JPH07115186A - Single electron phase modulator - Google Patents
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Landscapes
- Bipolar Transistors (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、情報の伝送に際して原
情報をより高い周波数帯に移すために用いる単一電子位
相変調器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a single electronic phase modulator used for transferring original information to a higher frequency band when transmitting information.
【０００２】[0002]
【従来の技術】情報を遠く離れた場所に伝えるには、変
調により原情報をより高い周波数帯域に移して情報を伝
送している。長年にわたり、必要な情報を最小の歪で効
率よく伝送しようとして、いろいろな変調方式が工夫さ
れてきた。このような伝送システムの性能を特徴づける
のは出力における信号電力対雑音電力の比すなわちＳＮ
比と、伝達できる情報量を表す伝送速度である。これま
で用いられてきた変調の方式には大きく分けて、振幅変
調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、および位相変調（Ｐ
Ｍ）がある。ＡＭシステムは簡単で経済的なシステムで
あるため、これまで広く用いられてきた。しかし、狭帯
域システムであり、信号振幅に影響する雑音によって制
限を受け、ＳＮ比はよくない。一方、振幅を変化させる
雑音に強いシステムが必要な場合には、ＦＭとＰＭが用
いられる。ＦＭはＡＭと比較すると相当広い帯域幅が必
要であるが、ＳＮ比の面ではＡＭよりも優れている。Ｐ
Ｍは、ＦＭと同じく角度変調を利用した方式である。2. Description of the Related Art In order to transmit information to a distant place, the original information is moved to a higher frequency band by modulation and the information is transmitted. Over the years, various modulation methods have been devised in an attempt to efficiently transmit necessary information with minimum distortion. Characterizing the performance of such transmission systems is the ratio of signal power to noise power at the output, or SN.
A ratio and a transmission rate that represents the amount of information that can be transmitted. The modulation methods used so far are roughly classified into amplitude modulation (AM), frequency modulation (FM), and phase modulation (P).
There is M). The AM system has been widely used so far because it is a simple and economical system. However, since it is a narrow band system, it is limited by noise that affects the signal amplitude, and the SN ratio is not good. On the other hand, FM and PM are used when a system resistant to noise that changes amplitude is required. FM requires considerably wider bandwidth than AM, but is superior to AM in terms of SN ratio. P
M is a system that uses angle modulation like FM.
【０００３】次に、機能素子への応用が期待されている
単一電子帯電効果について述べる。この効果を利用した
素子は、今日、世界中で活発に研究が進められている。
なかでも、ＩＥＥＥ紙、ＭＡＧ２３巻２号Ｐ１１４２−
１１４５、１９８７年にリカレフらが提案した単一電子
トランジスターは実験的にも動作が確認され、将来の機
能素子として注目を集めている。Next, the single electron charging effect, which is expected to be applied to functional devices, will be described. Devices utilizing this effect are actively researched all over the world today.
Among them, IEEE paper, MAG, Volume 23, No. 2, P1142-
The operation of the single-electron transistor proposed by Rikarev et al. In 1145 and 1987 was confirmed experimentally, and has been attracting attention as a functional element in the future.
【０００４】単一電子帯電効果が現れるには、単一電子
帯電エネルギーが熱擾乱エネルギーを上回ることが必要
である。したがって、帯電エネルギーはトンネル接合の
静電容量を小さくすることによって大きくすることがで
きる。静電容量を小さくするには、トンネル接合の接合
面積をできるだけ小さくすることが必要である。In order for the single-electron charging effect to appear, the single-electron charging energy needs to exceed the thermal agitation energy. Therefore, the charging energy can be increased by reducing the capacitance of the tunnel junction. In order to reduce the capacitance, it is necessary to make the junction area of the tunnel junction as small as possible.
【０００５】単一電子トランジスターの構造を図８
（ａ）に示す。単一電子トランジスターは、２つのトン
ネル接合０１、０２に囲まれた電極にゲート電極０３を
設け、このゲート電極０３に電圧を加えることによって
トランジスター動作させる素子である。ゲート電極に電
圧を加えると電極０４中の電荷分布が変化し、電流電圧
特性においてクーロン閉塞による閾値電圧が変化する
（図１（ｂ））。The structure of a single electron transistor is shown in FIG.
It shows in (a). The single-electron transistor is an element in which a gate electrode 03 is provided in an electrode surrounded by two tunnel junctions 01 and 02, and a transistor is operated by applying a voltage to the gate electrode 03. When a voltage is applied to the gate electrode, the charge distribution in the electrode 04 changes, and the threshold voltage due to Coulomb blockage changes in the current-voltage characteristic (FIG. 1 (b)).
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ＰＭシステムで用いら
れてきた伝送搬送波の周波数はＶＨＦ帯で、より多くの
情報を伝送するためには、さらに高い周波数帯域を利用
しなければならない。情報化が進むにつれてより多くの
情報を、より早く伝送する必要性がますます高くなり、
このようなニーズは増大している。しかし、高い周波数
帯（ＧＨｚ以上）を扱える変調器はこれまでにはなく、
新しい動作原理に基づく変調器が必要となる。The frequency of the transmission carrier used in the PM system is the VHF band, and a higher frequency band must be used to transmit more information. As information becomes more advanced, more and more information needs to be transmitted faster,
Such needs are increasing. However, there is no modulator that can handle high frequency band (GHz or higher),
A modulator based on a new operating principle is needed.
【０００７】本発明の目的は、このような問題点を解決
するために、単一電子トランジスターを利用した位相変
調器を提供するものである。単一電子トランジスターを
利用すればＧＨｚ以上の搬送波を用いることが可能で、
伝送する情報量を飛躍的に増大させることができる。ま
た、将来に於いて考えられている単一電子エレクトロニ
クスの送信ユニットとして同じチップ上に組み込むこと
が可能となる。An object of the present invention is to provide a phase modulator using a single electron transistor in order to solve such problems. If you use a single-electron transistor, it is possible to use carrier waves above GHz.
The amount of information to be transmitted can be dramatically increased. It will also be possible to incorporate it on the same chip as the transmission unit of the single-electronic electronics considered in the future.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は、複数のトンネ
ル接合に囲まれた領域と該領域の電位を制御できるゲー
ト電極からなる単一電子トランジスターに、該複数のト
ンネル接合の抵抗よりも十分小さな負荷抵抗を該トラン
ジスターのソース及びドレインに接続して構成され、該
ゲート電圧に印加する入力電圧に対する該単一電子トラ
ンジスターの利得が正及び負に切り替わる事をも用いた
単一電子位相変調器である。The present invention provides a single-electron transistor which is composed of a region surrounded by a plurality of tunnel junctions and a gate electrode capable of controlling the potential of the regions. A single-electron phase modulator that is configured by connecting a small load resistance to the source and drain of the transistor and also uses that the gain of the single-electron transistor with respect to an input voltage applied to the gate voltage is switched between positive and negative. Is.
【０００９】この単一電子位相変調器は、ゲート入力電
圧Ｖが以下の要件（イ）且つ（ロ）を満たすように微小
交流電圧ΔＶi をＶi に足し合わせて、ゲート電極に印
加する事を特徴とする。In this single-electron phase modulator, the minute AC voltage ΔV i is added to V i so that the gate input voltage V satisfies the following requirements (a) and (b) and applied to the gate electrode. Is characterized by.
【００１０】（イ）デジタル入力信号のローレベルに対
し、入力電圧Ｖ1 が以下の範囲となる。(A) The input voltage V 1 is in the following range with respect to the low level of the digital input signal.
【００１１】 （ｅ／４Ｃ0 −ｄＶ）＜Ｖ＜（ｅ／４Ｃ0 ＋ｄＶ） （ロ）デジタル入力信号のハイレベルに対し、入力電圧
Ｖ1 が以下の範囲となる。(E / 4C 0 −dV) <V <(e / 4C 0 + dV) (b) The input voltage V 1 is in the following range with respect to the high level of the digital input signal.
【００１２】 （３ｅ／４Ｃ0 −ｄＶ）＜Ｖ＜（３ｅ／４Ｃ0 ＋ｄＶ） ここで、Ｃ0 はゲート電極と複数のゲート電極に囲まれ
た領域との間の静電容量で、ｄＶ＜ｅ／４Ｃｏ0 ｅは電
子の素電荷である。(3e / 4C 0 −dV) <V <(3e / 4C 0 + dV) where C 0 is the capacitance between the gate electrode and the region surrounded by the plurality of gate electrodes, and dV < e / 4Co 0 e is the elementary charge of electrons.
【００１３】さらに、デジタル入力信号のローレベルを
ＶL とし、δＶを次の式δＶ＝ＶL−ｅ／４Ｃ0 にて定
義する時、微小交流電圧ΔＶi が以下の条件を満足する
ことが望ましい。Further, when the low level of the digital input signal is VL and δV is defined by the following equation δV = VL- e / 4C 0 , the minute AC voltage ΔV i may satisfy the following condition. desirable.
【００１４】ΔＶi ＝ｅ２Ｃ0 −２δＶ また、Ｃ1 、Ｃ2 をそれぞれ、複数のトンネル接合に囲
まれた領域とソース及びドレインとの間の静電容量とし
たときに、ソース−ドレイン間に印加する電圧の絶対値
がｅ／（Ｃ1 ＋Ｃ2 ＋Ｃ0 ）の近傍とするとさらに良
い。ΔV i = e2C 0 -2δV Further, when C 1 and C 2 are electrostatic capacitances between a region surrounded by a plurality of tunnel junctions and a source and a drain, respectively, between the source and the drain. It is even better if the absolute value of the applied voltage is near e / (C 1 + C 2 + C 0 ).
【００１５】[0015]
【作用】本発明の作用を以下に説明する。以下では簡単
のためトンネル接合が２つの場合を例にとり、説明す
る。The operation of the present invention will be described below. In the following, for simplification, the case where there are two tunnel junctions will be described as an example.
【００１６】図１（ａ）に示したように、２つのトンネ
ル接合０１、０２に囲まれた電極０４に、電極０４の電
位を制御できるゲート電極０３を取り付けた単一電子ト
ランジスターに負荷抵抗０５、０６を接続する。トンネ
ル接合は抵抗とコンデンサーが並列に接続されたもの、
ゲートをコンデンサーと考えることができるから、図１
（ａ）の素子は、図１（ｂ）の回路と等価と考えられ
る。ここで、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 はトンネル現象が起こり得
る程度に大きい（１３ｋΩ以上）。ゲート電極を入力と
し、ソース・ドレイン間の電圧差を出力としたときの単
一電子位相変調器の動作原理を以下に示す。As shown in FIG. 1A, a load resistance 05 is applied to a single electron transistor in which a gate electrode 03 capable of controlling the potential of the electrode 04 is attached to an electrode 04 surrounded by two tunnel junctions 01 and 02. , 06 are connected. A tunnel junction has a resistor and a capacitor connected in parallel,
Since the gate can be thought of as a capacitor,
The element of (a) is considered to be equivalent to the circuit of FIG. 1 (b). Here, the resistances R 1 and R 2 are large enough to cause a tunnel phenomenon (13 kΩ or more). The operation principle of the single electron phase modulator when the gate electrode is input and the voltage difference between the source and drain is output is shown below.
【００１７】図１（ａ）の単一電子トランジスターを表
１の回路パラメータを用いて、電流電圧特性をモデル化
する。The current-voltage characteristics of the single-electron transistor shown in FIG. 1A are modeled using the circuit parameters shown in Table 1.
【００１８】単一電子トランジスターの電流電圧特性に
は２つの特徴がある。１つめは出力電圧Ｖ0 に対して閾
値が存在し、ゲート電圧によってこの閾値電圧を制御で
きることであり、２つめは閾値より大きな電圧に対して
電流は近似的に線形特性を示すことである。有限温度で
は閾値付近に温度揺らぎによるリーク電流が存在し、線
形近似が成り立たなくなるが、バイアス地点を閾値より
離せば、上の近似はよく成り立っている。図２（ａ）は
モデル化された電流電圧特性を表したもので、入力電圧
Ｖi ＝０のとき閾値電圧はＶt ＝ｅ（Ｃ1 ＋Ｃ2 ＋
Ｃ0 ）であり、Ｖiを増加させると閾値は減少しＶi ＝
ｅ／２Ｃ0 で０になる。さらに、Ｖi を増加させると閾
値は０から増加し、Ｖi ＝ｅ／Ｃ0 で再びｅ／Ｃ1 ＋Ｃ
2 ＋Ｃ0 ）に戻る。図２（ａ）の電流電圧特性は、近似
的に式（１）で表すことができる。There are two characteristics in the current-voltage characteristics of the single electron transistor. The first is that there is a threshold for the output voltage V 0 , and this threshold voltage can be controlled by the gate voltage, and the second is that the current exhibits an approximately linear characteristic with respect to a voltage higher than the threshold. At a finite temperature, there is a leakage current due to temperature fluctuations near the threshold, and the linear approximation cannot be established. However, if the bias point is separated from the threshold, the above approximation is well established. FIG. 2A shows the modeled current-voltage characteristics. When the input voltage V i = 0, the threshold voltage is V t = e (C 1 + C 2 +
C 0 ), and as V i increases, the threshold decreases and V i =
It becomes 0 at e / 2C 0 . Further, when V i is increased, the threshold value is increased from 0, and when V i = e / C 0 , e / C 1 + C is again obtained.
Return to 2 + C 0 ). The current-voltage characteristic of FIG. 2A can be approximately represented by the equation (1).
【００１９】[0019]
【数１】 [Equation 1]
【００２０】このトランジスターに取り付けられた負荷
抵抗０５、０６による負荷曲線は、式（２）である。
（図２（ａ））。The load curve by the load resistors 05 and 06 attached to this transistor is the equation (2).
(FIG. 2 (a)).
【００２１】[0021]
【数２】 [Equation 2]
【００２２】ここで、Ｒb はＲ1 、Ｒ2 に比べて十分小
さくしておく。Ｏ＜Ｖi ＜ｅ／２Ｃｏの電圧領域におい
て、式（１）および式（２）を用いてトランジスターに
流れる電流Ｉと、トランジスターの両端に出力される電
圧Ｖ0 を表すと、式３〜式５と表せる。Here, R b is set sufficiently smaller than R 1 and R 2 . In the voltage region of O <V i <e / 2Co, the current I flowing through the transistor and the voltage V 0 output across the transistor are expressed by using Equations (1) and (2). It can be expressed as 5.
【００２３】[0023]
【数３】 [Equation 3]
【００２４】[0024]
【数４】 [Equation 4]
【００２５】[0025]
【数５】 [Equation 5]
【００２６】この直流バイアスに微小交流信号ΔＶi を
加えたときの、出力信号の変化ΔＶ0 は、式（６）と求
められる。The change ΔV 0 of the output signal when the minute AC signal ΔV i is added to this DC bias is given by the equation (6).
【００２７】[0027]
【数６】 [Equation 6]
【００２８】微小信号に対する交流増幅率は、式（７）
で与えられる。The AC amplification factor for a minute signal is expressed by the equation (7).
Given in.
【００２９】[0029]
【数７】 [Equation 7]
【００３０】一方、ｅ／２Ｃ0 ＜Ｖi ＜ｅ／Ｃ0 におけ
る交流増幅率は、式（８）である。On the other hand, the AC amplification factor at e / 2C 0 <V i <e / C 0 is given by the equation (8).
【００３１】[0031]
【数８】 [Equation 8]
【００３２】入力電圧Ｖi に対する出力電圧Ｖo を示し
たのが図２（ｂ）で、出力曲線の傾きの符号がＶi ＝ｅ
／２Ｃo を境にして反転する。FIG. 2B shows the output voltage V o with respect to the input voltage V i , and the sign of the slope of the output curve is V i = e.
Reverse at / 2C o .
【００３３】このトランジスターは、２つのバイアス点
での増幅率は等しく、かつ、符号が異なる特性を持って
いる。したがって、デジタル信号によってバイアス点を
変化させ、デジタル信号の”０”が正の増幅率を、”
１”が負となるようにすると、微小交流信号はデジタル
信号によって位相変調される。This transistor has the characteristics that the amplification factors at the two bias points are equal and the signs are different. Therefore, the bias point is changed by the digital signal, and "0" of the digital signal indicates a positive amplification factor.
When 1 ″ is made negative, the minute AC signal is phase-modulated by the digital signal.
【００３４】[0034]
【実施例】第１の実施例は、単一電子トランジスターの
利得を、正または負の符号に変化させうることを利用し
てデジタル位相変調器を構成する。単一電子位相変調器
の実施例を図３に示し、また、その動作原理を図４に示
す。図３において、２つのトンネル接合０１、０２に囲
まれた電極０４と電極０４の電位を制御できるゲート電
極０３からなる単一電子トランジスターに、Ｒb ／２の
負荷抵抗０５、０６、をリース及びドレインに接続して
構成されている。負荷抵抗を介したソース、ドレインの
両端に、それぞれＶb ／２、−Ｖb ／２の電圧を加え、
さらに、入力田タス（Ｖ1 ＋ΔＶ1 ）をゲート電極０３
に入力し、これによって得られた単一電子トランジスタ
ーの両端に生じる電圧差を変調器の出力とする。デジタ
ル信号をまず、電圧のＶi （”０”）＝ｅ／４Ｃo とＶ
i （”１”）＝３ｅ／４Ｃo の２つのレベルに変換する
（図４（ａ））。Ｖi （”０”）の信号はデジタルの”
０”、Ｖi （”１”）は”１”に対応する。この直流信
号に、入力の前段階で、高周波数の微小交流信号ΔＶi
（図４（ｂ））を足し合して入力電圧Ｖi ＋ΔＶi とし
て単一電子トランジスターに入力する。ここで、微小交
流信号の振幅はｅ／４Ｃo よりも小さいことが必要であ
る。バイアス点がＶi ＝（”０”）では、トランジスタ
ーの交流増幅率は負であるからその出力は反転して増幅
される。一方、Ｖi （”１”）では正の増幅率を持つか
ら出力信号はそのまま増幅される。したがって、出力信
号は図４（ｃ）のようになり、デジタル信号による位相
変調が行われていることがわかる。The first embodiment constructs a digital phase modulator by utilizing the fact that the gain of a single electron transistor can be changed to a positive or negative sign. An embodiment of a single electronic phase modulator is shown in FIG. 3 and its operating principle is shown in FIG. In FIG. 3, a single electron transistor composed of an electrode 04 surrounded by two tunnel junctions 01 and 02 and a gate electrode 03 capable of controlling the potential of the electrode 04 is leased with a load resistance 05 and 06 of R b / 2. It is configured by connecting to the drain. Source through a load resistor, to both ends of the drain, respectively V b / 2, a voltage of -V b / 2 In addition,
Further, the input field voltage (V 1 + ΔV 1 ) is applied to the gate electrode 03.
To the modulator, and the voltage difference generated across the single-electron transistor thus obtained is used as the output of the modulator. First, the digital signal is expressed by the voltage V i (“0”) = e / 4C o and V
It is converted into two levels of i (“1”) = 3e / 4C o (FIG. 4A). The signal of V i (“0”) is digital
0 "and V i (" 1 ") correspond to" 1 ". This DC signal has a high frequency minute AC signal ΔV i before the input.
(FIG. 4 (b)) is added and input as a input voltage V i + ΔV i to the single electron transistor. Here, the amplitude of the minute AC signal needs to be smaller than e / 4C o . When the bias point is V i = (“0”), since the AC amplification factor of the transistor is negative, its output is inverted and amplified. On the other hand, at V i (“1”), the output signal is amplified as it is because it has a positive amplification factor. Therefore, the output signal is as shown in FIG. 4C, and it can be seen that the phase modulation is performed by the digital signal.
【００３５】この位相変調器の利点は、超低消費電力と
高周波を扱えることにある。表１の回路パラメータを用
いて単一電子トランジスターの交流応答速度、消費電力
を求める。これによると、消費電力は６７．５ｐＷであ
る。また、交流応答速度は１ｐ ｓｅｃであり、１ＴＨ
ｚまでの搬送波を使うことが可能である。デジタル信号
の変調速度は、信号のバンド幅を決めることによって決
まる。バンド幅を搬送波の周波数の１００分の１にした
場合には、伝送速度は１０Ｇｂｉｔ／ｓｅｃになる。し
たがって、本発明の目的であるＧｂｉｔ／ｓｅｃを越え
る変調速度が得られることになる。The advantage of this phase modulator is that it can handle ultra-low power consumption and high frequency. Using the circuit parameters in Table 1, the AC response speed and power consumption of the single electron transistor are obtained. According to this, the power consumption is 67.5 pW. Also, the AC response speed is 1 psec, and 1 TH
It is possible to use carriers up to z. The modulation rate of a digital signal is determined by determining the bandwidth of the signal. When the bandwidth is set to 1/100 of the frequency of the carrier wave, the transmission speed becomes 10 Gbit / sec. Therefore, a modulation speed exceeding Gbit / sec, which is the object of the present invention, can be obtained.
【００３６】また、素子の動作温度は表１のパラメータ
では、７７Ｋの液体窒素温度での動作が可能である。With respect to the operating temperature of the device, with the parameters shown in Table 1, it is possible to operate at a liquid nitrogen temperature of 77K.
【００３７】[0037]
【表１】 [Table 1]
【００３８】この単一電子位相変調器を作り込む基板と
して、絶縁体上に真空蒸着された金属薄膜を用いること
ができる。金属としては真空蒸着に適しているアルミニ
ウムまたは、ニオブ等を用いることができる。A metal thin film vacuum-deposited on an insulator can be used as a substrate on which this single-electron phase modulator is built. As the metal, aluminum, niobium, or the like suitable for vacuum deposition can be used.
【００３９】図５は単一電子変調器の平面図である。金
属が近接している部分０３、０７がコンデンサーで、金
属が重なって見える部分０１、０２がトンネル接合であ
る。負荷抵抗は図示していないが、既存の素子を用いる
ことができる。このトンネル接合０１、０２のＡ−Ａ′
断面図を図６（ｂ）に示す。FIG. 5 is a plan view of a single electronic modulator. The portions 03 and 07 where the metals are close to each other are capacitors, and the portions 01 and 02 where the metals are seen to overlap each other are tunnel junctions. Although the load resistance is not shown, existing elements can be used. A-A 'of this tunnel junction 01, 02
A sectional view is shown in FIG.
【００４０】トンネル接合をシャドウイング技法を用い
て作成する方法を順に述べる。まず、ブリッジマスク６
１呼ばれるマスクを図６（ａ）のように絶縁性基板上６
２に作製する。ブリッジマスクはジョセフソン接合をつ
くる際に用いられるもので、一部分のマスクがブリッジ
のように浮いている構造を持っている。図６（ａ）のＢ
Ｂ′断面図を図７（ａ）に示す。次に、ブリッジマスク
６１を作りつけた基板６２を、蒸着源がＡの方向になる
ようにセットして、金属６３の真空蒸着を行う（図７
（ａ））。さらに、蒸着装置中に酸素を導入し、蒸着さ
れた金属の表面を自然酸化させる６４（図７（ｂ））。
この自然酸化は金属中へ数オングストロームの深さまで
進み、非常に良好な絶縁体になる。最後に、基板を回転
してＢの方向に蒸着源が向くようにセットして、再度、
金属６３を真空蒸着する（図７（ｃ））。蒸着する金属
の膜厚はそれぞれ、数１００Ａ程度である。A method of forming a tunnel junction using the shadowing technique will be described in order. First, the bridge mask 6
A mask called 1 is placed on the insulating substrate 6 as shown in FIG.
Make 2. The bridge mask is used when making a Josephson junction, and has a structure in which a part of the mask floats like a bridge. B of FIG. 6 (a)
A sectional view taken along line B'is shown in FIG. Next, the substrate 62 having the bridge mask 61 built therein is set so that the vapor deposition source is in the direction A, and the metal 63 is vacuum-deposited (FIG. 7).
(A)). Further, oxygen is introduced into the vapor deposition device to naturally oxidize the surface of the vapor deposited metal 64 (FIG. 7B).
This natural oxidation proceeds into the metal to a depth of a few angstroms, making it a very good insulator. Finally, rotate the substrate and set it so that the evaporation source faces in the direction of B, and again,
The metal 63 is vacuum-deposited (FIG. 7C). The film thickness of each metal to be vapor-deposited is about several hundred A.
【００４１】これらの手順により、金属−絶縁体−金属
の構造ができ、微小トンネル接合を形成できる。トンネ
ル接合の面積を小さくすることによって、より小さな静
電容量を持ったトンネル接合を作製することができる。
たとえば、表１で示した１０ａＦの接合を作製するに
は、接合の面積を３０×３０ｎｍ程度にすればよい。こ
のサイズの接合は、現在の最先端の微細加工技術を用い
れば作成可能である。By these procedures, a metal-insulator-metal structure can be formed and a minute tunnel junction can be formed. By reducing the area of the tunnel junction, a tunnel junction having a smaller capacitance can be manufactured.
For example, in order to produce the 10aF junction shown in Table 1, the area of the junction should be about 30 × 30 nm. Bonds of this size can be made using current state-of-the-art microfabrication technology.
【００４２】[0042]
【発明の効果】単一電子位相変調器を利用すればＧＨｚ
以上の搬送波を用いることが可能で、伝送する情報量を
飛躍的に増大させることができる。また、将来に於いて
考えられている単一電子エレクトロニクスの送信ユニッ
トとして同じチップ上に組み込むことが可能となる。If a single electronic phase modulator is used, GHz
The above carrier waves can be used, and the amount of information to be transmitted can be dramatically increased. It will also be possible to incorporate it on the same chip as the transmission unit of the single-electronic electronics considered in the future.
【図１】本発明の単一電子位相変調器を示す図である。FIG. 1 shows a single electronic phase modulator of the present invention.
【図２】単一電子トランジスターの特性図である。FIG. 2 is a characteristic diagram of a single electron transistor.
【図３】本発明の単一電子位相変調器の構造を示す図で
ある。FIG. 3 is a diagram showing a structure of a single electronic phase modulator of the present invention.
【図４】単一電子位相変調器の動作原理を示す図であ
る。FIG. 4 is a diagram showing an operating principle of a single electronic phase modulator.
【図５】金属薄膜を材料とした単一位相変調器の構成例
の平面図である。FIG. 5 is a plan view of a configuration example of a single phase modulator using a metal thin film as a material.
【図６】シャドウイング技法で用いるブリッジマスクの
斜視図と、この技法によって作製されたトンネル接合の
断面図である。FIG. 6 is a perspective view of a bridge mask used in the shadowing technique and a cross-sectional view of a tunnel junction made by this technique.
【図７】トンネル接合の作製手順を示す工程図である。7A to 7C are process diagrams showing a procedure for manufacturing a tunnel junction.
【図８】従来の単一電子トランジスターの構造と、その
電流電圧特性を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing the structure of a conventional single-electron transistor and its current-voltage characteristics.
０１、０２ トンネル接合 ０３ ゲート電極 ０４ 電気的に独立した電極 ０５、０６ 負荷抵抗 ０７ コンデンサー 01, 02 Tunnel junction 03 Gate electrode 04 Electrically independent electrode 05, 06 Load resistance 07 Capacitor
Claims (4)
領域の電位を制御できるゲート電極からなる単一電子ト
ランジスターに、該複数のトンネル接合の抵抗よりも十
分小さな負荷抵抗を該トランジスターのソース及びドレ
インに接続して構成され、該ゲート電圧に印加する入力
電圧に対する該単一電子トランジスターの利得が正及び
負に切り替わる事を用いた単一電子位相変調器。1. A single-electron transistor comprising a region surrounded by a plurality of tunnel junctions and a gate electrode capable of controlling the potential of the regions, and a load resistance sufficiently smaller than the resistance of the plurality of tunnel junctions is applied to the source of the transistor. And a drain, and a single-electron phase modulator using the fact that the gain of the single-electron transistor with respect to an input voltage applied to the gate voltage is switched between positive and negative.
つ（ロ）を満たすように微小交流電圧ΔＶi をＶi に足
し合わせて、ゲート電極に印加する事を特徴とした請求
項１記載の単一電子位相変調器。 （イ）デジタル入力信号のローレベルに対し、入力電圧
Ｖ1 が以下の範囲となる。 （ｅ／４Ｃ0 −ｄＶ）＜Ｖ＜（ｅ／４Ｃ0 ＋ｄＶ） （ロ）デジタル入力信号のハイレベルに対し、入力電圧
Ｖi が以下の範囲となる。 （３ｅ／４Ｃ0 −ｄＶ）＜Ｖ＜（３ｅ／４Ｃ0 ＋ｄＶ） ここで、Ｃｏはゲート電極と複数のゲート電極に囲まれ
た領域との間の静電容量で、ｄＶ＜ｅ／４Ｃｏ0 ｅは電
子の素電荷である。2. The minute AC voltage ΔV i is added to V i so that the gate input voltage V satisfies the following requirements (a) and (b), and the result is applied to the gate electrode. A described single electronic phase modulator. (A) The input voltage V 1 is in the following range with respect to the low level of the digital input signal. To (e / 4C 0 -dV) < V <(e / 4C 0 + dV) ( ii) the high level of the digital input signal, the input voltage V i is in the range of less. (3e / 4C 0 −dV) <V <(3e / 4C 0 + dV) Here, Co is the capacitance between the gate electrode and the region surrounded by the plurality of gate electrodes, and dV <e / 4Co 0. e is the elementary charge of the electron.
し、δＶを次の式δＶ＝ＶL −ｅ／４Ｃ0 にて定義する
時、微小交流電圧ΔＶi が以下の条件を満足する事を特
徴とする請求項２記載の単一電子位相変調器。 ΔＶi ＝ｅ／２Ｃ0 −２δＶ3. When the low level of the digital input signal is V L and δV is defined by the following equation, δV = V L −e / 4C 0 , the minute AC voltage ΔV i satisfies the following condition. A single electronic phase modulator according to claim 2 characterized. ΔV i = e / 2C 0 −2δV
接合に囲まれた領域とソース及びドレインとの間の静電
容量としたときに、ソースドレイン間に印加する電圧の
絶対値がｅ／（Ｃ1 ＋Ｃ2 ＋Ｃ0 ）の近傍とする事を特
徴とする請求項１乃至３記載の単一電子位相変調器。4. When C 1 and C 2 are electrostatic capacitances between a region surrounded by a plurality of tunnel junctions and a source and a drain, respectively, the absolute value of the voltage applied between the source and the drain is e. 4. The single-electron phase modulator according to claim 1, wherein the single-electron phase modulator is located in the vicinity of / (C 1 + C 2 + C 0 ).
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP5260520A JP2718350B2 (en) | 1993-10-19 | 1993-10-19 | Single electron phase modulator |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP5260520A JP2718350B2 (en) | 1993-10-19 | 1993-10-19 | Single electron phase modulator |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07115186A true JPH07115186A (en) | 1995-05-02 |
| JP2718350B2 JP2718350B2 (en) | 1998-02-25 |
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| JP (1) | JP2718350B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8344724B2 (en) | 2009-11-06 | 2013-01-01 | Massachusetts Institute Of Technology | Non-intrusive monitoring of power and other parameters |
-
1993
- 1993-10-19 JP JP5260520A patent/JP2718350B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8344724B2 (en) | 2009-11-06 | 2013-01-01 | Massachusetts Institute Of Technology | Non-intrusive monitoring of power and other parameters |
| US8907664B2 (en) | 2009-11-06 | 2014-12-09 | Massachusetts Institute Of Technology | Non-intrusive monitoring of power and other parameters |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2718350B2 (en) | 1998-02-25 |
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