JPH07120924B2 - Sampling frequency converter - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、標本化周波数変換装置に関し、特に変換する
標本化周波数間の比が１に近い標本化周波数変換装置に
おいて、標本化周波数変換装置のメモリを最小限にする
と共に、変換動作の速度を最大限にするため、係数の数
を低減した標本化周波数変換装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a sampling frequency conversion device, and more particularly to a sampling frequency conversion device in which the ratio between sampling frequencies to be converted is close to 1. To a sampling frequency converter with a reduced number of coefficients in order to minimize the memory and maximize the speed of the conversion operation.
［従来の技術］ 映像及び音声の世界においては、多くの異なる標準が、
これまでに作成されており、また、現在も作成されつつ
ある。テレビジョン産業におけるデジタル技術の利用が
急激に増大したことに伴って、高画質テレビジョン（HD
TV）が出現し、更に、最近では、多くの新たな標準が現
れてくると共に、提案されつつある。標本化周波数は、
上述した標準における仕様項目中の１つである。標準が
異なれば、異なった標本化周波数が定められる。一次元
形式では、標本化周波数は、標本点（サンプル）間の間
隔（標本間隔）を定める。これに対して、テレビジョン
映像用の二次元及び三次元形式では、標本化周波数は、
夫々、水平ライン及びフレーム周波数を定める。従っ
て、異なる仕様（標本化周波数）のシステム間の通信を
可能とするために、標本化周波数変換装置の必要性が高
まっている。[Prior Art] In the world of video and audio, many different standards are
It has been created so far, and is currently being created. With the rapid increase in the use of digital technology in the television industry, high-definition television (HD
TV) has emerged, and more recently, many new standards have emerged and are being proposed. The sampling frequency is
It is one of the specification items in the standard mentioned above. Different standards define different sampling frequencies. In one-dimensional form, the sampling frequency defines the spacing between sample points (samples). On the other hand, in 2D and 3D formats for television images, the sampling frequency is
Each defines a horizontal line and a frame frequency. Therefore, in order to enable communication between systems having different specifications (sampling frequencies), the need for a sampling frequency converter is increasing.
標本化周波数を変換するためには、第１標本化周波数に
おいて、標本の間に位置する信号の値を求める必要があ
る。この目的のため、標本点の間を補間（内挿）するた
めにカーネル（kernel）を使用する。上記カーネルは、
標本点間を補間するために用いる関数であり、sinc関数
（標本化関数），即ち、（sinX）/X関数が理想的であ
る。しかし、sinc関数は無限関数なので、その代わりに
種々の異なる有限関数が使用される。１個の出力標本値
を計算するためには、Ｎ個の入力標本値が必要となるの
で、カーネルは充分な長さである必要がある。従って、
標本化されたＮ個のカーネルの値がある。このカーネル
の値は、入力データ値と乗算する係数になる。もし、入
力及び出力標本点の位置間の関連、又は分離状態が、異
なる出力標本点に対して変化する場合，換言すれば、入
力及び出力標本化周波数が異なる場合には、以下のこと
がいえる。つまり、標本化された出力毎に、Ｎ個の係数
からなる異なる係数群，即ち、カーネルの標本化された
値が、必要になる。このように必要とされる係数群の数
は、入力及び出力標本化周波数の関数になっている。も
し、入力及び出力標本化周波数間の比が１に近づけば、
非常に大きな係数群が必要になる。In order to convert the sampling frequency, it is necessary to find the value of the signal located between the samples at the first sampling frequency. For this purpose, a kernel is used to interpolate between sample points. The above kernel is
It is a function used to interpolate between sampling points, and the sinc function (sampling function), that is, the (sinX) / X function is ideal. However, since the sinc function is an infinite function, various different finite functions are used instead. The kernel must be of sufficient length because N input samples are needed to compute one output sample. Therefore,
There are N kernel values sampled. The value of this kernel becomes a coefficient by which the input data value is multiplied. If the relationship between the positions of the input and output sampling points, or the state of separation, changes for different output sampling points, in other words, if the input and output sampling frequencies are different, then . That is, a different coefficient group consisting of N coefficients, that is, a sampled value of the kernel is required for each sampled output. The number of coefficient groups thus required is a function of the input and output sampling frequencies. If the ratio between the input and output sampling frequencies approaches 1, then
A very large coefficient group is needed.
［発明が解決しようとする課題］ 例えば、映像においては、１つの標本化周波数は、色幅
搬送波周波数の４倍である。即ち、NTSC方式の場合に
は、14.318180Mサンプル／秒であり、PAL方式の場合に
は、17.734475Mサンプル／秒である。また、他の標本化
周波数は、CCIR601の標準である13.5Mサンプル／秒であ
る。更に、他の標本化周波数は、PAL方式におけるライ
ン・ロックド標本化周波数の17.734375Mサンプル／秒で
ある。上記２つのPAL方式の標本化周波数を選べば、ほ
ぼ1.000005639:1の比に相当する100Hzだけの違いしかな
い。PAL方式の場合、１フレーム当たりの標本点の数
は、上記標本化周波数17.734475Mサンプル／秒をフレー
ム周波数25Hzで割った値である709379個である。即ち、
709379個の別個の出力標本点の位置がある。従って、70
9379×Ｎ個のたたみ込み（convolution）カーネルの標
本値がある。Ｎ＝10では、７×106以上の係数値の計算
を必ず伴う。ビデオ信号周波数において、これらの値を
処理中に計算することは、容易ではない。また、この代
わりに、これらの係数値を予め計算すると共に蓄積する
場合には、大容量のメモリが必要となる。異なる出力値
毎に異なる係数群を必要とするので、メモリ・アクセス
周波数は、ビデオ出力周波数17.734475MHzである必要が
ある。従って、高速なメモリが必要となるので、コスト
が高くなる。[Problems to be Solved by the Invention] For example, in an image, one sampling frequency is four times the color width carrier frequency. That is, the NTSC system has 14.318180 Msamples / sec and the PAL system has 17.734475 Msamples / sec. The other sampling frequency is 13.5 Msample / sec which is the standard of CCIR601. Yet another sampling frequency is 17.734375 Msamples / sec, which is the line locked sampling frequency in the PAL system. If the sampling frequencies of the above two PAL schemes are selected, there is only a difference of 100 Hz, which corresponds to a ratio of approximately 1.000005639: 1. In the case of the PAL system, the number of sampling points per frame is 709379 which is a value obtained by dividing the sampling frequency of 17.734475 M samples / sec by the frame frequency of 25 Hz. That is,
There are 709,379 distinct output sample point locations. Therefore, 70
There are 9379 × N convolution kernel sample values. When N = 10, the calculation of coefficient values of 7 × 10 6 or more is inevitable. At video signal frequencies, it is not easy to calculate these values during processing. Further, instead of this, when these coefficient values are calculated in advance and accumulated, a large capacity memory is required. Since different output values require different coefficient groups, the memory access frequency must be the video output frequency 17.734475 MHz. Therefore, a high-speed memory is required, which increases the cost.
本発明の目的は、入力標本化周波数と出力標本化周波数
との比が１に近似している場合に、必要なフィルタ係数
の数を低減して計算負荷を軽減すると共に必要なメモリ
の容量も低減できるようにした標本化周波数変換装置を
提供することである。An object of the present invention is to reduce the number of required filter coefficients to reduce the calculation load and the required memory capacity when the ratio between the input sampling frequency and the output sampling frequency is close to 1. It is an object of the present invention to provide a sampling frequency conversion device capable of reducing the sampling frequency.
［課題を解決する為の手段及び作用］ 本発明は、第１標本化周波数で標本化された入力信号を
受け、上記第１標本化周波数に近似した第２標本化周波
数で標本化された出力信号を出力する標本化周波数変換
装置を提供する。[Means and Actions for Solving the Problem] The present invention receives an input signal sampled at a first sampling frequency, and outputs an output sampled at a second sampling frequency approximate to the first sampling frequency. A sampling frequency conversion device that outputs a signal is provided.
テレビジョン信号の１フレーム期間のような所定の標本
化期間を必要な精度に対応した数の区間（例えば、1000
区間）に分割し、各区間内毎に１組のフィルタ係数群
（例えばＮ＝10個のフィルタ係数）が対応する複数組の
フィルタ係数群を計算するフィルタ係数計算手段（18）
と、上記入力信号の標本値が上記第１標本化周波数で順
次記憶され、これら記憶された標本値が上記第２標本化
周波数で順次読み出される記憶手段（10）と、上記複数
の区間毎の上記１組のフィルタ係数群を上記記憶手段か
ら読み出された対応する区間内の標本値に対して順次適
用することにより、上記第２標本化周波数で上記出力信
号を発生するフィルタ処理手段（20）とを備え、上記所
定期間内において上記フィルタ係数計算手段が計算する
上記フィルタ係数群の数は、上記所定期間内における上
記出力信号の標本値の数より少なくする。A predetermined sampling period, such as one frame period of a television signal, corresponds to the required accuracy in a number of sections (for example, 1000
Filter coefficient calculation means (18) for dividing into a plurality of groups and calculating a plurality of groups of filter coefficient groups corresponding to one group of filter coefficient groups (for example, N = 10 filter coefficients) in each section.
Storage means (10) for sequentially storing sample values of the input signal at the first sampling frequency and sequentially reading the stored sample values at the second sampling frequency; and for each of the plurality of sections. Filtering means (20) for generating the output signal at the second sampling frequency by sequentially applying the one set of filter coefficient groups to sample values in corresponding intervals read from the storage means (20). And the number of the filter coefficient groups calculated by the filter coefficient calculation means in the predetermined period is smaller than the number of sample values of the output signal in the predetermined period.
同一の区間に対応する区間内の出力標本値に対して同一
の１組のフィルタ係数値を順次使用してフィルタ処理す
るので、使用するフィルタ係数の数を大幅に低減でき
る。Since the same set of filter coefficient values are sequentially used for the output sample values in the section corresponding to the same section, the number of filter coefficients to be used can be significantly reduced.
本発明の目的、効果及び新規な特徴は、以下の説明及び
添付の図面を読むことにより明らかとなろう。Objects, advantages and novel features of the present invention will be apparent from reading the following description and the accompanying drawings.
［実施例］ 係数を低減するため、以下の事実を考慮することによ
り、問題を単純化する。即ち、出力信号標本値において
要求される精度は、ｂビットのオーダである。標本化し
た時点ｔでの±dtの誤差（タイム・ジッタ）のため、周
波数ｆのサイン信号に対する、振幅測定におけるピーク
誤差ｅは、（１）式のように与えられる。但し、Ａはサ
イン信号の振幅である。Example The problem is simplified by considering the following facts in order to reduce the coefficient. That is, the required accuracy in the output signal sample value is on the order of b bits. Due to the error of ± dt (time jitter) at the sampling time point t, the peak error e in the amplitude measurement for the sine signal of the frequency f is given by the equation (1). However, A is the amplitude of the sine signal.
ｅ＝2Asin（πfdt） ＝2Aπfdt （１） 但し、πfdtは極めて０に近いものとする。少なくとも
ｂビットの精度は、最大誤差ｅがＡ×2-bであり得るこ
とを意味している。（１）式のｅを置換して項を整理
し、（２）式を得る。e = 2Asin (πfdt) = 2Aπfdt (1) However, πfdt is extremely close to zero. An accuracy of at least b bits means that the maximum error e can be A × 2- b . Equation (2) is obtained by substituting e in equation (1) and rearranging terms.
dt＝1/（２πf2b） （２） 換言すれば、タイム・ジッタdtは、ｂビットを使用した
場合の１量子化レベル以下の振幅誤差に相当する。dt = 1 / (2πf 2 b ) (2) In other words, the time jitter dt corresponds to an amplitude error of one quantization level or less when b bits are used.
（２）式から、5MHzのサイン信号に対して、少なくとも
８ビットの精度を得るためには、タイム・ジッタは、±
124.34ピコ秒を越えるべきではない。同様に、5.5MHzの
サイン信号に対して、少なくとも10ビットの出力精度を
得るためには、サンプリングの瞬間におけるタイム・ジ
ッタが±28.26ピコ秒以下であることが必要である。From the equation (2), in order to obtain at least 8-bit accuracy for a 5 MHz sine signal, the time jitter is ±
It should not exceed 124.34 picoseconds. Similarly, for a 5.5 MHz sine signal, time jitter at the sampling instant of less than ± 28.26 picoseconds is required to obtain at least 10 bits of output accuracy.
第３図は、標本化周波数変換動作を説明するための説明
図である。第１標本化周波数での入力標本値と、重ね合
わせた夫々のカーネル上の点で示した係数とを乗算す
る。第２標本化周波数での出力標本点の夫々に対して、
カーネルの夫々の中心が合う。従って、出力標本値毎
に、異なった係数群が存在する。FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the sampling frequency conversion operation. The input sampled value at the first sampling frequency is multiplied by the coefficient indicated by the dot on each of the superposed kernels. For each of the output sampling points at the second sampling frequency,
The centers of the kernels fit together. Therefore, a different coefficient group exists for each output sample value.
第２図は、本発明に関わる標本化周波数変換動作におい
て、所定の区間で分割された標本間隔の状態を示す説明
図である。第２図に示すように、１入力標本間隔Ｔの期
間は、T/（2dt）個の区間に分割される。１区間の期間
内の標本化した点に対応する全ての出力標本値は、上記
１区間の期間の中心に対応する標本値により近似され
る。出力標本値の位置が、同一の区間に存在する限り、
同一の係数群が使用される。FIG. 2 is an explanatory diagram showing a state of sampling intervals divided into predetermined intervals in the sampling frequency conversion operation according to the present invention. As shown in FIG. 2, the period of one input sample interval T is divided into T / (2dt) intervals. All output sample values corresponding to the sampled points within the period of one section are approximated by the sample value corresponding to the center of the period of the one section. As long as the positions of the output sample values are in the same interval,
The same set of coefficients is used.
従って、17.734375MHzの標本化周波数で、5.5MHzのサイ
ン信号を標本化して、10ビットの精度を得るためには、
標本間隔は、1000区間に分割される。各々の区間は、１
つの係数群で表されるため、1000×Ｎ個だけの係数が必
要となる。このことは、Ｎ＝10に対して、10,000個だけ
の係数のメモリが必要であることを示す。これに比較し
て、出力標本値の正確な数値を求めるためには、７×10
6個以上の係数が必要である。もし、係数を格納するた
めのメモリ空間として、係数毎に２バイトが必要なら
ば、メモリ全体として必要な容量は、14Mバイト以上か
ら20Kバイトだけに低減される。このため、メモリ容量
を２桁以上低減することが達成される。また、1000区間
に対して標本値が709379個あるため、１区間に709.379
個の標本値が対応する。このように、計算するフィルタ
係数の数を大幅に低減させたので、計算負荷を格段に低
減させることができる。Therefore, to sample a sine signal of 5.5MHz with a sampling frequency of 17.734375MHz and obtain 10-bit accuracy,
The sample interval is divided into 1000 sections. Each section is 1
Since it is represented by one coefficient group, only 1000 × N coefficients are required. This indicates that for N = 10 only 10,000 coefficients of memory are needed. Compared with this, in order to obtain an accurate numerical value of the output sample value, 7 × 10
6 or more coefficients are required. If 2 bytes are required for each coefficient as a memory space for storing the coefficient, the required capacity of the entire memory is reduced from 14 Mbytes or more to only 20 Kbytes. Therefore, it is possible to reduce the memory capacity by two digits or more. Also, since there are 709379 sample values for 1000 sections, 709.379 for one section.
The sampled values correspond. In this way, the number of filter coefficients to be calculated is greatly reduced, so that the calculation load can be significantly reduced.
第１図は、本発明に関わる標本化周波数変換装置の一実
施例を示すブロック図である。この標本化周波数変換装
置は、２つの標本化周波数間を変換する。入力データ信
号，例えば、17.734375MHzで標本化されたビデオ信号
は、先入れ先出し（first−in/first−out）バッファ・
レジスタ（以下FIFOレジスタという）10に入力される。
FIFOレジスタ10は、入力データ信号を第１クロック周波
数CLK1でクロックして取り込む。そしてFIFOレジスタ10
は、上記取り込んだ入力データ信号を第２クロック周波
数CLK2でクロックして出力する。上記第２クロックCLK2
は、標本化周波数，例えば、17.734475MHzに対応する。
クロック発生器12は、入力標本化周波数（第１クロック
周波数）CLK1を出力標本化周波数（第２クロック周波
数）CLK2に変換する。FIFO制御器14は、FIFOレジスタ10
のデータ入出力を制御する。予め計算された係数のため
に、格納手段である係数メモリ16は、必要な係数群を格
納する。係数メモリ16から出力されて使用する係数は、
係数計算手段である係数制御器18により決定される。演
算手段であるFIRフィルタ20に入力されるために、係数
メモリ16からの係数及びFIFOレジスタ10からのデータ
は、夫々のバスに出力される。遅延素子（ディレイ・ラ
イン）22により定められた適切な遅延期間だけ、上記デ
ータは、遅延される。そして、乗算器24により、上記デ
ータに適切な係数を乗算する。次に、加算器26により、
標本値を加算する。更に、加算器28で、加算器26からの
出力データの全てを加算する。その結果、出力標本化周
波数で、所望の出力標本値を得る。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a sampling frequency conversion device according to the present invention. This sampling frequency conversion device converts between two sampling frequencies. The input data signal, eg, the video signal sampled at 17.734375 MHz, is a first-in / first-out buffer
It is input to a register (hereinafter referred to as a FIFO register) 10.
The FIFO register 10 clocks in the input data signal at the first clock frequency CLK1. And FIFO register 10
Outputs the input data signal thus fetched by clocking at the second clock frequency CLK2. Second clock CLK2 above
Corresponds to the sampling frequency, for example 17.734475 MHz.
The clock generator 12 converts the input sampling frequency (first clock frequency) CLK1 into the output sampling frequency (second clock frequency) CLK2. The FIFO controller 14 uses the FIFO register 10
Control the data input and output of. For the pre-calculated coefficients, the coefficient memory 16 which is a storage means stores a necessary coefficient group. The coefficient output from the coefficient memory 16 and used is
It is determined by the coefficient controller 18, which is a coefficient calculating means. The coefficients from the coefficient memory 16 and the data from the FIFO register 10 are output to the respective buses in order to be input to the FIR filter 20 which is the calculating means. The data is delayed by an appropriate delay period defined by delay element (delay line) 22. Then, the multiplier 24 multiplies the data by an appropriate coefficient. Next, by the adder 26,
Add sample values. Further, the adder 28 adds all the output data from the adder 26. As a result, the desired output sample value is obtained at the output sampling frequency.
上述の代わりに、係数制御器18及び係数メモリ16は、マ
イクロプロセッサ30に置換できる。上述の例で、各区間
に対応する出力標本値毎に必要になる係数群をマイクロ
プロセッサ30は、回路動作中に計算する。そして、コン
ピュータ（マイクロプロセッサ）に置換した場合、係数
制御器18は、コンピュータになり、係数メモリ16は、プ
ログラム及びワーキング・メモリになる。Alternatively to the above, the coefficient controller 18 and coefficient memory 16 can be replaced by a microprocessor 30. In the above example, the microprocessor 30 calculates a coefficient group required for each output sample value corresponding to each section during the circuit operation. When replaced with a computer (microprocessor), the coefficient controller 18 becomes a computer, and the coefficient memory 16 becomes a program and working memory.
以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱することなく必要に応じて種々の変
形及び変更を実施し得ることは当業者には明らかであ
る。Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the embodiments described herein,
It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and changes can be made as necessary without departing from the spirit of the present invention.
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明の標本化周波数変換装置に
よれば、所定の標本化期間中（例えばテレビジョン信号
の１フレーム期間）を必要な精度に対応した数の区間
（例えば1000区間）に分割し、各区間毎に１組のフィル
タ係数群（例えば10個の係数）を予め計算し、記憶手段
から読み出した同一区間内の標本値に対しては、対応す
る１組のフィルタ係数群を共通に使用して出力標本値を
発生するようにしたので、各出力標本値を求めるために
別々のフィルタ係数を計算する必要がなくなり、必要な
フィルタ係数の数を格段に低減可能となり、計算負荷を
大幅に軽減すると共に、フィルタ係数を記憶するメモリ
の容量も格段に低減できる。この本発明の技法は、入力
信号の標本化周波数と出力信号の標本化周波数が極めて
近い場合、すなわち入出力の標本化周波数の比が１に近
い場合に特に有効な方法である。[Effects of the Invention] As described above, according to the sampling frequency conversion apparatus of the present invention, a predetermined number of sampling periods (for example, one frame period of a television signal) are divided into a number of sections (corresponding to required accuracy). For example, one set of filter coefficient groups (for example, 10 coefficients) is pre-calculated for each section, and the sample values in the same section read out from the storage means correspond to one set. Since the sample filter coefficients are used in common to generate the output sample values, it is not necessary to calculate separate filter coefficients to obtain each output sample value, and the number of required filter coefficients is significantly reduced. This makes it possible to significantly reduce the calculation load and significantly reduce the capacity of the memory for storing the filter coefficient. This technique of the present invention is a particularly effective method when the sampling frequency of the input signal and the sampling frequency of the output signal are very close, that is, when the ratio of the sampling frequencies of the input and output is close to 1.
第１図は、本発明に関わる標本化周波数変換装置の一実
施例を示すブロック図、第２図は、本発明に関わる標本
化周波数変換動作において、所定の区間で分割された標
本間隔の状態を示す説明図、第３図は、標本化周波数変
換動作を説明するための説明図である。 10は、記憶手段、18は、フィルタ係数計算手段、20は、
フィルタ処理手段である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a sampling frequency conversion device according to the present invention, and FIG. 2 is a state of sampling intervals divided into predetermined intervals in a sampling frequency conversion operation according to the present invention. And FIG. 3 are explanatory diagrams for explaining the sampling frequency conversion operation. 10 is storage means, 18 is filter coefficient calculation means, and 20 is
It is a filter processing means.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−61114（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−105712（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−75117（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−175310（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−176113（ＪＰ，Ａ) 米国特許5023825（ＵＳ，Ａ) 英国特許2236452（ＧＢ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) Reference JP-A-1-61114 (JP, A) JP-A-59-105712 (JP, A) JP-A-60-75117 (JP, A) JP-A-1- 175310 (JP, A) JP-A-1-176113 (JP, A) US Patent 5023825 (US, A) UK Patent 2236452 (GB, A)
Claims (1)
を受け、上記第１標本化周波数に近似した第２標本化周
波数で標本化された出力信号を出力する標本化周波数変
換装置であって、 上記入力信号の所定の標本化期間を必要な精度に対応し
た数の区間に分割し、各区間毎に１組のフィルタ係数群
が対応する複数組のフィルタ係数群を計算するフィルタ
係数計算手段と、 上記入力信号の標本値が上記第１標本化周波数で順次記
憶され、これら記憶された標本値が上記第２標本化周波
数で順次読み出される記憶手段と、 上記複数の区間毎の上記１組のフィルタ係数群を上記記
憶手段から読み出された対応する区間内の標本値に対し
て順次適用することにより、上記第２標本化周波数で上
記出力信号を発生するフィルタ処理手段とを具え、 上記所定期間内において上記フィルタ係数計算手段が計
算する上記フィルタ係数群の数は、上記所定期間内にお
ける上記出力信号の標本値の数より少なくすることを特
徴とする標本化周波数変換器。1. A sampling frequency conversion device which receives an input signal sampled at a first sampling frequency and outputs an output signal sampled at a second sampling frequency approximated to the first sampling frequency. Therefore, the predetermined sampling period of the input signal is divided into a number of sections corresponding to the required accuracy, and one set of filter coefficient groups for each section calculates a plurality of sets of filter coefficient groups. Calculation means, storage means for sequentially storing sample values of the input signal at the first sampling frequency, and sequentially reading these stored sample values at the second sampling frequency; and for each of the plurality of sections. Filtering means for generating the output signal at the second sampling frequency by sequentially applying a set of filter coefficient groups to the sample values in the corresponding section read from the storage means. , the above The sampling frequency converter, wherein the number of the filter coefficient groups calculated by the filter coefficient calculating means within a predetermined period is smaller than the number of sample values of the output signal within the predetermined period.
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- 1990-07-13 DE DE19904022387 patent/DE4022387A1/en active Granted
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