JPH07122588B2 - 質量流量測定方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、導管内を流動する流動材料の質量流量を、該
導管に付与された振動に応答して生じるコリオリ反動力
を求めることにより測定するための方法及び装置に関す
るものである。導管、即ち流体管内の流れ方向に対し垂
直方向に振動される流れは、流体管に付与された振動位
置の両側に反対方向に向いた力でもって反動作用をな
す。斯る反動力は、導管内の質量流量に対し比例する。
本発明は、質量流量を決定するためにこのようなコリオ
リ反動力に起因した流体管の運動を検知する技術に関す
るものである。

本発明は、コリオリ反動力に起因する導管運動と該導管
内の質量流量との間の相互関係を決定するマイクロプロ
セーサをベースとしたシステムと検知構造体との間の電
気的インターフェースを有している。本発明によれば、
導管運動に比例した出力信号を発生する磁気式又は光学
式センサが使用される。更に、本発明は、各振動サイク
ルにわたって作用する分布コリオリ反動力によって弾性
流体管構造体に付与される仕事量を測定することにより
質量流量を決定することをも包含する。

従来技術 流体管内を流動する質量流量を決定するために流体管に
作用するコリオリ反動力を利用することが知られてい
る。この分野の初期技術開発に際しては回転儀運動（ジ
ャイロスコープ運動）の原理を利用しており、一軸線の
回りに回転する連続した流体管ループを具備し、該ルー
プの他の軸線の回りに一定のコリオリ反動力を生ぜしめ
るものであった。この種の流量計は米国特許番号第2624
198号及び第2813423号に例示される。その後開発された
流量計は、円形ループを利用し、このような初期の流量
計にて見出された回転儀運動を模擬せんとするものであ
った。米国特許第2865201号は円形流体管ループを教示
しており、該流体管ループは該ループ平面内の一軸線の
回りに振動され、該軸線の両側にて交番するコリオリ反
動力を発生する。米国特許番号第3355944号及び第34850
98号は、流体管の入口端及び出口端にて形成される軸線
から一部湾曲した部分を有した、即ち流体流動を偏向せ
しめる部分を有した、Ｕ字形状突出部を備えた導管を使
用することを教示している。該流体管は、流れ及び該流
体管に対して垂直な軸線から最っとも大きく偏向した点
にて振動が印加される。振動付与位置の両側には、コリ
オリ反動力に応答する流体管の運動を測定するためにセ
ンサが配置される。米国特許番号第4127028号及び第418
7721号は、片字式Ｕ字形状導管の両脚部に取付けられた
光学式スイッチを開示している。該光学式スイッチは流
体管内を流動する質量流量に比例した時間差でもって、
付与された振動に応答して信号を発生する。米国特許番
号第4422338号は、他の特許と同様にコリオリ式流量計
にて連続的に変動するセンサ信号を開示しており、該流
量計では質量流量は、振動の中央平面を通る流体管の通
路に対するセンサ信号の時間分離の関数として決定され
る。

発明の要約 本発明は、付与された振動に対するコリオリ反動力によ
って導管内の流体の流量を決定するためのセンサと電気
回路に関するものである。特に、本発明は、任意の構造
とすることができるが、例えば二十導管構造式とされる
コリオリ質量流量計内に設けられたセンサ構造体と電子
的インターフェースに関するものである。センサは、導
管の運動に関連付けることのできる連続した直線的出力
を発生するのが好ましい。センサとしては、種々の形態
となし得るコイル及びマグネット式構造体か、又は光学
式センサのいづれかとされる。センサとプロセッサとの
間の電気回路即ちインターフェースも又数多くの形態を
取り得る。センサの出力及びインターフェースにより、
質量流量を決定するためにセンサ信号が処理される。

本発明に係るセンサ構造体の一実施態様によると、光エ
ミッタ（投光器）及び光レシーバ（受光器）を有した光
学式のシステムが設けられ、投光器及び受光器は導管に
近接して或いは導管に直接に取付けられる。投光器及び
受光器が導管に近接して取付けられた場合には、導管の
運動は該導管に取付けられた反射構造体の運動によって
受光器にて受光された信号の相対強度を変動せしめる。
投光器及び受光器も又直接導管に取付けることができ、
二つの隣接した且つ互いに平行な流体管が運動し、該運
動により二つの構造体の整列が変動することによって、
受信された信号の相対強度が変動される。センサは、付
与された導管振動の各側に配置されている。この振動
は、反対方向にコリオリ反動を発生せしめ、センサから
の比較信号出力値が適当な電気回路により求められる。

本発明のセンサ構造体は又、マグネット及びコイル式の
連続出力センサを使用する。この種のセンサは、好まし
くは方形のマグネット及び方形のコイルを有し、二つの
部分の重なり合いが、重なり合う方形の面積に関連付け
られるべく構成される。該構造体は、厳密に正弦曲線と
なる信号出力を発生しせめる。信号出力の正弦曲線形状
は、センサの重なり合う部分の変動が導管運動の直接関
数であり、又電圧出力がセンサ部分の速度に正比例する
という事実に関連している。

質量流量計の電子的インタフェースの一実施態様による
と、センサ信号の連続した直線的出力が処理され、流体
管の運動に関連したタイミングゲートが創成される。セ
ンサからの信号ゲート持続時間及びインタフェースの出
力の持続時間は付与された振動の両側に位置した二つの
相対的センサの出力の位相差に比例する。更に、インタ
フェースはセンサ信号を較正し、信号のエラーを除去
し、実質的に同時に質量流量と流動方向データとの計算
を行なう。

センサ及び関連のインタフェースからの信号を処理する
一つの方法によると、各振動サイクルにわたって作用す
る分布コリオリ反動力と弾性流体管への入力エネルギが
関連付けられ、これはその時間における積分された力及
び流体管の合成変形量に比例する。１サイクルにおける
二つのセンサの出力間の総計の差は、流体管の流さにわ
たって作用する分布コリオリ反動力により導管を変形せ
しめる１サイクル当りの総仕事入力量であると考えるこ
とができる。コリオリ質量流量計内における流体管への
仕事入力量は、連続的に変動するセンサ信号の出力をデ
ィジタル化し、或いはアナログ信号センサを使用し、又
はアナログ及びディジタル信号の組合せを使用し、次い
でこれら信号を加算し即ち積分し、１サイクル当りの総
エネルギ入力量を得ることにより求め得る。

実施例 次に、本発明の好ましい一実施例を図面に即して説明す
るが、本発明は斯る構成に限定されるものではない。各
図には、本発明に使用される二重管式質量流量計の一例
が図示され、各図において同じ参照番号は同じ部材を示
している。しかしながら、本発明に使用される導管は所
望に応じて任意の形態を取り得る。

本実施例で流量計導管は参照番号10で示されており、第
１図に図示されるように、入口端12及び出口端14を有
し、該端部を介して導管をパイプライン又は他の流動路
（図示せず）に連結する。前記入口端12及び出口端14は
実質的に軸線16に沿って配置され、又該導管10は軸線16
の回りに対称的に形成されている。

導管10は一般に二つの流体管22及び24を具備し、該二つ
の流体管22、24は互いに隣接し且つその全長にわたって
実質的に平行に配置されている。入口端12は流動路から
の流れをハウジング18へと差向ける。該ハウジング18に
て流入した流れは均等な二つの部分に別れ、二つの流体
管22、24へと差向けられる。流れは、流体管22、24から
流出した後再度ハウジング18へと戻され、出口端14へと
差向けられ、次いで流動路へと還流される。二つの流体
管22、24はハウジング18から外方へと延在しており、更
に説明すれば、第１のループ26を形成し、ハウジング18
及び軸線16に極く近接した位置を通過する。次いで、流
体管22、24は第２ループ28を形成し、該流体管の入口端
に近接したハウジング18部分に終っている。流体管22、
24の振動運動は駆動手段（ドライバ）30によって創成さ
れる。該駆動手段30は好ましくは、流体管の長さ方向中
央部に配置され、流体管22、24を該管内の流れに対し垂
直な両方向への駆動する。

センサ32、34は各ループ26、28にそれぞれ設けられる。
ループ26のセンサ32は参照番号32a、32bで示され、ルー
プ28のセンサ34は参照番号34a34bで示される。センサ3
2、34の一部分は、各流体管22、24の運動を相対的に計
測し得るように、互いに隣接して配置される。第１図に
おいて、各センサはブラックボックスにて示されてお
り、詳しい構造は第２図〜第４図及び第10図に図示され
る実施態様にて明らかとされる。

第２図〜第４図及び第10図に図示されるセンサの実施態
様では、センサ32a及び32bの構造について説明される。
しかしながら、センサ対34a、34bは同じか類似の構造と
されることを理解されたい。

第２図及び第３図には流体管22、24が駆動手段30にて付
与される振動に応答して相対運動を起している態様を示
す。導管22、24の相対運動は、反対モードとされ、つま
り、任意の特定時において反対方向へと運動される。概
略図示されるセンサ構造体32a、32bは、光エミッタ（投
光器）36及び光レシーバ（受光器）38を具備する。各流
体管22及び24にはミラー又は他の反射表面40及び42がそ
れぞれ取付けられる。投光器36及び受光器38の位置は、
流体管22、24に隣接し且つ離間して位置するように任意
の慣用手段にて固定されている。投光器36及び受光器38
は、例えば任意のタイプの赤外光源からの光を受光しそ
して伝送し得る光ファイバ構造体のような任意の構成と
することができる。本発明にて使用し得るセンサとして
はEOTec社製のものを使用し得る。

第２図及び第３図に図示されるように、流体管22、24の
振動により、ミラーは互いにその位置が変動する。ミラ
ー40及び42は投光器36及び受光器38によつてそれぞれ投
光しそして受光される光線に対して所定の角度にて位置
されている。流体管の相対的な変移により受光される光
線の強度及び光線の走行距離が変動する。従って、受光
器により受講される信号は流体管22、24の位置に応じて
変動する。点線にて示される光線は、第３図に図示され
るように流体管22、24が駆動手段にて互いの方向へと運
動された時には、第２図に図示されるように流体管22、
24が互いに離れるように振動された場合よりも極めて短
い距離を通ることとなる。受光器38は、一般に投光器36
からの光線の強度変動を感知することができる。この受
光された光線の強度は投光器36及び受光器38の間の光の
走行距離に正比例する。流体管22及び24の位置は光線走
行距離を変動せしめるので、受光器38にて創生される信
号は、流体管22及び24の位置に対して変動する。

第４図に図示されるセンサ構造体32a及び32bは、流体管
22、24に直接取付けられた投光器36と受光器38とを有し
ている。投光器及び受光器の取付けは、両流体管22、24
に直接固着された取付け板44、45にて行なわれる。投光
器36及び受光器38の相対位置は静止状態にあるときに適
当に整列せしめることにより設定される。投光器36及び
受光器38の間の整列状態は、駆動手段による運動に対応
した流体管22、24の運動と共に変動する。受光器38にて
受光される光線の相当強度も又流体管22、24の位置に対
して変動する。従って、各センサからの信号出力は時間
に対して変動し、第２図及び第３図に図示される構造に
て作り出される信号と類似の波形信号の形態を取る。セ
ンサ32、34は、上述した諸部材を備えた任意のタイプの
光学装置とすることもできる。

第５図はセンサ32、34からの信号出力を伝送する回路を
示す。光源は既知のLEDタイプの光源54とすることがで
きる。各センサ32、34には個別に光源54を設けることも
できるし、又、一つの光源の出力をスプリッタにて二つ
の光伝送ケーブルへと分割することもできる。光源54は
通常態様の電源52にて駆動される。光源54は一定強度の
光信号を作り出し、該信号を光ファイバケーブル56に沿
って伝送し、投光器36へと入力する。受光器38は好まし
くは、投光器36に隣接して配置され、投光器36からの光
を受光する。受光される光の強度は流体管22及び24の相
対運動により変動する。受光器38は受光光線を受光して
収束し、該光線を光ファイバケーブル58を介して伝送す
る。ケーブル58は固定コネクタ50に接続され、該コネク
タ50導管ハウジング（図示せず）に直接取付けることが
できる。ケーブル58はコネクティングブロック50に接続
され、該ケーブル58からの光信号を受光しそして同等又
は実質的に類似の光信号を作り出し出力する。コネクテ
ィングブロック50は、好ましくは全長にわたって損失の
少ない長い光ファイバケーブル62に接続される。低損失
の長尺光ファイバケーブル62の出力端はPINダイオード
アナログ受光器64に接続され、該受光器64の出力は差動
比較器66への入力信号となる。PINダイオード受光器64
は増殖器として作動し、光学的というよりはむしろ電気
的な直線出力信号を作り出す。従って、PINダイオード
の出力は電気信号であり、その大きさは、受光器38にて
受光された光信号強度の変動の関数として変動する。比
較器66の出力は更に処理するために電子的インターフェ
ースに接続され、次いで質量流量の計算をなすマイクロ
プロセッサに接続される。

電気的構成とするよりはむしろ光学的構成とすることに
より、磁気的又は電気的センサにて作られた信号に悪影
響を及ほす電気的又は磁気的ノイズを実質的になくすこ
とができる。更に、投光器36及び受光器38が流体管22、
24の振動に影響されないように光ファイバ機器は流体管
に隣接して取付けられる（第２図及び第３図に図示され
る実施態様）。センサ32及び34を導管より離間して配置
することにより、出力信号ケーブル58を、振動する流体
管より分離して配置せしめ得る。従って、このような構
成によると連続した応力変動も生じない。

純粋に電気的信号センサに関連して発生する典型的な問
題点は、流量計導管の領域内に配置される構造体が磁場
又は電場を形成するという事実である。このような電場
は、既知の設計による電気的又は磁気的センサにより受
信される信号に干渉を起すことがある。他、コネクティ
ングブロック50に接続している低損失の長尺ファイバケ
ーブル62及び出力ケーブル58を使用することにより光−
電気信号変換器を流量計又は導管10の実際の位置から或
る距離離れた位置に配置することが可能となる。従来の
ワイヤーに電気信号を流すといった構成では相当量の伝
送線損失が生じるので上述の構成を採用することができ
なかった。このような伝送線損失は、ワイヤの流さ方向
に沿った潜在的伝送損失を正確に制御することができな
いために、信号による計算においては相当の変動を発生
せしめることとなる。

第６図には、電子的インターフェースの一実施例が示さ
れており、このインターフェースは、第５図の回路ある
いは任意の形式のセンサ信号からの信号を受信し、そし
て、、この信号をマイクロプロセッサ（図示せず）内に
向けられる。このマイクロプロセッサは、センサ信号の
関数として、質量流量を計算する。第６図に示されてい
るインターフェースのブロック図は、測定モード及び較
正モードの２つのモードのうち１つのモードで作動され
得、これは、質量流量信号の処理の間、交互に実行され
得る。電子的インターフェース回路の目的は、以下に述
べる、タイミングゲート及び他の信号を発生することで
あり、これは、処理電子機器に較正及び流れ方向のデー
タを分解させることができる。タイミングゲート信号の
持続時間は、２個のセンサ32と34の出力の時間差、すな
わち移相に比例するものであり、そして駆動装置30の入
力側にあるセンサ32によって感知される導管22と24との
反動の間の時間差の量である。反動間の相対的な時間差
は、導管を通る質量流量に比例する。注目されるべきこ
とは、時間差は、この型式の流量計において質量流量を
計算することの１つの考えられる手段にすぎないという
ことである。上述されたもののような速度センサの出力
は、ここに述べられるような任意の所望される方法で比
較され得る。以下のことは、質量流量計算を行なうため
に連続的センサ信号を処理するための電子的インターフ
ェースの記載である。

第６図に示されている電子的インターフェースは、右
（Ｒ）及び左（Ｌ）のチャンネルを備えている。これら
の表示は、それぞれ、センサ32、34すなわちループ26と
28の動作に関連するように任意に選択される。第６図で
は、“Ｒ感知”入力は、センサ34によって生じるもので
ある。Ｒ感知及びＬ感知の信号は、第５図に示されてい
るような、それぞれの出力ラインにおける比較器66の出
力である。センサ32及び34からの信号の両方共、最初
に、増幅器68によって積分され、かつ、増幅される。ス
イッチ70、72及び74は、好ましくは、制御ピンに印加さ
れる接地によって作動される（閉成される）電子スイッ
チである。測定モードでは、スイッチ70及び74は閉成さ
れ、その結果、増幅器68からの増幅された“Ｒ感知”及
び“Ｌ感知”の信号は、高ゲイン増幅器76に印加され
る。この高ゲイン増幅器76の出力は、ほぼ方形波であり
（第７図参照）、排他的論理和回路78に送出される。当
業者には理解されるように、排他的論理和回路78は、増
幅器68の各方形波出力のエッジ間の時間差に等しい持続
時間の正パルスを出力する。

第７図のタイミング図に見られるように、排他的論理和
回路78によって生じるパルスは、相対的な速度センサ32
及び34から発する２つの波形の時間差、すなわち位相の
差の持続時間に全く等しいパルス幅を有している。この
ゲート信号がハイのとき、このゲート信号は、正確な周
波数源（図示せず）によって発生されるクロックパルス
を20ビットカウンタ（図示せず）に累積させる。クロッ
クパルスを発生するため及びパルスをカウンタに累積す
るための回路は公知であり、ここで詳細に記載される必
要はないであろう。クロックパルスの特定な計数は、ゲ
ート信号のパルス幅の持続時間、それ故、“Ｒ感知”信
号と“Ｌ感知”信号との間の時間、すなわち位相差を正
確し画成する。正確な周波数源は、正確に知られた周波
数で作動し、供給電流の相対的な信号変化によっては影
響されない。

ゲート信号の立下がり（falling edge）によって、フリ
ップフロップ80はトリガーされ、中断信号82を設定す
る。中断信号82は、測定サイクルの終りに、カウンタ
（図示せず）及びインターフェース回路にラッチされた
他のデータを読み取るためにマイクロプロセッサ（図示
せず）の動作を始動する。

第２のフリップフロップ84は、表示するための“SIGN"
パルスを与え、“Ｒ感知”及び“Ｌ感知”信号の、この
パルスは、時間内に最初に現われるものである。フリッ
プフロップ84は、センサの１つの位相によって可能化さ
れる。残った位相は、便宜上、図示される回路で選択さ
れる。フリップフロップ84が可能化されている間、別の
センサは論理状態を変えても、あるいは変えなくても良
い。どちらが変っても、フリップフロップ84をセットあ
るいはセットせず、かくして、“SIGN FLAG"信号をセ
ットし、この信号は、“Ｌ感知”が進んでいる、すなわ
ち“Ｒ感知”が遅れているかどうかを示すものである。
これは、液体が導管22と24（“Ｌ感知”が進んでいる、
すなわち“Ｒ感知”が遅れているかどうか）のどちらの
通路を通って移動するかを直ちに判断させる。

較正モードは、測定モードに対して上述したことと同様
な方法で作動するが、しかし、２つのセンサの間の時間
差のかわりに、回路自信によって、左のチャンネルと右
のチャンネルとの間に発生する明らかな時間差が測定さ
れる。較正モードでは、スイッチ70は開成され、そし
て、スイッチ72と74は閉成され、左のセンサ信号“Ｌ感
知“を両方のチャンネルに印加する。これらのスイッチ
はマイクロプロセッサによって自動的に作動される。こ
のモードでは、任意の時間差は、回路自身によってもた
らされる遅れのためである。これらの遅れは、温度及び
構成要素の老化によって一層悪化され、そして、ゲート
信号の幅の誤差に至るものである。これらの誤差は、測
定された時間差と同じ方法で計算することができ、そし
て、それらの影響を無にするために測定された時間差に
加算したり、減算したりすることができる。通常の測定
は、約50サイクル以上の“較正”モードにおける作動に
続く、約50サイクルのセンサ信号に対して行なわれる。
かくして、“較正”は、一秒ごとに約２回行なわれ得
る。連続的な主成分を較正することによって、位相誤差
は、マイクロプロセッサ及び質量流量の最終計算からそ
れらの影響を取り除くことにより補償される影響によっ
て、記憶され得る。

理解されるべきことは、用語“較正する”及び“較正”
はここでは便宜上、用いられているけれども、第６図の
回路は、この回路を固定された基準に一致させるという
意味においては、較正されていない。むしろ、第６図の
回路は、質量流量を分解するとき、誤差を感知し、そし
て、その誤差を考慮に入れることによって、誤差を補償
するものである。最終的な結果は、機構が異なるけれど
も、厳しい意味で回路を周期的に較正するのと同じであ
る。

第８図は、他の電子的インターフェースを示している。
第６図に示されている実施例と同様に、第８図のインタ
ーフェースは、タイミングゲートを発生し、このタイミ
ングゲートの接続時間は、時間、すなわち２つの相対的
な速度センサの出力の位相差に比例する。このインター
フェースは、また、流れ方向が直接的に分解され、そし
て、質量流量に比例する信号が誤差から免れており、そ
して、位相差の高い分解能を与えるような方法で、ゲー
ト信号を発生する。

第８図のインターフェースは２つのモードのどちらかで
作動する。第１のモードでは、“Ｒ感知”及び“Ｌ感
知”の信号は、それぞれ、増幅器86及び88の入力端に印
加される。増幅器86及び88は、センサ32及び34から受信
する“Ｒ感知”及び“Ｌ感知の信号を増幅する。時間
差、すなわち各センサから受信する信号の位相差は、質
量流量に比例するが、しかし、各チャンネルのわずかな
差から発生する或る誤差を含んでいる。増幅器86及び88
の出力は、それぞれ、スイッチ90及び92に印加される。
スイッチ90及び92は、電子スイッチであり得て、これら
のスイッチは制御ピンに印加される接地によって作動化
（閉成）される。増幅器86及び88の出力は、また、それ
ぞれ、スイッチ96及び94に印加される。スイッチ94及び
96は、また、スイッチ90及び92と同じ電子スイッチであ
って良い。

第８図の回路の作動の第１モードでは、スイッチ90及び
92は閉成され、そして、スイッチ94及び96は開成されて
いる。かくして、センサ32からの“Ｒ感知”信号は比較
器98に印加され、そして、センサ34からの“Ｌ感知”信
号は比較器100の入力端に印加される。比較器98及び100
は、入力が予め決められたオン及びオフ限界を越える場
合に、出力パルスを発生するようにセットすることがで
きる。比較器98及び100の出力は、方形波であり、か
つ、排他的論理和関数102に印加される。当業者には理
解されるように、排他的論理和関数102は、比較器98及
び100の各方形波出力エッジ間の時間差に等しい持続時
間の正パルスを出力する。ブロック102が排他的論理和
を行なう間、ブロックは比較器信号の各エッジに電気的
ノイズがあり得る状態を確めなければならない。それ
故、“比較器オン”の状態は、次の比較器レベルが越え
られるまで、ラッチされる。同様にリセットは、次の比
較器事象が現われるまで、ラッチされる。

第９図のタイミング図に見ることができるように、パル
ス、すなわち排他的論理和関数102によって生じるゲー
ト信号は、時間差、すなわち相対的な速度センサ32及び
34から得られる２つの波形の位相差の持続時間に比例す
るパルス幅を有している。ゲート信号がハイのとき、ゲ
ート信号は、第６図に示されているインターフェースに
関連して正確に述べられているように、正確な周波際源
（図示せず）によって発生するクロックパルスをカウン
タ（図示せず）に累積させる。ゲート信号の立ち下がり
によって、カウンタ（図示せず）のフリップフロップが
トリガーされ、、これによって、タイミング図に示され
ている中断信号を発生する。この中断信号は、測定サイ
クルの終りで、カウンタ（図示せず）及びインターフェ
ース回路にラッチされている他のデータを読み取るため
にマイクロプロセッサの作動を始動する。

第９図では、波形V_L及びV_Rは、信号の強い出力の関数と
して、お互いに関し、投光器36及び受光器38の位置にお
ける変化を示している。見られるように、この波形は、
ほぼサインカーブであるが、しかし、各波形は、実際に
は典型的なように、もう１つのもからの振幅が変化す
る、さらに、出力は固定カーブにおいて可変であり、そ
の結果、センサの不整合がわかったとしても、相対的な
変化は、ほ均一である。

第８図のインターフェース回路は、また、モード０及び
モード１の信号を発生し、これらの信号は、現在の測定
サイクルの状態についてマイクロプロセッサに知らせる
のに用いられる。測定サイクルの種々の状態は第９図に
示されている。中断信号が状態３の間に生じると、モー
ド０及びモード１は、両方ともハイになる。これが起こ
ると、マイクロプロセッサは、カウンタの内容（これは
時間差すなわち移相T3を表わしている）だけを読み出
し、これを記憶して、そしてカウンタをクリアにする。
中断信号が状態２の間に生じると、モード１信号はハイ
になり、そしてモード０信号はローになる。これが起こ
ると、マイクロプロセッサは、先のカウンタ（T3）から
カウンタの内容（これは第９図に示されている時間差T2
に等しい）を読み出し、その結果を記憶し、そしてカウ
ンタをクリアする。その結果は、それから、質量流量を
計算するためにマイクロプロセッサによって使用され
る。

第８図に示されている電子的インターフェースの作動の
第２のモードでは、スイッチ90及び92は開成され、そし
て、スイッチ94及び96は閉成されている。かくして、増
幅器86の出力は、比較器100の入力端に接続され、そし
て増幅器88の出力は、比較器98の入力端に接続される。
その変化の他に、第２のモードの作動では、回路は、第
１のモードにおける作動と同じ方法で作動する。しか
し、中断信号が状態１の間に生じると、モード１信号
は、ローになり、そして、モード０信号はハイになる。
これが起こると、マイクロプロセッサは、カウンタの内
容（これは時間差T1を表わしている）を読み出し、それ
を記憶し、そしてカウンタをクリアにする。中断が状態
０の間に生じると、モード１及びモード０の信号の両方
共、ローになる。これが起こると、マイクロプロセッサ
はカウンタの内容（これは、時間差T0を表わす）を読み
出し、T1からそれを減算し、その結果を記憶し、そして
カウンタをクリアにする。この差は、また、マイクロプ
ロセッサによって使用され、質量流量を発生する。

本当の位相差は、従来の手段によって見い出される計数
値よりも４倍大きい計数値である。さらに、流えの方向
は、マイクロプロセッサにおける作動の最終的な様子か
ら見い出され、そして、回路及びセンサ出力における小
さい差がない。これに対する説明は以下の通りである。

第９図を調べてみると、ゲート持続時間T3は、以下の式
で構成されているということがわかる。すなわち、 （１）T3−T₃₂＋T₃₁＋△Ｔ 同様に、他のゲート持続時間は、以下の式で見い出され
得る。すなわち、 （２）T2＝T₂₂＋T₂₁＝△Ｔ T1＝T₁₂＋T₁₁＝△Ｔ T0＝A₀₁＋T₀₁＝△Ｔ 次に、センサ波形は、以下の式によって表わすことがで
きる。すなわち、 （３）Ｌ＝V_Lsinωｔ＋V_LO ｒ＝Vr sinωｔ（ｔ−△ｔ）＋V_RO ここで、V_L及びVrは、２つの異なる電圧レベルV_LO及びV
_ROによって相殺される異なる大きさであるであろう。

ω、励振周波数及び比較器Ａ、Ｂによって使用される基
準電圧がわかるので、以下のように各時間周期の構成成
分を見い出すことができる。

次に、今度はＡ比較器レベルに対する時間通りの変化は
量taによって変えることができ、そして、Ｂ比較器レベ
ルに対しては量tbによって変えることができる。それ
故、 （５）T₃＝T₃′−tb＋ta T₂＝T₂′−ta＋tb T₁＝T₁′−tb＋ta T₀＝T₀′−ta＋tb ここで、Tcが１つの比較器レベル（Ａ）から他のもの
（Ｂ）へ変えるのに波形に必要な時間であるならば、以
下のようになる。

（６）T₃＝Tc−△Ｔ T₂＝Tc−△Ｔ T₁＝T₀−△Ｔ T₀＝Tc−△Ｔ これらを結ぶと、以下の式のようになる。

（７）△ｔ＝Tc−△Ｔ−Tc−△Ｔ−Tc−△Ｔ−Tc−△Ｔ ＝−４△Ｔ すなわち （８）−４△Ｔ＝（T₃−T₂）−（T₁−T₀） これは、チャンネル誤差ta及びtbと無関係であり、そし
て、その方向は、結果の表示によって与えられる。さら
に、測定△Ｔは、単一の測定の分解能の４倍である。M_T
（測定時間）＝−４△Ｔであるならば、 （９）M_T＝T₃−T₂−T₁＋T₀ ここで、T₃はT₃₂、T₃₁及び△Ｔに依存するだけであり、
そして、T₃₂及びT₃₁に対する式から、T₃₂のV_Rに対する
Ｂの割合及びV_Lに対するＡの割合だけに依存するものが
あるということがわかり、その結果、Ａ及びV_Lが一定割
合であり、そして、V_Lの片寄りが一定であり、そして、
同様な状態がＢ、V_Rに対して満足され、かつ、V_Rの片寄
りが一定割合を有するかぎり、V_L及びV_Rの振幅は、お互
いに代わることができる。同様に、Ａ及びＢもお互いに
代わることができる。M_Tの式を完成させるとを次式が得
られる。

（10）M_T＝t₃₂＋t₃₁＋△Ｔ−t₂₂＋t₂₁＋△Ｔ−t₁₂＋t₁₁ ＋△Ｔ＋t₀₂＋t₀₁＋△ｔ M_T＝４△Ｔ＋（t₃₂−t₂₂）＋（t₃₁−t₂₁） ＋（t₀₂＋t₁₂）＋（t₀₁＋t₁₁） ここで、txx及びtyyが、方程式（４）の1/ωsin^-1|
｜の式で置き変えられると、（txx−tyy）はゼロに減じ
られ、それ故、以下のようになる。すなわち、 （11）M_T＝４△Ｔ V_L、V_R及びＡあるいはＢにわずかに依存するもの 上述した２つのモードで作動することによって、回路
は、構成要素の公差における変化及び温度変化による作
動パラメータにおける変化の結果として、もたらされる
誤差を補償する。相互に交互に、センサ信号を比較器98
及び100に印加することによって、他の信号に関して回
路の構成要素によってもたらされる何らかの誤差が補償
されるということが理解されるであろう。これは、左チ
ャンネルと右チャンネルとの間の誤差を平均化してしま
うことにより回路によってもたらされる誤差を補償す
る。

スイッチ90、92、94及び96はモード１信号によって制御
される。モード１信号は、精密な積分器104、比較器106
及びフリップフロップ108によって発生される。精密な
積分器104に対する入力は、増幅器88からの増幅された
“Ｌ感知”信号である。第９図のタイミング図にINTと
明示された、積分器104の出力は、比較器106に印加され
る。比較器106は、積分器104の出力が予め決められた正
の値を越えると、作動するように調整されて、正の出力
を発生し、そして、積分器104の出力が予め決められた
負の値を越えると、作動をやめる。比較器106の出力
は、モード０信号である。比較器106のモード０出力
は、また、フリップフロップ108に印加され、このフリ
ップフロップは２分割回路として配置されている。フイ
リップフロップ108の出力の出力はモード１信号であ
り、この信号は、タイミング図に示されているように、
モード０信号の周波数の半分の方形波である。モード１
信号は、かくして、測定サイクルの間、スイッチ90と92
及びスイッチ94と96を、それぞれ、交互に作動化する。

第９図を調べることによって、測定サイクルの各４分円
におけるひずみが最小であるのが望ましいということが
わかるであろう。つまり、 （12）T₃₁＝T₂₁ T₃₂＝T₂₂ T₁₁＝T₀₁ T₁₂＝T₀₂ これは、もし波形がサインカーブならば、保証される。
センサ速度がサインカーブであるので、V_L＝sinωｔで
ある。それで、速度の電圧への変換は、線形でなければ
ならない。方形のコイル及びマグネットに対し、出力電
圧は、次式によって与えられる。

（13）Ｖ＝NB dA/dx・dx/dt ここで、dx/dt/sinωｔである。dA/dxは、マグネット及
びコイルの重なり部の単一線形関数である。

第10図は、方形のマグネット110及び方形のコイル112を
有するセンサ119を示しており、このコイルの半径Ｒは
マグネットの幅Ｄよりもはるかに大きい。これらの２つ
の部分110、112の重なり部は、２つの重なり部の方形部
において含まれる面積に近似する。この形式の構成の出
力は、含まれる面積が重なり部の線形関数であるので、
純粋にサインカーブである。かくして、センサ118の電
圧出力は、速度及びセンサ部分110、112の重なり部の面
積に正比例する。

丸いコイルのような、非均一の重なり部のセンサ構造で
は、電圧出力は、お互いに関して、２つの部分の運動の
間、重なり面積の複雑な関数である。この形式の構成
は、信号ひずみを生じ、この信号ひずみは、質量流量計
算もくるわせる測定を生じるかもしれない。センサ118
は、適切に装着されると、流体管の速度に線形に比例す
る線形信号を生じる。公知のセンサが、線形であるが、
この動作に線形に比例しないで、むしろ運動の間の面積
重なり部の複雑な関数に比例する信号を生じる。

第11図〜第15図を述べるために、速度センサの使用を考
えてみるが、本発明は、速度センサに限定されるもので
はなく、変位及び加速度のセンサもまた含むということ
が理解されるであろう。

流体管22あるいは24のような閉じた導管が横方向の周期
的な周波数によって駆動されると、コリオリの反動力
は、導管内を移動する流体によって生じるということが
知られている。コリオリの力は、駆動振動に従って時間
が変化し、かつ、流体管を通る流体の質量流量に従って
位相が変化する速度を生じるような方法で、流体管の長
手方向に沿って分布されている。

この分布されたコリオリの力は、各振動サイクルにわた
って作用し、仕事量を流体管に入力する。この流体管
は、積分された、すなわち全体の力及び駆動装置によっ
て流体管構成に与えられる積分された、すなわち全体の
ひずみに比例する。流体管のひずみ、すなわち変形は周
期的であるので、質量流量は、流体管の別々の離間され
た位置に配置される２つの速度センサ32、34の間に連続
的な差を生じる。速度センサ32及び34は、コイル／移動
マグネット型式のものを考えているが、しかし、任意の
好適なセンサが当業者によって容易に代用され得る。１
サイクルにわたって、速度センサにより生じる信号の全
体的な差は、これは積分された力及び距離の結果であ
り、サイクル当りのエネルギ入力と同じであるが、分布
されたコリオリの力から流体管22、24までである。質量
流量は、分布されるコリオリの力からのサイクル当たり
の全体のエネルギ入力に正比例する。

すでに気がついているように、センサ32及び34は、セン
サが配置される位置で、流体管22、24の相対的速度を表
わす出力信号を発生する。第11図は、隣接する流体管2
2、24のループ26、28に任意に配置されている２つの速
度センサの出力信号を図示している。各センサからの信
号は、第11図〜第15図のために、以下、Vx及びVyとして
述べられる。

第11図は、任意に選択された質量流量用の１振動サイク
ルに対する速度信号Vx及びVyを図示している。Vsinで表
示される垂直ラインは、各センサからの速度信号におけ
る瞬時の振幅差、すなわち時間内で異なる点におけるVx
−Vyを表わす。隣接する対の垂直ラインは、また、間隔
dtを画成する。第11図に示されているように、振動サイ
クルは、多数の間隔dtに分割され、この間隔は等しくて
も、等しくなくても良い。Vx及びVyのカーブ間の各間隔
の面積は、この間隔の間、導管に対するエネルギ入力の
量を表わしている。全ての間隔に対する全体面積、それ
故、２つのカーブVxとVy間の全体面積は、完全な１サイ
クルの間にわたって、コリオリの力によって流体管に対
する全体的なエネルギ入力を表わしている。単一サイク
ルに対する面積は、以下の公式から求めることができ
る。すなわち、 （14a）面積Ａ＝∫Vx−Vydt すなわち、dtはサンプリング間隔を表わしている定数で
あるので、面積は以下のように表わすことができる。

（14b）面積Ａ′＝ΣVx−Vy ここで、Σは完全な１サイクルの総和である。

質量流量Ｍは、以下の公式から求めることができる。す
なわち （15）Ｍ＝KaA ここで、Kaは定数であり、そして、ＡあるいはＡ′は上
記の方程式（14a）及び（14b）によって求められる面積
に等しい。定数Kaは、較正によって見い出され得、そし
て、もし一定な間隔dtが用いられるならば、質量流量
は、以下の公式に従って見い出すことができる。

（16a）Ｍ＝Ｋ∫Vx−Vydt すなわち、（16b）Ｍ＝ＫΣVx−Vy ここで、ＫはKadtに等しく、Σは１つの完全なサイクル
の総和である。

本発明に従う質量流量を求めるための回路136の１つの
形態が第12図に示されている。Vx及びVyで示される速度
センサ32及び34からの速度信号は、任意の公知の方法で
それらのコイルの出力から取ることができる。第12図に
示されているように、速度信号Vx及びVyがセンサ32及び
34の感知コイルの端子を横切るのが好ましく、その結
果、Vx及びVyは微分信号の形になる。

第12図は配線図に示されているように、Vx（＋）及びVx
（−）は、接地から隔離された、すなわち“浮いてい
る”、コイルの相対する端子における電圧を表わしてい
る。同じことがVy（＋）及びVy（−）にあてはまる。セ
ンサ32及び34のセンサコイルの横切る信号は、従来手段
の増幅器138及び140に送られ、これらの増幅器は、内部
接地を基準にした、単一のVx及びVy信号を発生する。増
幅器138は、また、Vx（＋）′及びVx（−）′信号を発
生し、以下に一層詳細に述べられるモード信号を発生さ
せる。

速度信号Vx及びVyは、それからA/D変換器142に送られ、
ここで、それらは減算され、そしてディジタル形に変換
される。A/D変換器142の内部では、速度信号Vx及び速度
信号Vyが入力を差動増幅器に接合する。差動増幅器の出
力は、VxとXyとの間の差を表わすアナログ信号であり、
それ故、A/D出力はVxとVyとの間の差を表わすディジタ
ル信号である。A/Dコンバータの出力は、マイクロプロ
セッサ144に送られ、これは、上記に述べた方程式（14
a）及び（14b）に従う速度信号Vx及びVyのカーブ間の各
間隔の面積を備えている。好適なマイクロプロセッサ14
4は80C−31あるいは80C−51である。面積計算は、それ
から、上記方程式（14a）〜（16b）に従う質量流量デー
タに変換するための主処理装置（図示せず）に送られ
る。

増幅器138によって発生するVx（＋）′及びVx（−）′
信号はモード信号を発生するのに用いられる。Vx
（＋）′及びVx（−）′信号は、差動増幅器146で増幅
され、そして、それから増幅器148及びキャパシタ150に
よって積分される。積分増幅器148の出力は、かくしてV
xと同じサインカーブの信号であるが、しかし、それは
積分されるので、位相が90゜だけずれる。この積分され
た速度信号は、それから、増幅器152に送られ、ここ
で、それは、方形波に処理されて、バッファ増幅器154
を介してマイクロプロセッサ144に送られる。

モード信号は、モード信号サイクルのどちらかの半分の
間、VxがVyを越えるかどうかを判断するためのタイミン
グ信号として、マイクロプロセッサ144によって使用さ
れる。この信号の処理は第14図に関連して、さらに述べ
られる。

第13図は、本発明による回路の実施例に基づく非処理部
を図示している。この回路は、一般に156で述べられて
おり、そして、増幅器150及び160を備えており、これら
の増幅器は、第12図に示されている増幅器138及び140と
本質的に同じである。増幅器158及び160の出力は、差動
増幅器162、164に送られる。差動増幅器162は、速度信
号Vx及びVyを減算し、一方、差動増幅器164はVxから速
度信号Vyを減算する。これらの減算された信号は、それ
から、アナログスイッチ168によって、電圧−周波数（V
/F）変換器166に送られ、これは、フリップフロップ17
2、174インバータ176及び比較器178によって発生される
信号に応じて制御論理170によって作動される。比較器1
78は、クロック信号をフリップフロップ172及び174に与
え、その結果、速度信号Vyの振幅が速度信号Vxの振幅を
越えると、制御論理170は、アナログスイッチ168を作動
して、増幅器162の出力をV/F変換器に接続し、そして、
速度信号Vxの振幅が速度Vyの振幅を越えると、増幅器16
4の出力をV/F変換器166に接続する。このようにして、V
/F変換器166に対する力は、いつも、Vx−Vyの絶対値で
ある。

VF変換器の出力は、方形波であり、その周波数は、入力
電圧で変わる。かくして、V/F変換器の出力の周波数
は、速度信号VxとVyとの間の差の絶対値を表わしてい
る。言い方を換えると、所定の間隔におけるV/F変換器1
66からの出力パルスの数は、その間隔に対し、VxとVyと
の間の差の絶対値を表わしている。V/F変換器によって
発生されるパルスはカウンタ180に累積され、ここで、
これらのパルスは、第12図の実施例と同じように、処理
のため使用される（図示せず）。

第12図と同じように、モード信号は、積分器82及び比較
器184によって発生される。比較器184からのモード信号
は、２分割回路186によって２つに分割され、そして、
それからゲート及び論理回路188に送られ、ここで、モ
ード信号は、カウンタ180のタイミング信号として用い
られる。

第13図は、重要な信号はVxとVyとの間の差である。その
差の絶対値は、合算されなければならない。これを考え
る１つの方法は、VxがVyを越えるサイクルの部分はセン
サ管によって入力される仕事の吸収に対応し、しかる
に、VxがVyよりも小さい部分は管からの仕事の回復を表
わすということ考慮することである。この２つは、ゼロ
にされるべきである。

しかし、最大の分解能を得るために、各半サイクルの絶
対差は、合算される。実際に、仕事は、吸収され、そし
て、各半サイクルの間に回復され、そして、補充が次の
半サイクルの間に起こるが、しかし、効果は同じであ
る。かくして、全体的な仕事は、代数的な用語では０に
なるが、しかし、その絶対値は全体的なエネルギとして
の意味を有している。

第13図では、完全な１サイクルのための時間は、信号CO
UNTによって表わされている。これは、モード信号を２
つに分割することによって得られる。この表示では、別
のサイクルごとにだけ合算される。カウンタ回路は、ラ
ッチされた一群のデータを含むことができ、COUNT信号
下降でカウンタからデータを取る。これは、カウンタに
対するリセット及び計数の再可能化によって、直ちに追
従する。（全サイクルに必要とされる時間の長さと比較
して）かくして、データはサイクルごとに累積すること
ができる。

本発明による回路の第３の、好ましい実施例が第14図に
示されている。速度信号Vx及びVyは、増幅器190及び192
によって発生され、これらの増幅器は、見られるよう
に、第12図に関連してすでに述べた増幅器138及び140と
同じである。また、第12図と関連して述べられたよう
に、モード信号は、差動増幅器194、積分増幅器196、増
幅器198及びバッファ増幅器200に発生される。このモー
ド信号は、マイクロプロセッサ202にタイミング信号を
与えるために用いられ、このマイクロプロセッサは第12
図に示されているマイクロプロセッサ144と本質的に同
じである。

速度信号Vx及びVyは、それぞれサンプル及びホールド回
路204及び206でサンプル化される。Vx及びVyの両方共が
同じ瞬間の時間にサンプル化される。Vx及びVyのサンプ
ル化された値は、アナログ、マルチプレクサ208に供給
され、そして、Vinによって表わされる。供給された信
号は、それから、A/D変換器210によってデジタル形に変
換された後、マイクルプロセッサ202に送られる。

VxとVyとの間の差の絶対値は、Vx及びVyのサンプル値か
ら得られ、そして、マイクロプロセッサ202で処理され
る。マイクロプロセッサ202は、また、好適にプログラ
ム化されて、各速度カーブVx及びVyのもとで面積のサン
プルの総計を得て、面積が、理想的には等しいものであ
るが、等しいかどうかを判断する。もし、面積が正確に
等しくないならば、マイクロプロセッサは、Vxあるいは
Vyのどちらかに印加する振幅修正率を計算して、振幅修
正の信号を得、その結果、所定の点におけるVx及びVyの
振幅間の差は、ただVxとVyとの間の移相によるものであ
り、振幅差によるものではない。

第12図と第14図の両方に示されている回路の信号処理
は、以下のことを除いては、本質的に同じである。以下
のこととは、すなわち、第12図では、VxとVyとの間の減
算がA/D変換器142で電気的に行なわれるのに対し、第14
図の回路では、減算は、マイクロプロセッサ202で行な
われることである。

０ボルト以下のモード信号の下降により信号獲得プロセ
スが始まる。第11図は、サンプル及びホールド回路に印
加されるVx及びVyを図示している。第15図は、典型的な
サンプルプロセスを示しており、これは、第11図に示さ
れている各垂直線で繰り返され、できるだけ多くのサン
プルがなされる。信号獲得プロセスの事柄は以下の通り
である。

（ａ）マイクロプロセッサ202はピン14で電圧を上げ、
これが、サンプル及びホールド回路204及び206にVx及び
Vyを追従するのをやめさせ、そして、それらの値をマル
チプレクサ208の入力端で凍結する。

（ｂ）処理装置202は、P12を上げ、かつP11を下げるこ
とによって、スイッチを介してVxを番地付けする。

（ｃ）生じるA/D変換に対する充分長い遅延後、STATUS
線は、変換が準備される実際の時間を求めるために獲得
される。

（ｄ）変換されたVxは、適切なものとして、記憶部分Vm
ode＝０あるいはVmode＝１内に記憶指示器によって表示
される処理装置202のVx記憶内に読み込まれる。

（ｅ）P12及びP11は保存され、アナログスイッチ208を
介してVyを選択する。

（ｆ）ステップ（ｃ）が、その時、繰り返される。

（ｇ）変換されたVyは、ステップ（ｄ）と同様にVy記憶
内に読み込まれる。

（ｈ）P14は、サンプル及びホールド回路204及び206にV
x及びVyを追従させるように設定され、そして、記憶指
示器は表示される。

（ｉ）Mode信号は、入力データ配列の部分を切り換える
ため、そして完全な１つのサイクルを終了させるために
変化の状態を監視する。

かくして、データの集積位相は、１サイクルに対して完
了する。他のサイクルは、新しい測定に対して、あるい
は単一の処理位相に必要とされるように、単一測定の分
解能を増加するために用いられる。

良好な性能は、14ビットA/D変換器を使うことによって
達成することができ、ここで、半サイクル当たり２〜４
サンプルだけが行なわれる。遅い速度及び高い分解能
は、ハードウエアのコストを節約するであろう。２つの
A/D変換器を用いることができ、アナログスイッチ208及
びサンプル／ホルド出力の“低下”を持つ関連した潜在
的な誤差を助けることができる。この構造は、各波形の
同時サンプリングを可能にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に使用される二重管式導管構造体を示
す斜視図である。 第２図及び第３図は、本発明に従ったセンサ構造体の一
実施例の作動状態を説明する概略図である。 第４図は、本発明に従ったセンサ構造体の他の実施例を
示す平面図である。 第５図は、第２図〜第４図に使用される光信号処理回路
の一実施例の概略構成図である。 第６図は、流量計センサからの信号出力を受信しそして
処理するための一実施例に係る電子的インターフェース
の回路図である。 第７図は、第６図に図示される流量計センサ及びインタ
ーフェースの出力を示すタイミング図である。 第８図は、流量計センサからの信号出力を受信しそして
処理するための他の実施例に係る電子的インターフェー
スの回路図である。 第９図は、第８図に図示される流量計センサ及びインタ
ーフェースの出力を示すタイミング図である。 第10図は、本発明に従ったセンサ構造体の更に他の実施
例を示す平面図である。 第11図は、第１図に図示される質量流量計又は第２図、
第３図及び第10図に図示されるセンサ構造体と関連した
センサにて発生される信号波形を示す図である。 第12図は、質量流量を求めるための電子的インターフェ
ースの他の実施例の回路図である。 第13図は、第12図に図示されるインターフェースの他の
実施例を示す回路図である。 第14図は、第12図及び第13図に図示されるインターフェ
ースの更に他の実施例を示す回路図である。 第15図は、本発明の、特に第12図〜第14図に図示される
実施例におけるサンプル及びホールド作動を説明する図
である。 10:導管 22、24:流体管 26:第１ループ 28:第２ループ 32、34:センサ 36:投光器 38:受光器 40、42:ミラー 110:マグネット 112:コイル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラジヨス バラス ハンガリー ブダペスト1112、イグマンデ イ ウツツア 21 (72)発明者 イストバン グロデイ ハンガリー ブダペスト1195、ツリニー ウツツア ５ (72)発明者 ゾルタン トス ハンガリー ブダオール2040、レバイ ウ ツツア 15 (72)発明者 ジヨセフ アレス ハンガリー ブダペスト1119、ナンドール フ エイエルバリ ウツツア 28 (72)発明者 ラスロ サーボ ハンガリー ブダペスト1039、ユハース ジ ウツツア 38

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】流れの方向に対し垂直方向に振動する流体
   管と、振動位置に対し対称的に且つ該振動位置の両側に
   配置され、前記流体管の運動を表わす信号を発生するセ
   ンサと、前記流体管を通る質量流量を表わす信号を発生
   する回路とを具備するコリオリ質量流量計において、離
   隔し且つ隣接した複数の間隔にて位置している複数の信
   号間の瞬間大きさの差を求めるための手段と、前記間隔
   の大きさと前記瞬間大きさの差の絶対値の積を各前記間
   隔毎に決定するための手段と、各間隔の積の和を振動サ
   イクルにわたって求めるための手段と、前記和から質量
   流量を表わす信号を発生するための手段とを具備するこ
   とを特徴とするコリオリ質量流量計。
2. 【請求項２】更に、各間隔毎にどの信号がより大きいか
   を決定するために周期的信号間の比較を開始するための
   タイミング信号を発生させるための手段を有して成る特
   許請求の範囲第１項記載のコリオリ質量流量計。
3. 【請求項３】更に、受信された信号のピーク・ピークの
   大きさを同じとするための手段を有して成る特許請求の
   範囲第１項又は第２項記載のコリオリ質量流量計。
4. 【請求項４】各センサは光学的センサである特許請求の
   範囲第１項〜第３項のいずれかの項に記載のコリオリ質
   量流量計。
5. 【請求項５】各センサは流体管の運動に対して直線的に
   変動する信号を発生して成る特許請求の範囲第１項〜第
   ４項のいずれかの項に記載のコリオリ質量流量計。
6. 【請求項６】各センサは光線投射手段と、該投射された
   光線を受光する手段とを有し、前記受光手段は流体管の
   運動に対して連続的に変動する信号を発生するようにし
   た特許請求の範囲第１項〜第５項のいずれかの項に記載
   のコリオリ質量流量計。
7. 【請求項７】受光手段にて発生する信号は投光手段から
   受光手段までの光線走行距離に比例して変動して成る特
   許請求の範囲第６項記載のコリオリ質量流量計。
8. 【請求項８】受光手段にて発生する信号は投光手段と受
   光手段の差値に対して比例的に変動して成る特許請求の
   範囲第６硬記載のコリオリ質量流量計。
9. 【請求項９】センサは更にコイルとマグネットとを有
   し、コイルのマグネットに対する相対運動によって、前
   記マグネットに対するコイルの運動速度に対して直線的
   に比例する信号が発生されて成る特許請求の範囲第１項
   〜第３項のいずれかの項に記載のコリオリ質量流量計。