JPH0710041B2 - 自動インピ−ダンス整合装置 - Google Patents
自動インピ−ダンス整合装置Info
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- JPH0710041B2 JPH0710041B2 JP26568186A JP26568186A JPH0710041B2 JP H0710041 B2 JPH0710041 B2 JP H0710041B2 JP 26568186 A JP26568186 A JP 26568186A JP 26568186 A JP26568186 A JP 26568186A JP H0710041 B2 JPH0710041 B2 JP H0710041B2
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- circuit
- phase difference
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、高周波電源の整合インピーダンスと負荷回路
インピーダンスとを自動的に整合させて効率よく負荷に
電力を供給できるようにする自動インピーダンス整合装
置に関するものである。
インピーダンスとを自動的に整合させて効率よく負荷に
電力を供給できるようにする自動インピーダンス整合装
置に関するものである。
［従来の技術］ この種の自動インピーダンス整合装置は様々な用途の電
源設備で用いられている。
源設備で用いられている。
第７図は、半導体ウェハーの表面エッチングに用いるプ
ラズマを発生させるための高周波発生電源設備において
従来用いられている自動インピーダンス整合装置を示し
ている。同図において、１は従来の自動インピーダンス
整合装置であり、この整合装置１は高周波電源２と負荷
３との間に配置されて、負荷回路インピーダンスを高周
波電源２の内部インピーダンスにより定まる一定の整合
インピーダンスと自動的に整合させる。この電源設備に
おいて、負荷３はプラズマを発生するための放電部とプ
ラズマによって加工される図示しない被加工物によって
構成される。
ラズマを発生させるための高周波発生電源設備において
従来用いられている自動インピーダンス整合装置を示し
ている。同図において、１は従来の自動インピーダンス
整合装置であり、この整合装置１は高周波電源２と負荷
３との間に配置されて、負荷回路インピーダンスを高周
波電源２の内部インピーダンスにより定まる一定の整合
インピーダンスと自動的に整合させる。この電源設備に
おいて、負荷３はプラズマを発生するための放電部とプ
ラズマによって加工される図示しない被加工物によって
構成される。
自動インピーダンス整合装置１は、負荷３に対して直列
に接続されたインダクタンスＬと第１の可変コンデンサ
C1とからなる直列回路と、該直列回路と負荷３とに対し
て並列に接続された第２の可変コンデンサC2とからなる
整合回路11を備えている。前述した整合インピーダンス
と整合される負荷回路インピーダンスは、負荷３のイン
ピーダンスと整合回路11のインピーダンスとを合成した
インピーダンスであり、第１及び第２の可変コンデンサ
の容量を変えることによりインピーダンスの整合が行わ
れる。そのため従来の自動インピーダンス整合装置１で
は、高周波電源から出力される高周波電流と高周波電圧
のそれぞれのベクトル値から、高周波電流と高周波電圧
との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相差
検出器12と、高周波電流と高周波電圧のそれぞれの絶対
値から、整合インピーダンスと負荷回路インピーダンス
との差を検出してインピーダンス差検出信号を出力する
インピーダンス差検出器13と、位相差検出信号に基いて
位相差を零にするように第１のコンデンサC1の容量を変
える第１の容量可変手段14とインピーダンス差検出信号
に基いてインピーダンス差を零にするように第２の可変
コンデンサC2の容量を変える第２の容量可変手段15とを
備えている。
に接続されたインダクタンスＬと第１の可変コンデンサ
C1とからなる直列回路と、該直列回路と負荷３とに対し
て並列に接続された第２の可変コンデンサC2とからなる
整合回路11を備えている。前述した整合インピーダンス
と整合される負荷回路インピーダンスは、負荷３のイン
ピーダンスと整合回路11のインピーダンスとを合成した
インピーダンスであり、第１及び第２の可変コンデンサ
の容量を変えることによりインピーダンスの整合が行わ
れる。そのため従来の自動インピーダンス整合装置１で
は、高周波電源から出力される高周波電流と高周波電圧
のそれぞれのベクトル値から、高周波電流と高周波電圧
との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相差
検出器12と、高周波電流と高周波電圧のそれぞれの絶対
値から、整合インピーダンスと負荷回路インピーダンス
との差を検出してインピーダンス差検出信号を出力する
インピーダンス差検出器13と、位相差検出信号に基いて
位相差を零にするように第１のコンデンサC1の容量を変
える第１の容量可変手段14とインピーダンス差検出信号
に基いてインピーダンス差を零にするように第２の可変
コンデンサC2の容量を変える第２の容量可変手段15とを
備えている。
尚この自動インピーダンス整合装置１の基本動作は、例
えば特開昭60-134511号公報に詳細に説明されているよ
うに当業者には周知であるため、説明は省略する。
えば特開昭60-134511号公報に詳細に説明されているよ
うに当業者には周知であるため、説明は省略する。
［発明が解決しようとする問題点］ 第７図に示した高周波の電源設備においては、プラズマ
を発生させる環境内のガスの種類，ガスの圧力及びエッ
チングの強弱に応じて、負荷３に供給する電力を適宜に
変える必要がある。電力の変更は、自動インピーダンス
整合装置１によって負荷回路インピーダンスを一定に保
つ目的から、高周波電源１の高周波電圧を変えることに
よって行われている。しかしながら、位相差検出器12及
びインピーダンス差検出器13は、共に高周波電圧を利用
して位相差及びインピーダンス差を検出するため、高周
波電圧が変動すると、位相差検出信号及びインピーダン
ス差検出信号も変動することになる。したがって従来の
装置では、高周波電圧の変動によって影響を受ける位相
差検出器12及びインピーダンス差検出器13の出力に応じ
て第１及び第２の可変コンデンサの容量を変えていたた
め、迅速且つ正確にインピーダンスの整合を行うことが
できないという問題があった。
を発生させる環境内のガスの種類，ガスの圧力及びエッ
チングの強弱に応じて、負荷３に供給する電力を適宜に
変える必要がある。電力の変更は、自動インピーダンス
整合装置１によって負荷回路インピーダンスを一定に保
つ目的から、高周波電源１の高周波電圧を変えることに
よって行われている。しかしながら、位相差検出器12及
びインピーダンス差検出器13は、共に高周波電圧を利用
して位相差及びインピーダンス差を検出するため、高周
波電圧が変動すると、位相差検出信号及びインピーダン
ス差検出信号も変動することになる。したがって従来の
装置では、高周波電圧の変動によって影響を受ける位相
差検出器12及びインピーダンス差検出器13の出力に応じ
て第１及び第２の可変コンデンサの容量を変えていたた
め、迅速且つ正確にインピーダンスの整合を行うことが
できないという問題があった。
また特に、容量可変手段14,15において、第１及び第２
の可変コンデンサC1,C2の容量を変えるために駆動され
る駆動手段として直流モータが使用される場合には、入
力電圧の変動によりトルクが変動する直流モータの特性
から、高周波電圧を大きくした場合にハンチング現象が
起きる問題があった。このハンチング現象とは、直流モ
ータのトルクが必要以上に大きくなってモータが回りす
ぎ、本来停止すべき位置でモータが停止しないために、
再度整合動作が行なわれてモータが逆方向に駆動され、
整合がとれるまでモータが正転と逆転とを繰り返す現象
を云う。このようなハンチング現象が生じると、最悪の
場合にはインピーダンスを整合させることができなくな
るという問題が生じる。
の可変コンデンサC1,C2の容量を変えるために駆動され
る駆動手段として直流モータが使用される場合には、入
力電圧の変動によりトルクが変動する直流モータの特性
から、高周波電圧を大きくした場合にハンチング現象が
起きる問題があった。このハンチング現象とは、直流モ
ータのトルクが必要以上に大きくなってモータが回りす
ぎ、本来停止すべき位置でモータが停止しないために、
再度整合動作が行なわれてモータが逆方向に駆動され、
整合がとれるまでモータが正転と逆転とを繰り返す現象
を云う。このようなハンチング現象が生じると、最悪の
場合にはインピーダンスを整合させることができなくな
るという問題が生じる。
尚、ハンチング現象を防止するために、モータ入力を減
小させる手段を設けることも考えられるが、このような
手段を設けた場合には、逆に高周波電圧を小さくしたと
きに、モータの入力電圧が小さくなりすぐて回転がきわ
めておそくなったり、回転不能になり整合を取る時間が
長くかかったり、整合をとること自体ができなくなると
いう問題が生じる。
小させる手段を設けることも考えられるが、このような
手段を設けた場合には、逆に高周波電圧を小さくしたと
きに、モータの入力電圧が小さくなりすぐて回転がきわ
めておそくなったり、回転不能になり整合を取る時間が
長くかかったり、整合をとること自体ができなくなると
いう問題が生じる。
本発明の目的は、高周波電圧の変動による影響を極力受
けないようにして、迅速且つ正確にインピーダンスの整
合をとることができるようにしたインピーダンス整合装
置を提供することにある。
けないようにして、迅速且つ正確にインピーダンスの整
合をとることができるようにしたインピーダンス整合装
置を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 本出願の第１の発明は、本発明の一実施例を示す第１図
乃至第４図に見られるように、高周波電源の整合インピ
ーダンスと負荷回路インピーダンスとを自動的に整合さ
せる自動インピーダンス整合装置において、上記問題点
を解決する。そのため、本発明においては、高周波電源
２から出力される高周波電流と高周波電圧との位相差を
検出して該位相差に相応した位相差検出信号V1を出力す
る位相差検出器12と、整合インピーダンスと負荷回路イ
ンピーダンスとのインピーダンス差を検出して該インピ
ーダンス差に相応するインピーダンス差検出信号V2を出
力するインピーダンス差検出器13と、位相差を零にすべ
く容量が可変される第１の可変コンデンサC1及びインピ
ーダンス差を零にすべく容量が可変される第２の可変コ
ンデンサC2を含み高周波電源２と負荷３との間に配置さ
れる整合回路11と、第１の可変コンデンサC1の容量を変
えるために駆動される第１の駆動手段Ｍを備えた第１の
容量可変手段14′と、第２の可変コンデンサC2の容量を
変えるために駆動される第２の駆動手段Ｍを備えた第２
の容量可変手段15′と、高周波電圧と高周波電流のベク
トル和の絶対値に相応する絶対値信号V0を出力する絶対
値信号出力回路16とを具備している。そして、本発明に
おいては、第１の容量可変手段14′及び第２の容量可変
手段15′は、それぞれ絶対値信号V0により位相差検出信
号V1及びインピーダンス差検出信号V2を除算した信号に
基いて第１及び第２の駆動手段Ｍを駆動する。
乃至第４図に見られるように、高周波電源の整合インピ
ーダンスと負荷回路インピーダンスとを自動的に整合さ
せる自動インピーダンス整合装置において、上記問題点
を解決する。そのため、本発明においては、高周波電源
２から出力される高周波電流と高周波電圧との位相差を
検出して該位相差に相応した位相差検出信号V1を出力す
る位相差検出器12と、整合インピーダンスと負荷回路イ
ンピーダンスとのインピーダンス差を検出して該インピ
ーダンス差に相応するインピーダンス差検出信号V2を出
力するインピーダンス差検出器13と、位相差を零にすべ
く容量が可変される第１の可変コンデンサC1及びインピ
ーダンス差を零にすべく容量が可変される第２の可変コ
ンデンサC2を含み高周波電源２と負荷３との間に配置さ
れる整合回路11と、第１の可変コンデンサC1の容量を変
えるために駆動される第１の駆動手段Ｍを備えた第１の
容量可変手段14′と、第２の可変コンデンサC2の容量を
変えるために駆動される第２の駆動手段Ｍを備えた第２
の容量可変手段15′と、高周波電圧と高周波電流のベク
トル和の絶対値に相応する絶対値信号V0を出力する絶対
値信号出力回路16とを具備している。そして、本発明に
おいては、第１の容量可変手段14′及び第２の容量可変
手段15′は、それぞれ絶対値信号V0により位相差検出信
号V1及びインピーダンス差検出信号V2を除算した信号に
基いて第１及び第２の駆動手段Ｍを駆動する。
また本出願の第２の発明においては、その実施例を示す
第６図に見られるように、第１の容量可変手段14′は位
相差検出信号V1を絶対値検出信号V0で除算した信号に基
いて第１の駆動手段Ｍを駆動し、第２の容量可変手段1
5′は、インピーダンス差検出信号V2を電圧検出信号V3
で除算した信号に基いて第２の駆動手段を駆動する。
第６図に見られるように、第１の容量可変手段14′は位
相差検出信号V1を絶対値検出信号V0で除算した信号に基
いて第１の駆動手段Ｍを駆動し、第２の容量可変手段1
5′は、インピーダンス差検出信号V2を電圧検出信号V3
で除算した信号に基いて第２の駆動手段を駆動する。
［発明の作用］ 高周波電源の電圧、電流をそれぞれl,ｌとし、そし
てこれらの絶対値をそれぞれEl,Ilとする。実際にこれ
らの値を検出する検出回路に表れる出力は次のように表
される。
てこれらの絶対値をそれぞれEl,Ilとする。実際にこれ
らの値を検出する検出回路に表れる出力は次のように表
される。
＝ａ・l,＝ｂ・ｌ 尚a,bは定数である。
本発明は、，（絶対値はE,I）を用いて負荷回路の
状態を把握し、その制御を用う。なおはｌを分圧し
て取り出し、はｌに比例した電流を抵抗回路に流し
てその抵抗の端子電圧を取り出したもので、共に処理し
やすいレベルの電圧に変換されたものである。
状態を把握し、その制御を用う。なおはｌを分圧し
て取り出し、はｌに比例した電流を抵抗回路に流し
てその抵抗の端子電圧を取り出したもので、共に処理し
やすいレベルの電圧に変換されたものである。
負荷回路インピーダンスをｌとすれば ｌ＝l/ｌより ＝（b/a）・（／ｌ） となる。ｌのｌに対する位相角、即ちのに対す
る位相角をθとする。
る位相角をθとする。
第１の発明においては、位相差検出信号 V1＝（E2＋I2＋2EIsinθ）1/2 −（E2＋I2−2EIsinθ）1/2 とインピーダンス差検出信号 V2＝Ｅ−ｃ・Ｉ［ｃは定
数］をそれぞれ絶対値信号 V0＝｜＋｜＝（E2＋I2
＋2EIconθ）1/2で除算した信号V1/V0及びV2/V0に基い
て第１及び第２の駆動手段を駆動してインピーダンスの
整合を行う。負荷３のインピーダンスが電流に対し変化
しないと仮定した場合、高周波電圧がｎ倍になると電流
もｎ倍となる。よって、絶対値信号V0で除算した信号
［nV1/nV0＝V1/V0,nV2/nV0＝V2/V0］は、電圧の変動の
影響を受けない。負荷３のインピーダンスが電流により
変化する場合でも、高周波電圧の変動による影響を従来
より小さくすることができる。特に位相差検出信号V1を
絶対値信号V0で除算すると、負荷回路インピーダンスの
変化に伴う位相差検出信号V1の変動の影響を従来より小
さくすることができる。
数］をそれぞれ絶対値信号 V0＝｜＋｜＝（E2＋I2
＋2EIconθ）1/2で除算した信号V1/V0及びV2/V0に基い
て第１及び第２の駆動手段を駆動してインピーダンスの
整合を行う。負荷３のインピーダンスが電流に対し変化
しないと仮定した場合、高周波電圧がｎ倍になると電流
もｎ倍となる。よって、絶対値信号V0で除算した信号
［nV1/nV0＝V1/V0,nV2/nV0＝V2/V0］は、電圧の変動の
影響を受けない。負荷３のインピーダンスが電流により
変化する場合でも、高周波電圧の変動による影響を従来
より小さくすることができる。特に位相差検出信号V1を
絶対値信号V0で除算すると、負荷回路インピーダンスの
変化に伴う位相差検出信号V1の変動の影響を従来より小
さくすることができる。
本出願の第２の発明によれば、特にインピーダンス差検
出信号V2を高周波電圧の絶対値で除算するので電流の位
相差の変化による影響を受けずにインピーダンス差を零
にするための動作を行わせることができる。
出信号V2を高周波電圧の絶対値で除算するので電流の位
相差の変化による影響を受けずにインピーダンス差を零
にするための動作を行わせることができる。
［実施例］ 以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図には、第１の発明の自動インピーダンス整合装置
10を第７図に示した従来技術と同様に半導体ウェハーの
プラズマエッチングに用いる高周波電源装置に適用した
一実施例を示してある。尚第１図において、第７図に示
した従来の装置に用いられた部材と同じ部材には、第７
図に示した符号と同じ符号を付してある。
10を第７図に示した従来技術と同様に半導体ウェハーの
プラズマエッチングに用いる高周波電源装置に適用した
一実施例を示してある。尚第１図において、第７図に示
した従来の装置に用いられた部材と同じ部材には、第７
図に示した符号と同じ符号を付してある。
本実施例は、高周波電源２の高周波電流及び高周波電
圧のベクトル和の絶対値｜＋｜＝（E2＋I2＋2EIc
osθ）1/2を検出して、この値に相応する絶対値検出信
号V0を出力する絶対値信号出力回路16と、位相差検出器
12から出力され位相差検出信号V1とインピーダンス差検
出器13から出力されるインピーダンス差検出信号V2をそ
れぞれ絶対値信号V0で除算した信号に基いて第１及び第
２の可変コンデンサの容量を変える第１及び第２の容量
可変手段14′及び15′とを備えている。
圧のベクトル和の絶対値｜＋｜＝（E2＋I2＋2EIc
osθ）1/2を検出して、この値に相応する絶対値検出信
号V0を出力する絶対値信号出力回路16と、位相差検出器
12から出力され位相差検出信号V1とインピーダンス差検
出器13から出力されるインピーダンス差検出信号V2をそ
れぞれ絶対値信号V0で除算した信号に基いて第１及び第
２の可変コンデンサの容量を変える第１及び第２の容量
可変手段14′及び15′とを備えている。
位相差検出器12は、高周波電圧及び高周波電流のベクト
ル値から両者の位相差を検出して、位相差に相応する位
相差検出信号V1を出力する。第２図に示す通り、電圧ベ
クトルを90°進めて電流ベクトルを合成したベクト
ルの絶対値V11＝｜・exp（ｊπ/2）＋｜と電圧ベク
トルを90°進めて−と合成したベクトルの絶対値V1
2＝｜・exp（ｊπ/2）−｜との差V11−V12は、電圧
ベクトルと電流ベクトルの位相差に相応している。
そこで位相差検出器12は、下記（１）式に示す位相差検
出信号を出力する。
ル値から両者の位相差を検出して、位相差に相応する位
相差検出信号V1を出力する。第２図に示す通り、電圧ベ
クトルを90°進めて電流ベクトルを合成したベクト
ルの絶対値V11＝｜・exp（ｊπ/2）＋｜と電圧ベク
トルを90°進めて−と合成したベクトルの絶対値V1
2＝｜・exp（ｊπ/2）−｜との差V11−V12は、電圧
ベクトルと電流ベクトルの位相差に相応している。
そこで位相差検出器12は、下記（１）式に示す位相差検
出信号を出力する。
V1＝｜・exp（ｊπ/2）＋｜− ｜exp（ｊπ/2）−｜＝（E2＋I2＋2EIsinθ）1/2 −（E2＋I2−2EIsinθ）1/2 …（１） 上記（１）式においてV1＝０のときには、ベクトルと
ベクトルとが同相（θ＝０）である。
ベクトルとが同相（θ＝０）である。
またインピーダンス差検出器13は、次の（２）式で表わ
されるインピーダンス差検出信号V2を出力する。
されるインピーダンス差検出信号V2を出力する。
V2=E-c・I=E-(b・c/a)・(E/Zl)=E-(1-d/Zl) …（２） ここで、ｄ＝ｂ・c/aである。Zlが高周波電源のインピ
ーダンスに等しいときにZl＝ｄの関係となる。すなわち
定数ｃは、負荷回路インピーダンスZlが高周波電源のイ
ンピーダンスの大きさに等しいときにV2＝０となるよう
に、即ちZl＝ｄとなるように設定されている。したがっ
て、インピーダンス差検出信号V2が零でないということ
は、インピーダンスの整合がとれていないことを意味す
る。
ーダンスに等しいときにZl＝ｄの関係となる。すなわち
定数ｃは、負荷回路インピーダンスZlが高周波電源のイ
ンピーダンスの大きさに等しいときにV2＝０となるよう
に、即ちZl＝ｄとなるように設定されている。したがっ
て、インピーダンス差検出信号V2が零でないということ
は、インピーダンスの整合がとれていないことを意味す
る。
インピーダンス整合の最終目標は負荷回路インピーダン
スZlが高周波電源インピーダンスに等しくなることであ
り、これは位相差検出信号V1＝０でかつインピーダンス
V2＝０のときに達成される。
スZlが高周波電源インピーダンスに等しくなることであ
り、これは位相差検出信号V1＝０でかつインピーダンス
V2＝０のときに達成される。
絶対値信号出力回路16が出力する絶対値信号V0は次の
（３）式で表わされる。
（３）式で表わされる。
V0＝｜＋｜＝（E2＋I2＋2EIcosθ）1/2 …（３） この回路16の具体的な構成の一例を、第３図に示してあ
る。同図において、161は電流検出回路、162は電圧検出
回路、163は整流回路そして164は平滑回路である。電流
検出回路161は、負荷に電力を供給する線路を流れる高
周波電流を検出する検流器CTと検流器CTの２次側回路に
接続されて高周波電流に比例した電圧が両端に現われる
抵抗R1とから構成される。
る。同図において、161は電流検出回路、162は電圧検出
回路、163は整流回路そして164は平滑回路である。電流
検出回路161は、負荷に電力を供給する線路を流れる高
周波電流を検出する検流器CTと検流器CTの２次側回路に
接続されて高周波電流に比例した電圧が両端に現われる
抵抗R1とから構成される。
電圧検出器162は、一端が線路に接続され他端が抵抗R1
の一端に接続されたコンデンサC3と、一端がコンデンサ
C3と抵抗R1との接続点に接続され他端が接地されたコン
デンサC4とコンデンサC4の両端に並列接続されたインダ
クタンスL2とから構成され、コンデンサC4の両端に高周
波電圧に比例した電圧が現われる。コンデンサC4と抵抗
R1とが直列に接続されているため、抵抗R1の他端には、
高周波電流に相応する電圧と高周波電圧に相応する電圧
とが加算された交流電圧信号が得られる。
の一端に接続されたコンデンサC3と、一端がコンデンサ
C3と抵抗R1との接続点に接続され他端が接地されたコン
デンサC4とコンデンサC4の両端に並列接続されたインダ
クタンスL2とから構成され、コンデンサC4の両端に高周
波電圧に比例した電圧が現われる。コンデンサC4と抵抗
R1とが直列に接続されているため、抵抗R1の他端には、
高周波電流に相応する電圧と高周波電圧に相応する電圧
とが加算された交流電圧信号が得られる。
整流器は抵抗R1側にアノードが向けられたダイオードD1
からなり、平滑回路164は一端がダイオードD1のカソー
ドに接続された他端が接地されたコンデンサC5と、一端
がダイオードD1のカソードとコンデンサC5の一端の接続
点に接続され他端が出力端子OUT1に接続された抵抗R2
と、一端が抵抗R2の他端に接続され他端が接地されたコ
ンデンサC6とから構成される。出力端子OUT1には、｜
＋｜に相応する直流電圧の絶対値信号V0が現われる。
からなり、平滑回路164は一端がダイオードD1のカソー
ドに接続された他端が接地されたコンデンサC5と、一端
がダイオードD1のカソードとコンデンサC5の一端の接続
点に接続され他端が出力端子OUT1に接続された抵抗R2
と、一端が抵抗R2の他端に接続され他端が接地されたコ
ンデンサC6とから構成される。出力端子OUT1には、｜
＋｜に相応する直流電圧の絶対値信号V0が現われる。
第１及び第２の容量可変手段14′及び15′は、位相差検
出器12から出力される位相差検出信号V1及びインピーダ
ンス差検出器13から出力されるインピーダンス差検出信
号V2をそれぞれ絶対値信号V0で除算して得た第１及び第
２の制御信号に基いて、第１及び第２の可変コンデンサ
C1及びC2の容量を変える第１及び第２の駆動手段をそれ
ぞれ備えている。
出器12から出力される位相差検出信号V1及びインピーダ
ンス差検出器13から出力されるインピーダンス差検出信
号V2をそれぞれ絶対値信号V0で除算して得た第１及び第
２の制御信号に基いて、第１及び第２の可変コンデンサ
C1及びC2の容量を変える第１及び第２の駆動手段をそれ
ぞれ備えている。
第１の容量可変手段14′は、位相差検出信号V1を絶対値
検出信号V0で除算した第１の制御信号V1/V0を得て、こ
の信号を例えば直流モータからなる第１の駆動手段の入
力として用いて、第１のコンデンサC1の容量を位相差を
零にするように調整する。第１の制御信号V1/V0は次の
（４）式で示す通りである。
検出信号V0で除算した第１の制御信号V1/V0を得て、こ
の信号を例えば直流モータからなる第１の駆動手段の入
力として用いて、第１のコンデンサC1の容量を位相差を
零にするように調整する。第１の制御信号V1/V0は次の
（４）式で示す通りである。
V1/V0＝［（E2＋I2＋2EIsinθ）1/2 −（E2＋I2−2EIsinθ）1/2］ ／（E2＋I2＋2EIcosθ）1/2 …（４） この（４）式から明らかな通り、高周波電圧がｎ倍にな
った場合でも、負荷回路インピーダンスが電流に対して
変化しない場合には高周波電流もｎ倍になるため、理論
的には（ｎ・V1/n・V0）＝V1/V0となって第１の制御信
号は高周波電圧の変動の影響を受けることがない。また
負荷回路インピーダンスが電流に対して変化する場合に
も電圧の変動による影響を小さくできるのは勿論であ
る。尚位相差検出信号V1は負荷回路インピーダンスの大
きさの変化に対しては変動の少ないことが望ましいが第
１の制御信号V1/V0はこの変動をある程度抑制できる。
った場合でも、負荷回路インピーダンスが電流に対して
変化しない場合には高周波電流もｎ倍になるため、理論
的には（ｎ・V1/n・V0）＝V1/V0となって第１の制御信
号は高周波電圧の変動の影響を受けることがない。また
負荷回路インピーダンスが電流に対して変化する場合に
も電圧の変動による影響を小さくできるのは勿論であ
る。尚位相差検出信号V1は負荷回路インピーダンスの大
きさの変化に対しては変動の少ないことが望ましいが第
１の制御信号V1/V0はこの変動をある程度抑制できる。
第４図には、第１の容量可変手段14′の具体的な構成の
一例が示してある。同図において、DIVは位相差検出器1
2から出力される位相差検出信号V1を絶対値信号V0を増
幅した信号V0′によって除算する除算回路であり、除算
回路DIVの出力Ｋ・V1/V0′は、演算増幅器OP2によって
第１の駆動手段としての直流モータＭの駆動に必要な電
圧値まで増幅される。尚Ｋは、除算回路DIVの構成によ
って定まる定数である。
一例が示してある。同図において、DIVは位相差検出器1
2から出力される位相差検出信号V1を絶対値信号V0を増
幅した信号V0′によって除算する除算回路であり、除算
回路DIVの出力Ｋ・V1/V0′は、演算増幅器OP2によって
第１の駆動手段としての直流モータＭの駆動に必要な電
圧値まで増幅される。尚Ｋは、除算回路DIVの構成によ
って定まる定数である。
絶対値信号出力回路16から出力される絶対値信号V0は、
抵抗R4及び抵抗R6を通して演算増幅器OP1の入力端子に
出力される。演算増幅器OP1の他方の入力端子は接地さ
れ、一方の入力端子と出力端子との間には抵抗R7が並列
に接続されている。抵抗R4と抵抗R6との接続点には、一
端が接地された抵抗R5の他端が接続されている。抵抗R4
と抵抗R5との接続点には、一端が接地された抵抗R5の他
端が接続されている。抵抗R4と抵抗R5との接続点には、
定電圧供給回路CVSの一部を構成するダイオードD2のカ
ソードが接続されて、ダイオードD2のアノードは定電圧
源e1に接続されている。
抵抗R4及び抵抗R6を通して演算増幅器OP1の入力端子に
出力される。演算増幅器OP1の他方の入力端子は接地さ
れ、一方の入力端子と出力端子との間には抵抗R7が並列
に接続されている。抵抗R4と抵抗R6との接続点には、一
端が接地された抵抗R5の他端が接続されている。抵抗R4
と抵抗R5との接続点には、一端が接地された抵抗R5の他
端が接続されている。抵抗R4と抵抗R5との接続点には、
定電圧供給回路CVSの一部を構成するダイオードD2のカ
ソードが接続されて、ダイオードD2のアノードは定電圧
源e1に接続されている。
定電圧供給回路CVSは、絶対値信号V0が定電圧源e1の電
圧V01以下になると、抵抗R6の電源側に定電圧V01を供給
して、除算回路DIVの除算動作を安定化する。これは、
絶対値信号V0がノイズよりも小さい零に近い値まで小さ
くなると、ノイズの影響を受けて安定した除算を行えな
くなるからである。したがって定電圧供給回路CVSが出
力する定電圧V01は、一般的な発生ノイズよりも若干大
きい値に設定されている。
圧V01以下になると、抵抗R6の電源側に定電圧V01を供給
して、除算回路DIVの除算動作を安定化する。これは、
絶対値信号V0がノイズよりも小さい零に近い値まで小さ
くなると、ノイズの影響を受けて安定した除算を行えな
くなるからである。したがって定電圧供給回路CVSが出
力する定電圧V01は、一般的な発生ノイズよりも若干大
きい値に設定されている。
第２の容量可変手段15′は、インピーダンス差検出回路
13から出力されるインピーダンス差検出信号V2を絶対値
信号V0で除算して第２の制御検出信号V2/V0を得て、こ
の信号を第１の容量可変手段14′と同様に第２の駆動手
段（図示せず）の入力として第１のコンデンサC2の容量
をインピーダンス差を零にするように調整する。第２の
制御信号V2/V0は次の（５）式で現わされる。
13から出力されるインピーダンス差検出信号V2を絶対値
信号V0で除算して第２の制御検出信号V2/V0を得て、こ
の信号を第１の容量可変手段14′と同様に第２の駆動手
段（図示せず）の入力として第１のコンデンサC2の容量
をインピーダンス差を零にするように調整する。第２の
制御信号V2/V0は次の（５）式で現わされる。
V2/V0＝Ｅ（１−d/Zl）／ （E2＋I2＋2EIcosθ）1/2 …（５） 尚第２の容量可変手段15′としては、第４図に示した第
１の容量可変手段14′と同じ構成の回路を用いればよ
く、また出力部は第１の容量可変手段14′と第２の容量
可変手段15′と共用にしてもよい。したがって第２の容
量可変手段15′の具体的な構成についての説明は省略す
る。
１の容量可変手段14′と同じ構成の回路を用いればよ
く、また出力部は第１の容量可変手段14′と第２の容量
可変手段15′と共用にしてもよい。したがって第２の容
量可変手段15′の具体的な構成についての説明は省略す
る。
第５図には第１及び第２の容量可変手段14′,15′の具
体的回路の異なる実施例が示してある。第４図の実施例
においては、絶対値信号V0が小さくなった場合に、ノイ
ズの影響によって除算した値がふらつくのを防止するた
めに、定電圧供給回路CVSを設けて、絶対値信号V0が所
定値以下になると絶対値信号V0′を一定にするようにし
ているが、第５図の実施例では、絶対値信号V0に常時一
定の直流電圧を重畳する直流電圧重畳回路VSを設けてい
る。第５図の実施例では、直流定電圧源e2の出力端子に
一端が接続された抵抗R9が演算増幅器OP1の一方の入力
端子に接続されている。直流電圧源e2の電圧をV02とす
ると、演算増幅器OP1の出力には次の（６）式で現わさ
れる信号が出力される。
体的回路の異なる実施例が示してある。第４図の実施例
においては、絶対値信号V0が小さくなった場合に、ノイ
ズの影響によって除算した値がふらつくのを防止するた
めに、定電圧供給回路CVSを設けて、絶対値信号V0が所
定値以下になると絶対値信号V0′を一定にするようにし
ているが、第５図の実施例では、絶対値信号V0に常時一
定の直流電圧を重畳する直流電圧重畳回路VSを設けてい
る。第５図の実施例では、直流定電圧源e2の出力端子に
一端が接続された抵抗R9が演算増幅器OP1の一方の入力
端子に接続されている。直流電圧源e2の電圧をV02とす
ると、演算増幅器OP1の出力には次の（６）式で現わさ
れる信号が出力される。
V0′＝（V0・R10/R8）＋（V02・R10/R9） …（６） 絶対値信号V0が小さくなると、V0′は実質的に略V02・R
10/R9となり、一定に保たれるので、ノイズの影響を防
止することができる。
10/R9となり、一定に保たれるので、ノイズの影響を防
止することができる。
第６図は、本出願の第２の発明の一実施例を示してい
る。本実施例においては、高周波電圧を検出して高周波
電圧に相応する電圧検出信号V3を出力する電圧検出回路
17を更に設け、位相差検出信号V1を絶対値信号V0で除算
し、インピーダンス差検出信号V2を電圧検出信号V3で除
算する構成を採用している。したがって第２の容量可変
手段15′において第２の駆動手段の入力となる信号は、
次の（７）式で現わされる信号である。
る。本実施例においては、高周波電圧を検出して高周波
電圧に相応する電圧検出信号V3を出力する電圧検出回路
17を更に設け、位相差検出信号V1を絶対値信号V0で除算
し、インピーダンス差検出信号V2を電圧検出信号V3で除
算する構成を採用している。したがって第２の容量可変
手段15′において第２の駆動手段の入力となる信号は、
次の（７）式で現わされる信号である。
V2/V3＝Ｅ（１−d/Zl）/E＝（１−d/Zl） …（７） 上記（７）式から明らかな通り、本発明によれば高周波
電圧の変動による影響を受けないばかりか、位相差の変
動による影響も受けないので、より迅速且つ正確にイン
ピーダンスの整合動作を行うことができる。尚その他の
構成は、上記第１の発明の実施例と同様であるので説明
は省略する。
電圧の変動による影響を受けないばかりか、位相差の変
動による影響も受けないので、より迅速且つ正確にイン
ピーダンスの整合動作を行うことができる。尚その他の
構成は、上記第１の発明の実施例と同様であるので説明
は省略する。
以上の説明において（６）式を除く（１）〜（７）式は
V0＝V0′であるとして表している。また文中の絶対値信
号V0は厳密には第４図又は第５図におけるV0′の場合で
あっても、特にV0とV0′の相違について述べているとこ
ろ以外はV0＝V0′とみなしてV0で表している。
V0＝V0′であるとして表している。また文中の絶対値信
号V0は厳密には第４図又は第５図におけるV0′の場合で
あっても、特にV0とV0′の相違について述べているとこ
ろ以外はV0＝V0′とみなしてV0で表している。
上記各実施例においては、第１及び第２の駆動手段とし
て、直流モータを用いたが、その他のタイプのモータを
これらの駆動手段として用いることができるのは勿論で
ある。
て、直流モータを用いたが、その他のタイプのモータを
これらの駆動手段として用いることができるのは勿論で
ある。
［発明の効果］ 第１の発明においては、位相差検出信号V1とインピーダ
ンス差検出信号V2をそれぞれ絶対値信号V0で除算した信
号V1/V0及びV2/V0に基いて第１及び第２の駆動手段を駆
動してインピーダンスの整合を行うので、インピーダン
スの整合動作において高周波電圧の変動の影響を極力少
なくすることができる。したがって、第１及び第２の駆
動手段として、直流モータを用いる場合に、ハンチング
現象が発生するのを防止することができる。また位相差
検出信号V1を絶対値信号V0で除算するので、負荷のイン
ピーダンスの変化に伴う位相差検出信号の変動の影響を
従来より小さくすることができる。
ンス差検出信号V2をそれぞれ絶対値信号V0で除算した信
号V1/V0及びV2/V0に基いて第１及び第２の駆動手段を駆
動してインピーダンスの整合を行うので、インピーダン
スの整合動作において高周波電圧の変動の影響を極力少
なくすることができる。したがって、第１及び第２の駆
動手段として、直流モータを用いる場合に、ハンチング
現象が発生するのを防止することができる。また位相差
検出信号V1を絶対値信号V0で除算するので、負荷のイン
ピーダンスの変化に伴う位相差検出信号の変動の影響を
従来より小さくすることができる。
本出願の第２の発明によれば、インピーダンス差検出信
号を高周波電圧の絶対値で除算するので位相差の変化に
よる影響を受けずにインピーダンス差を零にするための
動作を行わせることができる。
号を高周波電圧の絶対値で除算するので位相差の変化に
よる影響を受けずにインピーダンス差を零にするための
動作を行わせることができる。
第１図は、第１の発明の一実施例を示す概略構成図、第
２図は位相差検出器の検出原理を示すベクトル図、第３
図は絶対値信号出力回路の具体的な構成の一例を示す回
路図、第４図は第１の容量可変手段の具体的構成の一例
を示す概略回路図、第５図は第１の容量可変手段の具体
的構成の異なる例を示す概略回路図、第６図は第２の発
明の一実施例を示す概略構成図、第７図は従来の装置を
示す概略構成図である。 ２…高周波電源、３…負荷、10…自動インピーダンス整
合装置、11…整合回路、12…位相差検出器、13…インピ
ーダンス差検出器、14′…第１の容量可変手段、15′…
第２の容量可変手段、16…絶対値信号出力回路、17…電
圧検出回路。
２図は位相差検出器の検出原理を示すベクトル図、第３
図は絶対値信号出力回路の具体的な構成の一例を示す回
路図、第４図は第１の容量可変手段の具体的構成の一例
を示す概略回路図、第５図は第１の容量可変手段の具体
的構成の異なる例を示す概略回路図、第６図は第２の発
明の一実施例を示す概略構成図、第７図は従来の装置を
示す概略構成図である。 ２…高周波電源、３…負荷、10…自動インピーダンス整
合装置、11…整合回路、12…位相差検出器、13…インピ
ーダンス差検出器、14′…第１の容量可変手段、15′…
第２の容量可変手段、16…絶対値信号出力回路、17…電
圧検出回路。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−139111（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−134511（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−221020（ＪＰ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】高周波電源の整合インピーダンスと負荷回
路インピーダンスとを自動的に整合させる自動インピー
ダンス整合装置において、 高周波電源から出力される高周波電流と高周波電圧との
位相差を検出して該位相差に相応した位相差検出信号を
出力する位相差検出器と、 前記整合インピーダンスと前記負荷回路インピーダンス
とのインピーダンス差を検出して該インピーダンス差に
相応するインピーダンス差検出信号を出力するインピー
ダンス差検出器と、 前記位相差を零にすべく容量が可変される第１の可変コ
ンデンサ及び前記インピーダンス差を零にすべく容量が
可変される第２の可変コンデンサを含み前記高周波電源
と負荷との間に配置される整合回路と、 前記第１の可変コンデンサの容量を変えるために駆動さ
れる第１の駆動手段を備えた第１の容量可変手段と、 前記第２の可変コンデンサの容量を変えるために駆動さ
れる第２の駆動手段を備えた第２の容量可変手段と、 前記高周波電圧と前記高周波電流のベクトル和の絶対値
に相応する絶対値信号を出力する絶対値信号出力回路と
を具備し、 前記第１及び第２の容量可変手段はそれぞれ前記絶対値
信号により前記位相差検出信号及び前記インピーダンス
差検出信号を除算した信号に基いて前記第１及び第２の
駆動手段を駆動することを特徴とする自動インピーダン
ス整合装置。 - 【請求項２】前記第１及び第２の容量可変手段は、前記
除算を行う除算回路と、該除算回路の出力を増幅する増
幅回路と該増幅回路の出力によって駆動される直流モー
タとからなる特許請求の範囲第１項に記載の自動インピ
ーダンス整合装置。 - 【請求項３】前記第１及び第２の容量可変手段は、前記
絶対値信号に所定の直流電圧を重畳する直流電圧重畳回
路を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第２項
に記載の自動インピーダンス整合装置。 - 【請求項４】前記第１及び第２の容量可変手段は、前記
絶対値信号が所定値以下になると前記除算回路に前記絶
対値信号に代えて前記所定値の定電圧信号を供給する定
電圧信号供給回路を備えていることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載の自動インピーダンス整合装置。 - 【請求項５】高周波電源の整合インピーダンスと負荷回
路インピーダンスとを自動的に整合させる自動インピー
ダンス整合装置において、 高周波電源から出力される高周波電流と高周波電圧との
位相差を検出して前記位相差に相応した位相差検出信号
を出力する位相差検出器と、 前記整合インピーダンスと前記負荷回路インピーダンス
とのインピーダンス差を検出して該インピーダンス差に
相応するインピーダンス差検出信号を出力するインピー
ダンス差検出器と、 前記位相差を零にすべく容量が可変される第１の可変コ
ンデンサ及び前記インピーダンス差を零にすべく容量が
可変される第２の可変コンデンサを含み前記高周波電源
と負荷との間に配置される整合回路と、 前記第１の可変コンデンサの容量を変えるために駆動さ
れる第１の駆動手段を備えた第１の容量可変手段と、 前記第２の可変コンデンサの容量を変えるために駆動さ
れる第２の駆動手段を備えた第２の容量可変手段と、 前記高周波電圧と前記高周波電流のベクトル和の絶対値
に相応する絶対値信号を出力する絶対値信号出力回路
と、 前記高周波電圧を検出して該高周波電圧に相応する電圧
検出信号を出力する高周波電圧検出回路とを具備してな
り、 前記第１の容量可変手段は前記位相差検出信号を前記絶
対値検出信号で除算した信号に基いて前記第１の駆動手
段を駆動し、 前記第２の容量可変手段は、前記インピーダンス差検出
信号を前記電圧検出信号で除算した信号に基いて前記第
２の駆動手段を駆動することを特徴とする自動インピー
ダンス整合装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26568186A JPH0710041B2 (ja) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | 自動インピ−ダンス整合装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26568186A JPH0710041B2 (ja) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | 自動インピ−ダンス整合装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63120514A JPS63120514A (ja) | 1988-05-24 |
| JPH0710041B2 true JPH0710041B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=17420523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26568186A Expired - Lifetime JPH0710041B2 (ja) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | 自動インピ−ダンス整合装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0710041B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0770944B2 (ja) * | 1991-03-28 | 1995-07-31 | 株式会社芝浦製作所 | 高周波インピ−ダンス整合回路 |
| US5842154A (en) * | 1997-09-15 | 1998-11-24 | Eni Technologies, Inc. | Fuzzy logic tuning of RF matching network |
| JP2003204237A (ja) * | 2001-11-05 | 2003-07-18 | Daihen Corp | インピーダンス整合装置 |
| JP5729088B2 (ja) * | 2011-03-30 | 2015-06-03 | ヤマハ株式会社 | オーディオ機器 |
| JP5892354B2 (ja) * | 2015-01-19 | 2016-03-23 | ヤマハ株式会社 | オーディオ機器 |
-
1986
- 1986-11-10 JP JP26568186A patent/JPH0710041B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63120514A (ja) | 1988-05-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |