ファイバジャイロ及び角速度の検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然数とした
とき、ｎ＝２ で表されるｎ次の高調波を用いる位相変
調式光ファイバジャイロにおける、信号処理回路の単純
化、小型化、低コスト化を図る。 【構成】位相変調式光ファイバジャイロ１０において、
光ファイバ光学系（４０等）における応答遅れに相当す
る時間の遅延ｔsを与えて、歪交流出力のサンプリング
開始時点を設定し、サンプリングタイミングｔnを与え
るサンプリング・位相調整手段１０４と、歪交流出力を
サンプリング開始時点から、Ｔ／Ｓ（ただし、Ｓ＝２
ｎ）の周期ごとにサンプリングし、時系列的に出力する
サンプリング手段１３と、Ｓ個のサンプリング値の組を
１セットとして入力し、角速度演算のための信号処理を
繰返す角速度演算処理部１０６を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、光の干渉を利用した計
測装置に係り、特に光位相変調手段を備えた光ファイバ
ジャイロ等に好敵な信号処理方法とその回路、及びこの
光ファイバジャイロを用いた車両制御システムに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】光の干渉を利用した計測装置あるいはセ
ンサは、高い精度で物理量を測定する手段として広く用
いられている。例えば、回転角速度を検出するセンサで
ある光ファイバジャイロでは、光ファイバループを互い
に逆方向に伝播する二つの光波がジャイロの回転により
伝播経路長が変化するのに伴ない、発生する干渉光が変
化する。そこで、干渉光の位相差を計測することにより
回転角速度を検出するものである。

【０００３】このような干渉計測では光変調器を光学系
に導入し、変調により発生する交流信号を処理すること
により、測定性能を改善する方法が種種考案されてい
る。例えば、エレクトロニクスレター１９（１９８３
年）第９９７頁から第９９９頁において論じられている
光ファイバジャイロでは、位相変調器を使用することに
より角速度がゼロ点付近での感度向上を図っている。

【０００４】上記のように変調を用いた干渉計測におい
ては、位相差、すなわち被検出物理量を測定する手段と
して、干渉光を光電変換して得られる干渉信号の周波数
成分に着目した方法が従来より用いられている。

【０００５】これには、アナログ信号処理方式とディジ
タル信号処理方式とが知られている。アナログ信号処理
方式では、信号処理回路の構成が複雑である。すなわ
ち、変調された光信号から１次、２次、４次の各周波数
成分を分離するための回路と、分離された各周波数成分
に対し各々信号処理回路とが必要なため複雑となる。ま
た、ドリフト等の影響により高安定な特性が得にくい。
すなわち、アナログ増幅部の特性バラツキや、温度／経
時変化による特性変動（ＯＰアンプの入力オフセット値
等）により処遇結果が大きく変動する。

【０００６】また、特開平３−２５２５２１号公報に
は、時間的に少しづつずらせて複数の周期にわたりサン
プリングした複数のデータを一周期のデータとして復元
するダウンサンプリング方式が示されている。この、ダ
ウンサンプリング方式では、ドリフト等の影響の問題は
解消され、また低速のＡ／Ｄ変換器を用いることができ
る。しかし、実質的なサンプリング周期が長くなるた
め、システムの応答性が低下する。

【０００７】一方、従来のディジタル信号処理方式で
は、周波数分析（ＦＦＴ）により高調波成分を抽出する
ため、非常に高速な演算処理装置が必要となる。また、
ＦＦＴ方式により４次の高調波まで精密に周波数成分を
抽出するためには、非常に高速なＡ／Ｄ変換器が必要に
なる。

【０００８】通常の位相変調周波数（基本波周波数）は
２０ｋＨｚ以上である。この周波数は、光系や機械系の
物理的な特性および信号処理系の応答性（処理能力）を
勘案して決定される。一般に変調周波数が高いほど回転
角速度の感度は向上するが、周波数が高くなると光系と
機械系のマッチングや信号処理系の対応が難しくなる。
基本周波数を２０ｋＨｚとして４倍波を取り扱うために
は、８０ｋＨｚの信号処理が必要になる。

【０００９】自動車のナビゲーション用ジャイロスコー
プでは、Ａ／Ｄ変換機の分解能として１０〜１２Ｂｉｔ
以上が必要である。しかし（技術的な限界から）、１０
〜１２Ｂｉｔ分解能で、かつ５００ｋＨｚ以上程度のサ
ンプリング周波数をもつＡ／Ｄ変換素子は現在入手が非
常に困難である。従って、高速なサンプリングを必要と
する方式は現時点で実用化が難しい。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の第１の目的
は、位相変調式光ファイバジャイロにおいて、システム
の高応答性を確保しつつ、信号処理回路を単純化、小型
化し、低コスト化を図ることにある。

【００１１】本発明の第２の目的は、位相変調式光ファ
イバジャイロの信号処理回路におけるドリフトの影響を
排除し、高安定なジャイロを得ることにある。

【００１２】本発明の第３の目的は、位相変調式光ファ
イバジャイロの信号処理回路に、比較的低速なＡ／Ｄ変
換器を利用可能とし、システムの高応答性を確保しつ
つ、低コスト化を図ることにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の光ファイバジャ
イロは、変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然数とした
とき、ｎ＝２^mで表されるｎ次の高調波を用いる位相変
調式光ファイバジャイロにおいて、歪交流出力のサンプ
リング開始時点を設定する位相調整手段と、歪交流出力
をＴ／Ｓ（ただし、Ｓ＝２ｎ）の周期ごとにサンプリン
グし、時系列的に出力する手段と、時系列的に出力され
るＳ個のサンプリング値の組を１セットとして入力し角
速度演算のための信号処理を繰返すディジタル信号処理
手段とを設けたことを特徴とする。

【００１４】本発明の位相変調式光ファイバジャイロに
よる角速度の検出方法は、変調周波数の周期をＴとし、
ｍを自然数としたとき、ｎ＝２^mで表されるｎ次の高調
波を用いるジャイロにおいて、前記歪交流出力のサンプ
リング開始時点を設定し、前記歪交流出力をＴ／Ｓ（た
だし、Ｓ＝２ｎ）の周期ごとにサンプリングして時系列
的に出力し、前記時系列的に出力されるＳ個のサンプリ
ング値の組を１セットとして入力し、角速度演算のため
の信号処理を繰返すことを特徴とする。

【００１５】なお、前記サンプリング開始時点は、前記
光ファイバ光学系における応答遅れに相当する遅延時間
を与えて設定される。この応答遅れには、光の伝搬遅れ
に相当する時間と、光電変換処理と電気信号の処理に伴
う応答遅れに相当する時間とが含まれる。

【００１６】

【作用】本発明によれば、前記歪交流出力のサンプリン
グ開始時点から、前記歪交流出力をＴ／Ｓの周期ごとに
サンプリングして時系列的に出力し、この時系列的に出
力されるＳ個のサンプリング値の組を１セットとして入
力し、角速度演算のための信号処理を繰返す。サンプリ
ング周期としては、例えば１／８の周期を採用し、変調
周波数である基本波およびその整数倍波である２次、４
次の各周波数成分を含む光信号を単純増幅し、そのまま
単一のＡ／Ｄ変換器に入力し、角速度演算のための信号
処理はソフトウェアによるディジタル処理として行うこ
とが出来る。

【００１７】本発明によれば、一周期毎に角速度演算の
ために必要な十分なデータが得られるので、システムの
高応答性が確保される。また、１次、２次、４次の各周
波数成分への分離のための回路や、分離された各周波数
成分に対する各々の信号処理回路（周波数成分ごとの信
号増幅、周期検波回路、ローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換
器等）が不要となる。しかも、光信号を単純増幅し、そ
のまま単一のＡ／Ｄ変換器に入力するのみでよく、あと
はソフトウェアによるディジタル処理が可能である。こ
れにより、信号処理回路の単純化、小型化すなわち、低
コスト化を図ることができる。

【００１８】また、ドリフトの影響を排除し、高安定な
ジャイロを得ることができる。すなわち、各周波数成分
に対応した波形における山、谷の信号レベルを検知し、
これらの減算により各周波数成分の振幅を演算するた
め、アナログ増幅部、Ａ／Ｄ変換部に絶対値のバラツキ
やドリフトが発生しても、山、谷の信号レベルの減算演
算によりこれらが互いに打ち消し合い、その影響が小さ
くなる。

【００１９】さらに、比較的低速なＡ／Ｄ変換器を利用
可能とし、低コスト化を図ることがてきる。ＦＦＴ分析
のためには、分析する最高周波数の最低１０倍以上の周
波数でのサンプリング（Ａ／Ｄ変換）が必要であるが、
本発明の方式によれば、最高周波数の２倍のサンプリン
グ速度で良い。

【００２０】

【実施例】以下、本発明を図面を用いて説明する。ま
ず、図１は本発明の位相変調方式光ファイバジャイロの
全体構成の一例である。１０は光ファイバジャイロであ
り、光信号を電気信号に変換し歪交流出力信号として取
り出して処理する光ファイバ光学系を構成している。こ
の光ファイバジャイロ１０は、信号処理部１００と、こ
の信号処理部１００で制御されるＡ／Ｄ変換器１３及び
位相変調手段（１８，１９）及び光信号源（１６，１
７）を備えている。位相変調手段（１８，１９）は、所
定の変調周波数信号で位相変調器５０を駆動し、光ファ
イバループ４０内を伝搬する光信号の位相を変調する。

【００２１】信号処理部１００は、位相変調のための基
本周波数を与えるパルス波形ｆＭを位相変調波生成回路
１８に出力するパルス波出力手段１０２と、光ファイバ
光学系における応答遅れに相当する時間の遅延ｔsを与
えて歪交流出力のサンプリング開始時点を設定すると共
にサンプリングタイミングを与えるサンプリング位相調
整手段１０４と、歪交流出力信号の処理により角速度ω
を検出する角速度演算処理手段１０６とを含んでいる。
この信号処理部１００は、ＣＰＵと、Ｉ／Ｏと、ＲＡＭ
やＲＯＭ等のメモリを含む制御用マイコンとそのメモリ
に保持されたプログラム及びデータにより構成される。
このプログラムの動作は後で説明する。

【００２２】Ａ／Ｄ変換器１３は、歪交流出力を、前記
サンプリング開始時点から、Ｔ／Ｓ（ただし、Ｔは位相
変調周波数の周期，Ｓ＝２ｎ）の周期ごとにサンプリン
グし、時系列的に出力する。

【００２３】信号処理部１００のパルス波出力手段１０
２は、位相変調のための基本周波数（例えば２１KHZ）
を与えるパルス波形ｆＭを位相変調波生成回路１８に出
力する。位相変調波生成回路１８では、このｆＭを基に
位相変調信号、望ましくは正弦波信号を生成し、位相変
調器ドライバ１９に出力する。なお、信号処理部１００
のパルス出力ｆＭを正弦波に近似した段階状とし、位相
変調波生成回路１８のフィルタ−で滑らかな位相変調信
号を生成するようにしてもよい。

【００２４】Ｌ／Ｄドライバ１７で制御される光源１６
からの光ビームは、第１のファイバカップラ３０、偏光
子３１を経て伝播し、第２のファイバカップラ３２に到
達し、ここで分岐してファイバループ４０を左及び右回
りに伝播する二つの光ビームとなる。これらの光ビーム
は位相変調器（ＰＺＴ）５０により、位相変調器ドライ
バ１９の発生する変調信号に応じて光位相を変調された
後、ファイバカップラ３２に至り、再び結合して干渉光
となる。この干渉光はファイバカップラ３２から逆方向
に進行し、偏光子３１を経て、第１のファイバカップラ
３０に戻る。干渉光は第１のファイバカップラ３０にお
いて分岐し、一方は光源１６に戻り、一方がフォトダイ
オードを用いた光電変換回路１１に至り、干渉信号とし
て出力される。

【００２５】この干渉信号は増幅器１２、Ａ／Ｄ変換器
１３を経てサンプリングされ、信号処理部１００の角速
度演算処理手段１０６に伝送され、ここで処理されて回
転角速度ωが抽出される。この回転角速度ωは外部デバ
イス４の制御に利用される。

【００２６】Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリングタイミン
グｔｎは、信号処理部１００のサンプリング・位相調整
手段１０４によって与えられる。ここでｆMを基本波の
周波数、ｎを高調波の次数をすると、ｔｎ＝ｆM×２ｎ
となる。

【００２７】次に、信号処理部１００及びＡ／Ｄ変換器
１３において処理される正弦波交流出力のディジタルサ
ンプリング方式の原理を説明する。

【００２８】 正弦波φ（ｔ）＝φmｓｉｎωmｔ…………………………………… （１） による位相変調方式光ファイバジャイロの角速度Ωを与
えたときの光検出器出力信号をＰｍ（ｔ）とおくと、 ここにａはスケールファクタで、 ａ＝４πＲｌ／λＣ ………………………………………… （３） Ｒ：センシングコイル半径 ｌ：光ファイバ長 λ：波長 Ｃ：光速 またτは光がコイルを伝ぱんする時間で、ｎを光ファイ
バコアの群屈折率として、 τ＝ｎｌ／Ｃ ………………………………………… （４） φeは基本波ωmに対する変調度であり、 φe＝２φｍ ｓｉｎ（ωｍτ／２）…………………………… （５） またＰｒは受光パワーである。

【００２９】ここで、変調周波数である基本波ωｍおよ
びその整数倍波に関しての信号成分は、上記（２）式を
展開することにより以下の式（６）〜（１３）で与えら
れる。（９倍波以上は省略。） Pm1(t)=Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J1(φe)・COS(1・ωm・(t-τ/2))……(6) Pm2(t)=Pr・COS(a・Ω)・(-2)・J2(φe)・COS(2・ωm・(t-τ/2))……(7) Pm3(t)=Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J3(φe)・COS(3・ωm・(t-τ/2))……(8) Pm4(t)=Pr・COS(a・Ω)・(+2)・J4(φe)・COS(4・ωm・(t-τ/2))……(9) Pm5(t)=Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J5(φe)・COS(5・ωm・(t-τ/2))……(10) Pm6(t)=Pr・COS(a・Ω)・(-2)・J6(φe)・COS(6・ωm・(t-τ/2))……(11) Pm7(t)=Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J7(φe)・COS(7・ωm・(t-τ/2))……(12) Pm8(t)=Pr・COS(a・Ω)・(+2)・J8(φe)・COS(8・ωm・(t-τ/2))……(13) ジャイロの角速度Ωが一定とすると、上記各式のアンダ
ーラインの部分はそれぞれ一定であり、光検出器出力信
号の各周波数成分の時間軸に関する変化は上記各式の最
終項のＣＯＳ値に従うことがわかる。

【００３０】実際の光検出器出力信号はこれらの信号が
重複した波形である。図２は、光信号出力波形例（Ω＝
０゜）を示すものである。また、図３は、光信号出力波
形例（Ω＝４５゜）を示すものである。

【００３１】光信号の基本波、２倍波、４倍波はそれぞ
れ図４に（ｃ），（ｄ），（ｅ）として示すような位相
関係を持っている。Ａ／Ｄ変換のタイミングｔｎは、
（ｆ）で示すように４倍波の山、谷に周期した時に最も
精度が向上する。

【００３２】ここで、本発明の一実施例として８個の組
からなるサンプリング（Ａ／Ｄ変換）タイミングｔｎを
それぞれ次のように設定する。

【００３３】ｔ0＝τ／２ ｔ1＝２π・１／８／ω ＋τ／２ ｔ2＝２π・２／８／ω ＋τ／２ ｔ3＝２π・３／８／ω ＋τ／２ ｔ4＝２π・４／８／ω ＋τ／２ ｔ5＝２π・５／８／ω ＋τ／２ ｔ6＝２π・６／８／ω ＋τ／２ ｔ7＝２π・７／８／ω ＋τ／２ 時刻ｔ0〜ｔ7における光検出器出力信号のサンプリング
値をそれぞれＰ0〜Ｐ7とし、Ｓ1＝（Ｐ4−Ｐ0）／２を
計算すると ＝( Ｐｍ0（ｔ4）−Ｐｍ0(t0） ＋Ｐｍ1（ｔ4）−Ｐｍ1(t0） ＋Ｐｍ2（ｔ4）−Ｐｍ2(t0） ＋Ｐｍ3（ｔ4）−Ｐｍ3(t0） ＋Ｐｍ4（ｔ4）−Ｐｍ4(t0） ＋Ｐｍ5（ｔ4）−Ｐｍ5(t0） ＋Ｐｍ6（ｔ4）−Ｐｍ6(t0） ＋Ｐｍ7（ｔ4）−Ｐｍ7(t0） ＋Ｐｍ8（ｔ4）−Ｐｍ8(t0） ）／２ 式（６）〜（１３）を代入し整理すると、 ＝（ Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J1(φe)・(COS（ π)− COS（0）） ＋ Pr・COS(a・Ω)・(-2)・J2(φe)・(COS（2π)− COS（0）） ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J3(φe)・(COS（3π)− COS（0）） ＋ Pr・COS(a・Ω)・(+2)・J4(φe)・(COS（4π)− COS（0）） ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J5(φe)・(COS（5π)− COS（0）） ＋ Pr・COS(a・Ω)・(-2)・J6(φe)・(COS（6π)− COS（0）） ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J7(φe)・(COS（7π)− COS（0）） ＋ Pr・COS(a・Ω)・(+2)・J8(φe)・(COS（8π)− COS（0）） ）／２ COSの各々の値を数値で置き換え整理すると、 ＝（ Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J1(φe)・(-2) ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J3(φe)・(+2) ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(-2)・J5(φe)・(-2) ＋ Pr・SIN(a・Ω)・(+2)・J7(φe)・(+2) ）／２ SIN(a・Ω)について整理して、 ＝Pr・2・J1(φe)+J3(φe)+J5(φe)+J7(φe)・SIN(a・Ω)……（１４） すなわち、Ｓ1＝（Ｐ4−Ｐ0）／２により位相変調によ
る時間的な変化成分は無くなり、回転角速度Ωの正弦値
に比例した値が得られる。

【００３４】同様に計算すると下記Ｓ2、Ｓ4で与えられ
る演算により下式のごとく回転角速度Ωの余弦値に比例
した値がそれぞれ得られる。

【００３５】 Ｓ2＝（（Ｐ2＋Ｐ6）−（Ｐ0＋Ｐ4））／４ ＝Ｐｒ・２・（Ｊ2（φe）＋Ｊ6（φe））・COS（ａ・Ω）……（１５） Ｓ4＝（（Ｐ0＋Ｐ2＋Ｐ4＋Ｐ6）−（Ｐ1＋Ｐ3＋Ｐ5＋Ｐ7））／８ ＝Ｐｒ・２・Ｊ4（φe）・COS（ａ・Ω） ……（１６） 以上で示したＳ1、Ｓ2、Ｓ4に相当するパラメータを光
信号より抽出し、これらに基づいて以下の演算、制御を
行う方式については、従来のアナログ方式あるいは従来
のディジタル方式ＯＦＧ（ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ
ｇｙｒｏ）と共通である。

【００３６】以上述べた例は、サンプリングタイミング
が８個の組からなるものであるが、必要に応じてこのタ
イミングは適宜設定可能である。

【００３７】一般に、変調周波数の周期をＴとし、ｍを
自然数としたとき、ｎ＝２^mで表わされるｎ次の高調波
を用いるジャイロにおいて、サンプリングタイミングｔ
ｎは、Ｔ／Ｓ（ただし、Ｓ＝２ｎ）とすればよい。

【００３８】また、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ４等各次の振幅成分
Ｓｎは、奇数番目のサンプリング値をＰｏｎ、偶数番目
のサンプリング点のサンプリング値をＰｅｎとしたと
き、Ｓｎ＝ΣＰｏｎ−ΣＰｅｎ／２ｎによって求めるこ
とができる。

【００３９】本発明で特長的なのは、Ｓ1、Ｓ2、Ｓ4の
抽出、演算の方法、例えば８個一組、のサンプリング値
より演算することである。従来のアナログ方式ではそれ
ぞれ基本波、２倍波、４倍波に対する周期検波出力の平
滑によってアナログ的に、また、従来のディジタル信号
処理方式ではＦＦＴによりそれぞれＳ1、Ｓ2、Ｓ4を求
めている。Ｓ1がSIN(a・Ω)に、またＳ2、Ｓ4がCOS(a・
Ω)に比例する式として得られる点は、従来と同じであ
るが、各式の係数は各々の方式により異なっている。

【００４０】本発明に関する上記の説明で、厳密には、
基本波の９次以上の周波数成分も無限級数的に含まれて
いるが、９次以上の周波数成分を演算に含めても上記正
弦値、余弦値に関する関係は同様に成立する。

【００４１】また、ベッセル関数（Ｂｅｓｓｅｌ Ｆｕ
ｎｃｔｉｏ）Ｊｎ（φe）におけるφe（光信号に対する
変調度に相当する）は一般に３以下の値となる範囲で使
用されるため、実際上は９次以上（ｎ≧９）のＪｎ（φ
e）の値は非常に小さく、これら高い次数の周波数成分
はほとんど無視できる。

【００４２】以下、従来の方式でも用いられている変調
度φeを一定に制御するためのパラメータの計算と、実
際の回転角速度を得るための演算方式について説明す
る。

【００４３】式（１５）、（１６）より Ｙ2＝Ｓ4／Ｓ2 ……（１７） ＝Ｊ4（φe）／（Ｊ2（φe）＋Ｊ6（φe）） ここでＪ2（φe）＞＞Ｊ6（φe）とみなせば、 ＝Ｊ4（φe）／Ｊ2（φe） が得られ、変調度φe関数であるＹ2を一定に保つよう変
調制御を行うことで、他の要因に関わらず電気光系の変
調度を一定に保つことが可能となる。

【００４４】また、式（１４）、（１５）より Ｓ1／Ｓ2＝（Ｊ1（φe）＋Ｊ3（φe）＋Ｊ5（φe）＋Ｊ7（φe））・SIN(a・Ω) ／（（Ｊ2（φe）＋Ｊ6（φe）・COS(a・Ω)） ここで Ｊ1（φe）＞＞Ｊ3（φe）、Ｊ5（φe）、Ｊ7（φe） かつ Ｊ2（φe）＞＞Ｊ6（φe） とみなせば、 ＝（Ｊ1（φe）／Ｊ2（φe）・TAN(a・Ω) ∴ Ω＝〜（１／ａ）・TAN （（Ｓ1／Ｓ2）／（Ｊ1（φe）／Ｊ2（φe））） ……（１８） 式（１８）により、回転角速度ΩはＳ1、Ｓ2の関数とし
て他の各種パラメータの影響を受けずに求めることがで
きる。（φeは式（１７）のＹ2一定の制御により一定の
値に制御固定される。）次に、本発明の一実施例の具体
的な動作を図４，図５で説明する。

【００４５】図４は、図１の信号処理部１００を構成す
る演算制御用マイコン（ＣＰＵ１４，ＲＡＭ，ＲＯＭ，
Ｉ／Ｏ）のメイン処理の概要を示すフローチャートであ
る。まず、ＣＰＵの初期設定を行った後（ステップ２０
２）、位相変調波生成回路１８に供給するｆM出力を制
御する。すなわち、Ｔ／２秒毎にＨｉ，Ｌｏを切り替え
るタイマをセットする（２０４）。次に、サンプリング
タイミングの位相調整処理すなわち、Ａ／Ｄ変化器１３
によるＡ／Ｄ入力の開始タイミング（待ち時間ts）を設
定する（２０６）。次に、Ａ／Ｄ入力処理、すなわち、
変調周波数の周期をＴとしたとき、Ｔ／８秒の周期にて
８回（ｔ₀〜ｔ₇）サンプリングを行い（２０８）、さら
にこの８個のデータにより角速度ωの演算を行う（２１
０）。そして次に、角速度ωをＳＣＩ（Serial Communi
cation Interface）により外部デバイス４へ通信出力す
る（２１２）。なお、ｆM信号からｆｍ信号への変換を
行なう位相変調波生成回路１８は、例えば２次のローパ
スフィルタで構成する。

【００４６】変調信号波形及びＡ／Ｄ入力のタイミング
チャートは図５に示すとおりである。図において、
（ａ）のｆMは位相変調のための基本周波数を与えるパ
ルス波形である。周期Ｔは変調周波数を２０ｋＨｚとし
て、Ｔ＝１／２０ｋＨｚ＝５０μｓとなる。

【００４７】（ｂ）のパルス波形ｆｍは、矩形波ｆＭを
基に生成した位相変調のための正弦波波形であり、矩形
波ｆMを２次のローパスフィルタ１８を通すことによ
り、疑似的にｆｍを得ることができる。

【００４８】次に、図４の位相調整処理２０６、すなわ
ち、待ち時間ｔｓの設定処理の詳細を図６に示す。この
待ち時間ｔｓは図５に示すように、ｆＭの立上りからｔ
ｏまでの待ち時間である。待ち時間ｔｏは、光ファイバ
光学系におけるハードウエアに起因する応答遅れ、即
ち、位相変調波生成回路１８における位相変調信号の生
成や位相変調器ドライバ１９の制御、Ｌ／Ｄドライバ１
７で制御される光源１６からの光ビームがファイバカッ
プラを経てファイバループ４０を左及び右回りに伝播
し、干渉光となってファイバカップラに戻る伝搬遅れ、
及び干渉光が光電変換回路１１に至り、増幅器１２、Ａ
／Ｄ変換器１３を経てサンプリングされるまでの遅れ等
の総和に相当する。

【００４９】位相調整処理ではまず、待ち時間ｔｓの初
期値設定を行う（３０２）。次に、Ａ／Ｄ入力処理を行
い（３０４）、さらに、式（１５）により２次高調波Ｓ
２の演算を行う（３０６）。Ｓ２がＭＡＸでないときｔ
ｓの値を更新する（３０８〜３１０）。２次高調波Ｓ２
がＭＡＸのときのｔｓが、待ち時間ｔｓとして信号処理
において使用される。

【００５０】以下同様にして、ｆＭの立上り信号を基準
にＳ２がＭＡＸとなるｔｓをサーチする。

【００５１】サンプリングタイミングの変化（ズレ）に
対する上記各パラメータの変化のシミュレーションの結
果を図７〜図８に示す。図７は本発明のディジタルサン
プリング方式でかつ回転角速度＝０゜の場合であり、図
８は従来のアナログ方式でかつ回転角速度＝０゜の場合
である。（従来方式は周期検波の周期ズレに対する変化
である。)本発明による方式は、周期がズレるとＳ1、Ｓ
2、Ｓ4の特性がそれぞれ変化する。しかし、周期のズレ
に対する各特性の変化のクリティカルさは従来方式とほ
ぼ同程度である。また、本発明における周期において、
Ｓ2、Ｓ4あるいはこれらの加算乗算演算結果（Ｙ２の値
も含む）が極値を取るようサンプリングの位相を制御
（周期をかける）することにより、従来方式と同様の制
御を実現できる。

【００５２】図９は、図４のＡ／Ｄ入力処理（２０８）
の詳細を示すものである。演算制御用マイコンのＲＡＭ
の各アドレス０〜７にＰ０〜Ｐ７（図１０）のＡ／Ｄ入
力値を入れる。まず、ＡｄｒをＡｄｒｏにセットする
（４０２）。次に、立上りを検出し（４０４）、ｔｓ秒
待ちとなる（４０６）。

【００５３】以下、Ａ／Ｄ入力のタイミングチャートの
ｔ０〜ｔ７のタイミングですなわちＴ／８秒毎にＡ／Ｄ
入力し、結果をＡｄｒ０〜Ａｄｒ７のＲＡＭエリアにス
トアする（４０８〜４１６）。

【００５４】図１１は角速度演算処理（２１０）の詳細
を示すものである。すなわち、前記式１４，１５，１６
によりＳ１、Ｓ２、Ｓ４を求める（６０２）。次に、式
１７によりＹ＝Ｓ４／Ｓ２を求める処理を行う。これ
は、Ｙ≒０．１となるように、位相変調波生成回路１８
から出力される位相変調信号ｆｍの振幅（Ａｍ）を調整
しておき、さらにＫ＝ｆＬ（Ｙ）とする（６０６）。ｆ
ＬはＫとＹの関係があらかじめ作成され、演算制御用マ
イコンのＲＯＭのルックアップテーブルから取り込む。
最後に角速度ωを演算により求める（６０８）。

【００５５】図５に示したパルス波形ｆｍの振幅Ａｍを
変化させれば、位相変調深さφｅを変化させたことにな
る。この振幅Ａｍを変化させる方法としては、図１の位
相変調器ドライバ１９としての２次フィルター（増幅回
路）に外付けされた半固定抵抗器２０の抵抗値の倍率を
調整することによって行なう。

【００５６】変調深さφｅの変化に対する上記各パラメ
ータの変化のシミュレーション結果を図１２〜図１３に
示す。図１２は本発明のディジタルサンプリング方式で
回転角速度＝４５゜の場合、図１３は従来のアナログ方
式で回転角速度＝４５゜の場合を示す。

【００５７】従来方式では回転角速度（Ｓ1に対応）を
精度良くかつ、Ｙ2を精度良く得るために、図１３に示
すように、Ｙ2を０．２前後、変調深さを２．５〜３．
０に設定していた。

【００５８】本発明によるディジタルサンプリング方式
では、Ｓ1、Ｓ2、Ｓ4の係数が従来方式に比べて変化す
る。図１２に示すように、従来のＹ2＝〜０．２に相当
する領域ではＳ１の値が非常に小さく感度が低下するた
め、回転角速度を精度良く判断できない。本発明の方式
では、回転角速度、およびＹ２を共に精度良く得るため
に、Ｙ2＝０．０５〜０．１７、変調深さ１．５〜２．
５の範囲で使用するのが良いことがわかる。

【００５９】図１４は、図４のＡ／Ｄ入力処理の他の例
を示すものである。この例ではＡ／Ｄスタ−トからＴ／
８秒プラス１周期毎にＡ／Ｄ処理を行う（ステップ４２
０）。すなわち、変調周波数の周期をＴとして、Ｔ＊
（２＊ｎ＋１）／８の周期（ｎ＝１、２３、・・・）ご
とに歪交流出力をディジタル変換し、該ディジタル変換
値を時系列的に繰返し出力する。この方法によれば、Ａ
／Ｄ変換器の処理速度が多少遅くても差しつかえない。
換言するとより安価なＡ／Ｄ変換器を用いることができ
る。

【００６０】本発明の位相変調式光ファイバジャイロ
を、自動車のセンサとして用いることが出来る。例え
ば、自動車の車体のヨーイング（回転方向及び回転角）
を検出するセンサとして本発明の位相変調式光ファイバ
ジャイロを用いれば、小型で安価なナビゲーション装置
を実現することが出来る。

【００６１】

【発明の効果】本発明によれば、信号処理回路の単純
化、小型化、低コスト化を図ることができる。すなわ
ち、１次、２次、４次の各周波数成分への分離のための
回路、また分離された各周波数成分に対する各々の信号
処理回路が不要となる。さらに、光信号を単純増幅し、
そのまま単一のＡ／Ｄ変換器に入力するのみでよく、あ
とはソフトウェアによるディジタル処理が可能である。

【００６２】また、ドリフトの影響を排除し、高安定な
ジャイロを得ることができる。すなわち、各周波数成分
に対応した波形における山、谷の信号レベルを検知し、
これらの減算により各周波数成分のを演算するため、ア
ナログ増幅部、Ａ／Ｄ変換部に絶対値のバラツキやドリ
フトが発生しても、山、谷の信号レベルの減算演算によ
りこれらが互いに打ち消し合い、その影響が小さくな
る。

【００６３】さらにまた、比較的低速なＡ／Ｄ変換器を
利用可能とし、低コスト化を図ることができる。ＦＦＴ
分析のためには、分析する最高周波数の最低１０倍以上
の周波数でのサンプリング（Ａ／Ｄ変換）が必要である
が、本発明の方式によれば最高周波数の２倍のサンプリ
ング速度で良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例になる光ファイバ光学系の全
体構成を示すブロック図。

【図２】図１の実施例における光信号波形例（Ω＝０
゜）を示す図。

【図３】図１の実施例における光信号波形例（Ω＝４５
゜）を示す図。

【図４】図１の信号処理部を構成する演算制御用マイコ
ンの、処理概要を示すフローチャート。

【図５】図１の実施例における変調信号波形およびＡ／
Ｄ入力タイミングチャート。

【図６】図４の位相変調処理の一例を示すフローチャー
ト。

【図７】本発明のディジタルサンプリング方式（回転角
速度＝０゜）における、サンプリングタイミングの変化
（ズレ）に対する上記各パラメータの変化のシミュレー
ション結果を示す図。

【図８】従来のアナログ方式（回転角速度＝０゜）にお
ける、周期検波の周期ズレに対する変化（ズレ）に対す
る上記各パラメータの変化のシミュレーション結果を示
す図。

【図９】図４のＡ／Ｄ入力処理の一例を示すフローチャ
ート。

【図１０】メモリマップの一例を示す図。

【図１１】図４の角速度処理の一例を示すフローチャー
ト。

【図１２】本発明のディジタルサンプリング方式（回転
角速度＝４５゜）における、変調深さｅの変化に対する
各パラメータの変化のシミュレーション結果を示す図。

【図１３】従来のアナログ方式（回転角速度＝４５゜）
における、変調深さｅの変化に対する各パラメータの変
化のシミュレーション結果を示す図。

【図１４】図４のＡ／Ｄ入力処理の他の例を示すフロー
チャート。

【符号の説明】

１０…光ファイバジャイロ、１３…Ａ／Ｄ変換器、１６
…光源、１８…位相変調波生成回路、４０…光ファイバ
ループ、５０…位相変調器 １００…信号処理部、１０２…パルス波出力手段、１０
４…サンプリング・位相調整手段、１０６…角速度演算
処理手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鹿子幡 庸雄 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 栃尾 幸博 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所自動車機器事業部内

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】光信号源と、所定の変調周波数信号で駆動
   され光ファイバ内を伝搬する前記光信号の位相を変調可
   能な位相変調器と、前記光信号を電気信号に変換し歪交
   流出力信号として取り出して処理する信号処理部とを含
   む光ファイバ光学系を備え、該歪交流出力信号の処理に
   より角速度を検出する位相変調方式光ファイバジャイロ
   であって、前記変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然数
   としたとき、ｎ＝２^mで表されるｎ次の高調波を用いる
   ジャイロにおいて、 前記歪交流出力のサンプリング開始時点を設定する位相
   調整手段と、 前記サンプリング開始時点からＴ／Ｓ（ただし、Ｓ＝２
   ｎ）の周期ごとに、前記歪交流出力をサンプリングし、
   時系列的に出力するサンプリング手段と、 前記時系列的に出力されるＳ個のサンプリング値の組を
   １セットとして入力し、角速度演算のための信号処理を
   繰返すディジタル信号処理手段とを設けたことを特徴と
   する位相変調式光ファイバジャイロ。
2. 【請求項２】光信号源と、所定の変調周波数信号で駆動
   され光ファイバ内を伝搬する前記光信号の位相を変調可
   能な位相変調器と、前記光信号を電気信号に変換し歪交
   流出力信号として取り出して処理する信号処理部とを含
   む光ファイバ光学系を備え、該歪交流出力信号の処理に
   より角速度を検出する位相変調方式光ファイバジャイロ
   であって、前記変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然数
   としたとき、ｎ＝２^mで表されるｎ次の高調波を用いる
   ジャイロにおいて、 前記歪交流出力のサンプリング開始時点を設定する位相
   調整手段と、 前記サンプリング開始点からＴ＊（１＋１／Ｓ）ごとに
   前記歪交流出力をディジタル変換し、該ディジタル変換
   値を時系列的に繰返し出力するサンプリング手段と、 該アナログディジタル変換装置から出力される時系列的
   なＳ個のディジタル変換値の組を１セットとして入力
   し、角速度演算のための信号処理を繰返すディジタル信
   号処理手段とを設けたことを特徴とする位相変調式光フ
   ァイバジャイロ。
3. 【請求項３】前記位相調整手段は、前記光ファイバ光学
   系における応答遅れに相当する遅延時間を与えて、前記
   歪交流出力のサンプリング開始時点を設定することを特
   徴とする請求項１または２記載の位相変調式光ファイバ
   ジャイロ。
4. 【請求項４】前記位相調整手段は、前記歪交流出力の２
   次の高調波のピークを検出して前記歪交流出力のサンプ
   リング開始時点を設定することを特徴とする請求項１ま
   たは２記載の位相変調式光ファイバジャイロ。
5. 【請求項５】前記サンプリング値のうち奇数番目のサン
   プリング点のサンプリング値をＰｏｎ，偶数番目のサン
   プリング点のサンプリング値をＰｅｎとしたとき、 によって求まる振幅成分Ｓｎを用いて前記角速度の演算
   を行うことを特徴とする請求項１または２記載の位相変
   調式光ファイバジャイロ。
6. 【請求項６】１〜ｎ次の各次数について前記の振幅成分
   Ｓｎを演算で求めることを特徴とする請求項５記載の位
   相変調式光ファイバジャイロ。
7. 【請求項７】最高位の次数に対応する振幅成分Ｓｎ ｍ
   ａｘにより各次数の前記歪交流出力をサンプリングする
   ことを特徴とする請求項５記載の位相変調式光ファイバ
   ジャイロ。
8. 【請求項８】光信号源と、所定の変調周波数信号で駆動
   され光ファイバ内を伝搬する前記光信号の位相を変調可
   能な位相変調器と、前記光信号を電気信号に変換し歪交
   流出力信号として取り出して処理する信号処理部とを含
   む光ファイバ光学系を備え、該歪交流出力信号の処理に
   より角速度を検出する位相変調方式光ファイバジャイロ
   であって、前記変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然数
   としたとき、ｎ＝２^ｍで表されるｎ次の高調波を用いる
   ジャイロにおいて、 前記光ファイバ光学系における応答遅れに相当する遅延
   時間を与えて、前記歪交流出力のサンプリング開始時点
   を設定する位相調整手段と、 前記サンプリング開始点から前記変調周波数の周期Ｔの
   １／８の周期ごとに、前記歪交流出力をディジタル変換
   し、該ディジタル変換値を時系列的に繰返し出力するア
   ナログディジタル変換手段と、 該アナログディジタル変換手段から出力される時系列的
   な８個のディジタル変換値の組を１セットとして入力
   し、角速度演算のための信号処理を繰返すディジタル信
   号処理手段とを設けたことを特徴とする位相変調式光フ
   ァイバジャイロ。
9. 【請求項９】請求項１，２または８において、前記ディ
   ジタル信号処理手段は、前記１セットとなる８個のディ
   ジタル変換値を時系列順にそれぞれｐ０、ｐ１．．．ｐ
   ７として、ｐ０とｐ４の差である第１の振幅成分の演算
   値Ｓ１を出力する第１の演算手段と、 （ｐ０＋ｐ４）と（ｐ２＋ｐ６）の差である第２の振幅
   成分の演算値Ｓ２を出力する第２の演算手段と、 （ｐ０＋ｐ２＋ｐ４＋ｐ６）と（ｐ１＋ｐ３＋ｐ５＋ｐ
   ７）の差である第３の振幅成分の演算値Ｓ４を出力する
   第３の演算手段を含むディジタル信号処理手段であるこ
   とを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロ。
10. 【請求項１０】請求項９において、前記ディジタル信号
    処理手段は、前記アナログディジタル変換装置から繰返
    し出力される時系列的な８個のディジタル変換値からな
    る変換値の組を複数組入力し、第０から第７の変換値の
    互いに時系列的に対応する変換値の平均化演算を行い、
    該平均化演算結果を各々ディジタル変換値ｐ
    ０、．．．、ｐ７として出力する入力値平均演算装置を
    含むディジタル信号処理手段であることを特徴とする位
    相変調式光ファイバジャイロ。
11. 【請求項１１】請求項９において、前記ディジタル信号
    処理手段は、前記第１から第３の演算手段から繰返し出
    力されるそれぞれの第１から第３の演算値の組を複数組
    入力し、第１から第３の演算値の互いに対応する演算値
    に対する平均化演算を行い、該平均化演算結果を各々演
    算置Ｓ０、Ｓ２、Ｓ４として出力する出力値平均演算装
    置を含むディジタル信号処理手段であることを特徴とす
    る位相変調式光ファイバジャイロ。
12. 【請求項１２】請求項９において、前記ディジタル信号
    処理手段は、前記８個のディジタル変換値を各々記憶す
    るための第０から第７の８個の入力値記憶部材と、第０
    から第２の演算値を各々記憶するための第０から第２の
    ３個の演算値記憶部材を含むディジタル信号処理手段で
    あることを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロ。
13. 【請求項１３】請求項１，２または８において、前記位
    相調整手段は、前記１セットのディジタル変換値の組を
    得るための第１のアナログディジタル変換実行の開始点
    を、前記変調周波数信号の値位相に対し０ラジアンから
    ２πラジアンの間の任意の位相に設定可能に構成されて
    いることを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロ。
14. 【請求項１４】請求項１３において、前記位相調整手段
    は、前記第２の演算値Ｓ２または第３の演算値Ｓ４が、
    変換位相に対し極値を取るように位相固定を行う変換位
    相調整装置であることを特徴とする位相変調式光ファイ
    バジャイロ。
15. 【請求項１５】請求項１３において、前記位相調整手段
    は、前記第２の演算値Ｓ２と第３の演算値Ｓ４のあらか
    じめ決められた加算乗算演算結果が、変換位相に対し極
    値を取るように位相固定を行う変換位相調整装置である
    ことを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロ。
16. 【請求項１６】請求項９において、前記第３の演算値Ｓ
    ４と第２の演算値Ｓ２の比であるｙ２＝Ｓ４／ｓ２の値
    が、０．０５から０．１７の間の値となる様に位相調整
    手段の位相調整強さを調整したことを特徴とする位相変
    調式光ファイバジャイロ。
17. 【請求項１７】請求項１、２または８に記載の位相変調
    式光ファイバジャイロを車体のヨーイング検出のセンサ
    として用いることを特徴とする自動車用ナビゲーション
    システム。
18. 【請求項１８】光信号源と、所定の変調周波数信号で駆
    動され光ファイバ内を伝搬する前記光信号の位相を変調
    可能な位相変調器と、前記光信号を電気信号に変換し歪
    交流出力信号として取り出して処理する信号処理部とを
    含む光ファイバ光学系を備え、該歪交流出力信号の処理
    により角速度を検出する位相変調方式光ファイバジャイ
    ロであって、前記変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然
    数としたとき、ｎ＝２^ｍで表されるｎ次の高調波を用い
    るジャイロにおいて、 前記歪交流出力のサンプリング開始時点を設定し、 前記サンプリング開始点からＴ／Ｓ（ただし、Ｓ＝２
    ｎ）の周期ごとに前記歪交流出力をサンプリングして時
    系列的に出力し、 前記時系列的に出力されたＳ個のサンプリング値の組を
    １セットとして入力し、角速度演算のための信号処理を
    繰返す、 ことを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロによる
    角速度の検出方法。
19. 【請求項１９】光信号源と、所定の変調周波数信号で駆
    動され光ファイバ内を伝搬する前記光信号の位相を変調
    可能な位相変調器と、前記光信号を電気信号に変換し歪
    交流出力信号として取り出して処理する信号処理部とを
    含む光ファイバ光学系を備え、該歪交流出力信号の処理
    により角速度を検出する位相変調方式光ファイバジャイ
    ロであって、前記変調周波数の周期をＴとし、ｍを自然
    数としたとき、ｎ＝２^mで表されるｎ次の高調波を用い
    るジャイロにおいて、 前記歪交流出力のサンプリング開始時点を設定し、 前記サンプリング開始点からＴ＊（１＋１／Ｓ）ごとに
    前記歪交流出力をディジタル変換し、該ディジタル変換
    値を時系列的に繰返し出力し（但しＮは自然数）、 該アナログディジタル変換装置から出力された時系列的
    なＳ個のディジタル変換値の組を１セットとして入力
    し、角速度演算のための信号処理を繰返す、 ことを特徴とする位相変調式光ファイバジャイロによる
    角速度の検出方法。
20. 【請求項２０】前記歪交流出力の２次の高調波のピーク
    を検出して前記歪交流出力のサンプリング開始時点とす
    ることを特徴とする請求項１８または１９記載の位相変
    調式光ファイバジャイロによる角速度の検出方法。