JPH0697186B2 - 振動信号の解析装置 - Google Patents
振動信号の解析装置Info
- Publication number
- JPH0697186B2 JPH0697186B2 JP20014687A JP20014687A JPH0697186B2 JP H0697186 B2 JPH0697186 B2 JP H0697186B2 JP 20014687 A JP20014687 A JP 20014687A JP 20014687 A JP20014687 A JP 20014687A JP H0697186 B2 JPH0697186 B2 JP H0697186B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- periodic signal
- pulse
- pass filter
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、振動の時間領域，周波数領域等における種々
の特性を解析する振動信号の解析装置に関する。
の特性を解析する振動信号の解析装置に関する。
〔従来の技術〕 たとえば、回転機械の異常を診断，解析するために、回
転機械から発生する時系列的な振動信号を解析する方法
が知られている。このような時系列的な振動信号を解析
するための手段として、ディジタル信号処理法を利用し
た解析装置が使用されている。（特開昭59-94018号公報
等参照）。
転機械から発生する時系列的な振動信号を解析する方法
が知られている。このような時系列的な振動信号を解析
するための手段として、ディジタル信号処理法を利用し
た解析装置が使用されている。（特開昭59-94018号公報
等参照）。
この解析装置においては、振動のアナログ信号は、低域
通過フィルタにより高域を減衰させたのちにA/D変換器
により一定のサンプリング周期でA/D変換される。な
お、A/D変換に先立ち低域通過フィルタを通過させるの
は、A/D変換時に離散的にサンプリングが行われること
により生じるエイリアシング（aliasing）現象を防止す
るためである。A/D変換に際しては、たとえば回転機械
の回転を表す回転パルス信号等の周期信号を基準とし
て、信号データすなわちこの場合振動のアナログ信号の
サンプリングを行っている。また、前記低域通過フィル
タの遮断周波数を設定するために、やはり前記周期信号
を基準とした信号を使用している。このとき、従来の解
析装置においては、周期信号から共通の回路によりサン
プリングパルス及び低域通過フィルタの遮断周波数を設
定する信号を生成している。
通過フィルタにより高域を減衰させたのちにA/D変換器
により一定のサンプリング周期でA/D変換される。な
お、A/D変換に先立ち低域通過フィルタを通過させるの
は、A/D変換時に離散的にサンプリングが行われること
により生じるエイリアシング（aliasing）現象を防止す
るためである。A/D変換に際しては、たとえば回転機械
の回転を表す回転パルス信号等の周期信号を基準とし
て、信号データすなわちこの場合振動のアナログ信号の
サンプリングを行っている。また、前記低域通過フィル
タの遮断周波数を設定するために、やはり前記周期信号
を基準とした信号を使用している。このとき、従来の解
析装置においては、周期信号から共通の回路によりサン
プリングパルス及び低域通過フィルタの遮断周波数を設
定する信号を生成している。
従来の装置においては、上述のように、A/D変換器に対
するサンプリングパルス及び低域通過フィルタの遮断周
波数を設定する信号が共通の回路から生成されているた
め、周期信号とサンプリングパルスが同期しない場合が
生じる。すなわち、低域通過フィルタの遮断周波数を制
御するための信号は、遮断周波数を滑らかに変化させる
ために連続的に発生させる必要がある。しかし、このよ
うにするとサンプリングパルスも同時に制御されてしま
うため、周期信号の周波数がわずかでも変化すると、サ
ンプリングパルスの発生タイミングが周期信号に対して
ずれたものとなり、サンプリングパルスは周期信号と完
全に同期がとれた信号とはならない。
するサンプリングパルス及び低域通過フィルタの遮断周
波数を設定する信号が共通の回路から生成されているた
め、周期信号とサンプリングパルスが同期しない場合が
生じる。すなわち、低域通過フィルタの遮断周波数を制
御するための信号は、遮断周波数を滑らかに変化させる
ために連続的に発生させる必要がある。しかし、このよ
うにするとサンプリングパルスも同時に制御されてしま
うため、周期信号の周波数がわずかでも変化すると、サ
ンプリングパルスの発生タイミングが周期信号に対して
ずれたものとなり、サンプリングパルスは周期信号と完
全に同期がとれた信号とはならない。
その結果、解析される振動信号中の任意の周波数スペク
トルの周期信号に対する位相のずれが各測定ごとに一定
にならず、正確な位相の評価ができなかった。
トルの周期信号に対する位相のずれが各測定ごとに一定
にならず、正確な位相の評価ができなかった。
たとえば、第２図（ａ）に示されるように、入力信号が
周期信号に同期した正弦波である場合、周期信号と完全
には同期しないサンプリングパルスを用いてA/D変換す
ると、正弦波のサンプリング点（黒丸で示す）は、理想
トリガ点T0とは一致しない場合がある。たとえば、ある
測定では第２図（ａ）に示すようにサンプリングの点P1
が偶然理想トリガ点T0と一致するが、一定周期後の次の
測定では第２図（ｂ）に示すようにサンプリングの点P2
は理想トリガ点T0と一致しない。すなわち、測定毎に異
なった点がサンプリングされてしまい測定誤差となる。
この最大誤差は１サンプリング周期となる。最大位相誤
差は次式（１）より求まる。
周期信号に同期した正弦波である場合、周期信号と完全
には同期しないサンプリングパルスを用いてA/D変換す
ると、正弦波のサンプリング点（黒丸で示す）は、理想
トリガ点T0とは一致しない場合がある。たとえば、ある
測定では第２図（ａ）に示すようにサンプリングの点P1
が偶然理想トリガ点T0と一致するが、一定周期後の次の
測定では第２図（ｂ）に示すようにサンプリングの点P2
は理想トリガ点T0と一致しない。すなわち、測定毎に異
なった点がサンプリングされてしまい測定誤差となる。
この最大誤差は１サンプリング周期となる。最大位相誤
差は次式（１）より求まる。
たとえば、解析データ長1024点，解析点を32点目とする
と、最大位相誤差は（32/1024）×360＝11.25度とな
る。
と、最大位相誤差は（32/1024）×360＝11.25度とな
る。
このように、従来の解析装置においては、位相誤差が大
きくなるため、位相の変化を精度よく解析することがで
きなかった。
きくなるため、位相の変化を精度よく解析することがで
きなかった。
なお、このサンプリングパルスを周期信号に同期させる
ために、周期信号の入力と同時にサンプリングを開始す
ることが考えられる。しかし、この場合、周期信号が入
力されるまでサンプリングパルスが出力されないため、
パルス信号又はこれと同等な信号を用いて遮断周波数を
設定している低域通過フィルタを動作させることができ
ない。そのため、前記のエイリアシング現象が発生し、
解析精度が著しく低下してしまう欠点が生じる。
ために、周期信号の入力と同時にサンプリングを開始す
ることが考えられる。しかし、この場合、周期信号が入
力されるまでサンプリングパルスが出力されないため、
パルス信号又はこれと同等な信号を用いて遮断周波数を
設定している低域通過フィルタを動作させることができ
ない。そのため、前記のエイリアシング現象が発生し、
解析精度が著しく低下してしまう欠点が生じる。
そこで、本発明は、振動信号中の任意の周波数スペクト
ルの周期信号に対する位相の変化を精度よく解析するこ
とを目的とする。
ルの周期信号に対する位相の変化を精度よく解析するこ
とを目的とする。
本発明の振動信号の解析装置は、前記目的を達成するた
め、振動を表すアナログ信号を低域通過フィルタに通
し、更にA/D変換器によりディジタル信号に変換したの
ちに、時間領域，周波数領域等における解析を行う装置
において、周期信号を基準として前記低域通過フィルタ
の遮断周波数を設定する手段と、前記周期信号を分周或
いは逓倍して前記周期信号に同期したパルスを生成し該
パルスを前記A/D変換器にサンプリングパルスとして供
給する手段とを、それぞれ独立して設けたことを特徴と
する。
め、振動を表すアナログ信号を低域通過フィルタに通
し、更にA/D変換器によりディジタル信号に変換したの
ちに、時間領域，周波数領域等における解析を行う装置
において、周期信号を基準として前記低域通過フィルタ
の遮断周波数を設定する手段と、前記周期信号を分周或
いは逓倍して前記周期信号に同期したパルスを生成し該
パルスを前記A/D変換器にサンプリングパルスとして供
給する手段とを、それぞれ独立して設けたことを特徴と
する。
〔実施例〕 以下、図面を参照しながら、実施例により本発明の特徴
を具体的に説明する。
を具体的に説明する。
第１図は、本実施例において使用した解析装置の機能を
表すブロック図である。
表すブロック図である。
入力端子１から入力された振動のアナログ信号は、アナ
ログ信号処理部３で積分，ゲイン調整等の処理を施され
た後、低域通過フィルタ５に入力される。この低域通過
フィルタ５の遮断周波数は、たとえば、周期信号入力端
子２から入力された周期信号に基づいて遮断周波数制御
回路４により制御される。低域通過フィルタ５として
は、たとえば、スイッチトキャパシタ方式のフィルタを
使用することができ、この場合は、制御信号として入力
されるパルスの周波数を変えることにより遮断周波数が
変化する。
ログ信号処理部３で積分，ゲイン調整等の処理を施され
た後、低域通過フィルタ５に入力される。この低域通過
フィルタ５の遮断周波数は、たとえば、周期信号入力端
子２から入力された周期信号に基づいて遮断周波数制御
回路４により制御される。低域通過フィルタ５として
は、たとえば、スイッチトキャパシタ方式のフィルタを
使用することができ、この場合は、制御信号として入力
されるパルスの周波数を変えることにより遮断周波数が
変化する。
この遮断周波数を制御するための信号は、従来技術の項
において説明したように、低域通過フィルタ５の遮断周
波数を滑らかに変化させるために連続的に発生させる必
要があり、そのため周期信号と完全に同期がとれた信号
とはならない場合がある。したがって、この信号を後述
するA/D変換におけるタイミングパルスとするのは好ま
しくない。
において説明したように、低域通過フィルタ５の遮断周
波数を滑らかに変化させるために連続的に発生させる必
要があり、そのため周期信号と完全に同期がとれた信号
とはならない場合がある。したがって、この信号を後述
するA/D変換におけるタイミングパルスとするのは好ま
しくない。
前記低域通過フィルタ５における遮断周波数を制御する
方法としては、たとえば、装置内部にある水晶発振器等
の基準発振器で生成されたクロックを基準クロックとし
て、分周・逓倍回路により周期信号を分周或いは逓倍し
てパルス信号を生成することにより、生成したパルス信
号の周波数を変化させるもの等がある。ここで周期信号
を分周或いは逓倍するのは、遮断周波数の精度を高める
ため及び制御信号として入力されるパルスの周波数をス
イッチトキャパシタの許容周波数内に設定するためであ
る。
方法としては、たとえば、装置内部にある水晶発振器等
の基準発振器で生成されたクロックを基準クロックとし
て、分周・逓倍回路により周期信号を分周或いは逓倍し
てパルス信号を生成することにより、生成したパルス信
号の周波数を変化させるもの等がある。ここで周期信号
を分周或いは逓倍するのは、遮断周波数の精度を高める
ため及び制御信号として入力されるパルスの周波数をス
イッチトキャパシタの許容周波数内に設定するためであ
る。
なお、低域通過フィルタ５としてアクティブフィルタを
使用することもでき、この場合は、周期信号の周波数を
直流電圧レベルに変換し、このレベルによりフィルタの
遮断周波数を制御するようにする。
使用することもでき、この場合は、周期信号の周波数を
直流電圧レベルに変換し、このレベルによりフィルタの
遮断周波数を制御するようにする。
低域通過フィルタ５を通過した振動信号のアナログ信号
は、A/D変換器７によりディジタル信号へ変換される
が、このA/D変換は、サンプリングパルス生成回路６で
生成されたサンプリングパルスの発生タイミングで行な
われる。このサンプリングパルスの生成には、たとえば
前記した低域通過フィルタ５の遮断周波数の制御方法の
例とほぼ同様な方法を用いるが、サンプリングパルスの
発生タイミングを周期信号に完全に同期させるために、
一定周期で行われる各測定毎に、周期信号を第３図に示
されるトリガ信号発生回路61に入力し、第４図（ａ）に
示されるような信号中に含まれた周期を示すパルスが破
線で示すトリガレベルを越えたと同時に、第４図（ｂ）
に示されるようなサンプリングパルス発生用トリガ信号
を発生させる。そして、分周・逓倍回路62において、同
トリガ信号に同期して第４図（ｃ）に示されるようなサ
ンプリングパルスを発生させるようにしている。
は、A/D変換器７によりディジタル信号へ変換される
が、このA/D変換は、サンプリングパルス生成回路６で
生成されたサンプリングパルスの発生タイミングで行な
われる。このサンプリングパルスの生成には、たとえば
前記した低域通過フィルタ５の遮断周波数の制御方法の
例とほぼ同様な方法を用いるが、サンプリングパルスの
発生タイミングを周期信号に完全に同期させるために、
一定周期で行われる各測定毎に、周期信号を第３図に示
されるトリガ信号発生回路61に入力し、第４図（ａ）に
示されるような信号中に含まれた周期を示すパルスが破
線で示すトリガレベルを越えたと同時に、第４図（ｂ）
に示されるようなサンプリングパルス発生用トリガ信号
を発生させる。そして、分周・逓倍回路62において、同
トリガ信号に同期して第４図（ｃ）に示されるようなサ
ンプリングパルスを発生させるようにしている。
このサンプリングパルス生成回路６で生成されたサンプ
リングパルスに同期してA/D変換器７でディジタル信号
に変換された振動信号は、周波数解析，振幅解析等の解
析を行う信号解析部８に入力される。そして、この信号
解析部８において回転機械の異常原因推定のための解析
が行われる。
リングパルスに同期してA/D変換器７でディジタル信号
に変換された振動信号は、周波数解析，振幅解析等の解
析を行う信号解析部８に入力される。そして、この信号
解析部８において回転機械の異常原因推定のための解析
が行われる。
次に、A/D変換器７によりアナログ信号からディジタル
信号に変換された振動信号の周期信号に対する位相の変
化を第２図により説明する。
信号に変換された振動信号の周期信号に対する位相の変
化を第２図により説明する。
第２図は、A/D変換器７の入力波形の例として周期信号
に同期した正弦波を示している。第２図において、T0は
サンプリングにおける理想トリガ点である。A/D変換が
常に周期信号と完全に同期した理想的なタイミングで行
われれば、第２図（ａ）に示されるように、正弦波の複
数のサンプリング点（黒丸で示す）中の一点、たとえ
ば、点P1は正弦波の一周期毎に常に理想トリガ点T0に一
致し位相変化はない。すなわち、サンプリング点と理想
トリガ点との位相差は０となる。
に同期した正弦波を示している。第２図において、T0は
サンプリングにおける理想トリガ点である。A/D変換が
常に周期信号と完全に同期した理想的なタイミングで行
われれば、第２図（ａ）に示されるように、正弦波の複
数のサンプリング点（黒丸で示す）中の一点、たとえ
ば、点P1は正弦波の一周期毎に常に理想トリガ点T0に一
致し位相変化はない。すなわち、サンプリング点と理想
トリガ点との位相差は０となる。
そこで、本実施例においては、先に説明したように、サ
ンプリングパルス生成回路６において、第２図（ｃ）の
ように、トリガが入力されると同時にサンプリングを開
始させる。これにより、正弦波のサンプリング点、たと
えば、P3における位相の最大誤差は基準クロックの周期
となり、次式（２）で与えられる。
ンプリングパルス生成回路６において、第２図（ｃ）の
ように、トリガが入力されると同時にサンプリングを開
始させる。これにより、正弦波のサンプリング点、たと
えば、P3における位相の最大誤差は基準クロックの周期
となり、次式（２）で与えられる。
たとえば、上記第２図（ｃ）のときの条件で100Hzの正
弦波を解析し、このときの基準クロックの周波数が10MH
zであるとすれば、最大位相誤差は（32×100/10×106）
×360＝0.1152度となる。
弦波を解析し、このときの基準クロックの周波数が10MH
zであるとすれば、最大位相誤差は（32×100/10×106）
×360＝0.1152度となる。
このように、本実施例によれば、従来例による位相誤差
11.25度に対して100分の１程度の誤差で精度よく解析す
ることが可能となる。
11.25度に対して100分の１程度の誤差で精度よく解析す
ることが可能となる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、A/D
変換器にサンプリングパルスを供給する手段を、低域通
過フィルタの遮断周波数を設定する手段とは独立して設
けたので、遮断周波数を制御するための信号を変化させ
ても、A/D変換のサンプリングパルスには影響を与えな
い。したがって、A/D変換のタイミングを周期信号に同
期したものとすることができる。これにより、周期信号
と被解析振動信号とが同期している場合には、測定毎に
常に振動信号の同じ点が検出され、振動信号中の任意の
周波数のスペクトルの周期信号に対する位相の変化を従
来に比べて大幅に小さくすることができる。したがっ
て、振動信号を精度よく解析することが可能となり、た
とえば、回転機械の異常を診断する場合に、振動信号か
ら異常原因を確実に推定できるようになる。
変換器にサンプリングパルスを供給する手段を、低域通
過フィルタの遮断周波数を設定する手段とは独立して設
けたので、遮断周波数を制御するための信号を変化させ
ても、A/D変換のサンプリングパルスには影響を与えな
い。したがって、A/D変換のタイミングを周期信号に同
期したものとすることができる。これにより、周期信号
と被解析振動信号とが同期している場合には、測定毎に
常に振動信号の同じ点が検出され、振動信号中の任意の
周波数のスペクトルの周期信号に対する位相の変化を従
来に比べて大幅に小さくすることができる。したがっ
て、振動信号を精度よく解析することが可能となり、た
とえば、回転機械の異常を診断する場合に、振動信号か
ら異常原因を確実に推定できるようになる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック回路図、第２
図はA/D変換器に入力されるアナログ信号とサンプリン
グ点の例を示す模式図、第３図はサンプリングパルス生
成回路の一例を示すブロック図、第４図はサンプリング
パルス生成回路の動作を説明するための図である。
図はA/D変換器に入力されるアナログ信号とサンプリン
グ点の例を示す模式図、第３図はサンプリングパルス生
成回路の一例を示すブロック図、第４図はサンプリング
パルス生成回路の動作を説明するための図である。
Claims (1)
- 【請求項１】振動を表すアナログ信号を低域通過フィル
タに通し、更にA/D変換器によりディジタル信号に変換
したのちに、時間領域，周波数領域等における解析を行
う装置において、周期信号を基準として前記低域通過フ
ィルタの遮断周波数を設定する手段と、前記周期信号を
分周或いは逓倍して前記周期信号に同期したパルスを生
成し該パルスを前記A/D変換器にサンプリングパルスと
して供給する手段とを、それぞれ独立して設けたことを
特徴とする振動信号の解析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20014687A JPH0697186B2 (ja) | 1987-08-10 | 1987-08-10 | 振動信号の解析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20014687A JPH0697186B2 (ja) | 1987-08-10 | 1987-08-10 | 振動信号の解析装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6443730A JPS6443730A (en) | 1989-02-16 |
| JPH0697186B2 true JPH0697186B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=16419553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20014687A Expired - Lifetime JPH0697186B2 (ja) | 1987-08-10 | 1987-08-10 | 振動信号の解析装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697186B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105806474B (zh) * | 2016-06-01 | 2019-02-15 | 国网上海市电力公司 | 一种旋转机械振动测量方法 |
-
1987
- 1987-08-10 JP JP20014687A patent/JPH0697186B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6443730A (en) | 1989-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2152705C (en) | Nuclear magnetic resonance receiver, method and system | |
| US6970738B1 (en) | Complex impedance spectrometer using parallel demodulation and digital conversion | |
| JPH04229B2 (ja) | ||
| EP0458515B1 (en) | Method and apparatus for testing delta-sigma modulators | |
| JP7391341B2 (ja) | 電気角取得システム、電気角取得方法および電気角取得プログラム | |
| US9244106B2 (en) | Method and device for measuring the phase-noise spectrum of a pulsed sinusoidal signal | |
| EP0191478A2 (en) | Measurement circuit for evaluating a digital-to-analog converter | |
| US7425908B2 (en) | Method of generating a digital signal that is representative of match errors in an analog digital conversion system with the time interleaving, and an analog digital converter with time interleaving using same | |
| JPH0697186B2 (ja) | 振動信号の解析装置 | |
| JP2000180484A (ja) | 高調波測定装置 | |
| JPH0153728B2 (ja) | ||
| Lund et al. | A digital system for the generation of acoustic stimuli and the analysis of cellular vibration data | |
| US7764207B2 (en) | Digital processor | |
| JP2001056359A (ja) | 半導体試験装置 | |
| US5631646A (en) | Method for determination of errors in analogue-digital conversion | |
| JP2000284008A (ja) | 周波数測定方法及び周波数測定装置 | |
| JP2587970B2 (ja) | インピーダンス測定装置 | |
| JPH08152375A (ja) | アンバランス測定装置 | |
| JPH05264335A (ja) | 回転次数比分析方法および装置 | |
| JP2627758B2 (ja) | 信号発生装置 | |
| JP2624696B2 (ja) | スペクトル推定装置 | |
| JPH09196977A (ja) | スペクトラムアナライザ | |
| JP3135635B2 (ja) | パワーアナライザ装置 | |
| JP3284145B2 (ja) | Ｐｌｌ同期式測定装置 | |
| JP2004286511A (ja) | 光サンプリング装置および光波形観測システム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 13 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071130 |