JPH0691657B2

JPH0691657B2 - 自動周波数制御回路

Info

Publication number: JPH0691657B2
Application number: JP60099813A
Authority: JP
Inventors: 正芳平嶋
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-05-10
Filing date: 1985-05-10
Publication date: 1994-11-14
Anticipated expiration: 2009-11-14
Also published as: JPS61257093A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、特に衛星放送受信機のローカル周波数の安定
化回路に用いる自動周波数制御回路に関するものであ
る。

従来の技術従来のこの種制御手段として、第２ローカル周波数にPLLをかけて安定化をはかる
もの、 IF出力を検波し、Ｓカーブ特性でAFCをかけるも
の。（一例は、58年９月電波技術協会発行の冊子「衛星
放送受信機」の50〜51頁に示されている）このような方
式では、第１ローカル周波数（LNBのローカル）がずれ
ると、IFを正確にｉに保つことはできない。

又、第２ローカル周波数l₂を、PLLで水晶発振周
波数と比較する方式では第１ローカル周波数のドリフト
と無関係に、PLLの分周比で第２ローカル周波数l₂が
決まり、中間周波数ｉがずれる。

発明が解決しようとする問題点従来の方式では、LNBのローカルずれを検出していない
ので、LNBのローカルがずれると対応できず、手動調整
を必要としたが、本発明では、LNBローカルのずれを検
出し、第２ミキサのローカル周波数をLNBのローカル周
波数に合わせてシフトさせるようにして自動的に周波数
制御をはかるものである。

問題点を解決するための手段本発明による自動周波数制御回路は、検波出力中の白ピ
ーク及び黒ピークノイズを数え、両者の数が等しくなる
ように第２ミキサのローカル周波数をシフトさせ、LNB
のローカルずれに対応させることを特徴とする。

作用本発明によれば、IF周波数をｉとし、正規の入力周波
数をｘとすると、その時、PLL方式ならば、分周比はn
xと決まる。ｘがずれた時、白ピーク，黒ピークノイ
ズが増減するので、これを検出し、両者が等しくなるよ
う、第２ミキサーのローカルl₂をΔだけずらす。即
ち、nx＋Δｎに分周比を変えて、ｘ＋Δに対応させ
る。下の式は、上側ローカルの l₂−ｘ＝ｉ場合である。LNBのローカル周波数がずれると、ｘ_′
＝ｘ＋Δとなるので、l₂ _′＝l₂＋Δにすれば l₂ _′−ｘ_′＝（l₂＋Δ） −（ｘ＋Δ）＝ｉとなり、常にIF周波数は正規の値に保たれる。

実施例第１図に本発明の主要部、第２図A,Bに本発明を実施す
る前および実施した場合の画面の例、第３図に、本発明
の実施例を組込んだ衛星放送受信機の全体構成、第４図
に本発明を実施した場合の信号波形の変化をおのおの示
す。

第３図で１は衛星放送の電波を受信するパラボラアンテ
ナ、２は、パラボラアンテナ１で受信する超高周波信号
（例えば12GHz帯や4GHz帯の電波）を1GHz帯（ここでは9
50MHz〜1450MHzと考える）の電波に変換する低雑音コン
バーター（LNB）である。３はパラボラアンテナ１の支
柱で、複数の衛星の電波を受信する場合は、パラボラア
ンテナ１を回転させる機構が取り付けられる。４は高周
波特性が良く、1GHz帯の信号を減衰させないケーブルで
ある。１〜４は屋外に設置される。５は、衛星放送受信
機で、IDU（Indoor Unitの略）とも呼ばれる。６は第２
ミキサーと呼ばれるチューナーで、前記1GHz帯の信号の
中の、一つのチャンネルの信号をIF周波数（例えば402.
75MHzや、510MHz）に変換する。７は、IFアンプ、８はF
Mの広帯域検波器で、例えば帯域巾30MHz以上にわたり良
好なリニアリティ特性を有する。９は音声の復調回路
で、PCMの場合はPCM復調、FMの場合はFM検波する。

14は本発明の特徴とする、白ピーク，黒ピーク雑音信号
の数がほぼ等しくなるように第２ローカルを制御する回
路である。なお、この回路14を単なるバッファアンプと
すれば、通常のIDUと同一構成になる。11は、基底周波
数帯で、映像及び音声信号を出力する為のバッファアン
プ、10は、音声復調回路９及び制御回路14の出力をRF信
号出力に変換するコンバーターである。このRFコンバー
ター10のRF出力は、VHF帯であり、これを、VHF帯用ケー
ブル12で、通常のテレビ受信機13のアンテナ入力に持続
し、第２図Ａの如き画像を得る。１〜８の間の伝送系
で、C/Nが劣化し、LNB2のローカルがずれると第２図Ａ
の如く白ピーク又は黒ピークの一方の雑音Ｎが画面に多
く現われる。

本発明の回路を用いれば、上記現象が第２図Ｂの如く
白，黒ピークノイズがほぼ等しくなりLNB2のローカルず
れを補償できる。

上記制御回路14の具体構成を第１図15〜33のブロックで
示す。第１図において、15はペデスタルクランプ回路
で、ペデスタルクランプパルスは回路18で形成する。16
は同期分離回路で、その出力で、水平AFC回路17の同期
をとる。19は同期分離回路16の出力を積分して、垂直同
期パルスを得る。垂直同期パルス発生回路である。上記
クランプパルス発生回路18は水平AFC回路17の出力を適
当に整形し、遅延して第４図Ｂの如き位相のペデスタル
クランプパルスを形成する。垂直同期パルス発生回路19
の出力水平AFC回路と17の出力で第５図φ_３に示すよう
に垂直帰線期間（VBL）以上の期間のみ低（又は高）レ
ベルとなるパルスをカウンタ・ゲート20で形成する。こ
のカウンタ・ゲート20はカウンタと、フリップフロップ
で容易に構成できる。これはペデスタルクランプ回路15
のペデスタルクランプ動作を、VBLは禁止し、かつ、パ
ルスカウンタ27PをVBL中は停止させる為である。

第５図φ_１は垂直同期で見た映像信号で、t₀〜t₃が垂直
帰線期間で、φ_１のt₁から始まる3H巾の斜線部が垂直同
期パルスであり、これを積分すると、第５図φ_２が垂直
同期パルス発生回路19の出力として得られる。このよう
にして、第５図のt₃〜t₀の期間、ペデスタルクランプ回
路15で第４図Ａの信号をペデスタルクランプする。この
時ペデスタルの部分にカラーバーストが重畳されている
事が多いのでクランプ時に、バースト信号に影響を与え
ないよう、いわゆるソフトクランプを行なう事は云うま
でもない。第４図A,Bでは、簡単の為ペデスタルレベルV
_Pと、黒レベルV_Bとを等しく選んである。従って、黒レ
ベルV_Bが一定レベルにクランプされると、検波出力値は
一定になるので、白レベルV_Wも一定に定まる。

バッファアンプ21は、DC結合である。次の黒ピーク検出
回路22では、第４図Ａの黒レベルV_Bよりも黒レベルの雑
音信号N_Bを検出し、パルス整形回路23でレベル変換し、
パルスに整形する。この場合、パルス整形回路23の出力
は第４図Ｄとなる。一方、白ピーク検出回路24では、第
４図Ａの白レベルV_Wを越る雑音信号N_Wを検出し、パルス
整形回路25でレベル変換し、パルスに整形する。このパ
ルス整形回路25の出力は第４図Ｃとなる。第４図ＣとＤ
の論理和をORゲート26により形成すると、ORゲート26の
出力は第４図Ｅとなる。27Pはパルスカウンタで、前述
の如く、第５図t₃〜t₀の期間のORゲート26の出力を毎フ
ィールド数える。パルスカウンタ27Pと、フリップフロ
ップ29Fとを第１図の如く構成しておくと、カウンタ27P
は、t₃〜t₀間のみ、φ_３が低レベル故カウントする。上
記カウンタ27Pとしては、例えばTTLのバイナリカウンタ
SN74 LS93が考えられる。

一方、フィールドカウンタ27Fで、カウンタ・ゲート20
の出力をカウントし、例えば4096フィールド（約1.1
分）毎に、１回リセットパルスを発生させて、フリップ
フロップ29Fをリセットするように構成しておく。１フ
ィールド中に16ケ以上の雑音パルスがORゲート26からカ
ウンタ27Pへ加えられると、カウンタ27Pの2³出力はＨ→
Ｌと変化し、フリップフロップ29FのＳ端子にこの変化
が伝わり、フリップフロップ29Fがセットされ、出力端
ＱがＨ、がＬになり、サンプルホールド回路28Hの出
力が、リレー29Rを介してスイッチ32Sへ伝えられる。フ
リップフロップ29Fの出力端ＱがＨの時、リレー29Rはサ
ンプルホールド回路28Hの出力をスイッチ32Sへ伝える。
カウンタ27Pは、１フィールド毎に、t₀〜t₃間にクリア
されるので、１フィールドに15個以下のノイズパルスの
時は、カウンタ27Pがセットされずサンプルホールド回
路28Hの出力が、リレー29R,32Sを介し、PLL回路31へ伝
わらない。約１分毎に、１フィールドの大半又は１部分
カウンタ27Pがセットされない時間があるが、AFC動作と
しては、長時間の平均値を用いるので支障は無い。

以上述べた如く、C/N値が劣化すると、フリップフロッ
プ29Fにより、リレー29Rが導通しサンプルホールド回路
28Hの出力がPLL回路31へ伝えられる事が説明された。

次に、第２ローカル周波数l₂の制御について述べる。
カウンタ28Bは黒ピークノイズを数え、カウンタ28Wは白
ピークノイズを数える。フィールドカウンタ27Fで、16
フィールド毎に出力を発生し、カウンタ28B,28Wをクリ
アし、かつ、この時の比較器28Cの出力をサンプルホー
ルド回路28Hでホールドする。第６図に比較器28Cの１例
を示す。

ローカル周波数のずれと、白ピークノイズ，黒ピークノ
イズの増減は、映像信号により搬送波の変調極性，ロー
カル周波数の選び方によって変化する。Ｃバンドを受信
するものとして、LNBのローカル周波数l₁を固定と
し、仮に、Δだけ高くずれたとすると、所望の搬送波
ｘも、ｘ＋Δとなる。第２ミキサ６の2ndローカ
ル周波数l₂が変化しないと、IF周波数ｉ_′は、ｉ_′＝l₂−（ｘ＋Δ）となって、Δだけ低くなる。Δが大きくなった時、
仮に黒ピークノイズが増えるものとする。この時の画面
は第２図Ａの如くなり、FM検波器８の出力は第４図Ａの
如くなる。カウンタ28Bで、パルス整形回路23の出力
（第４図Ｄ）をカウントし、カウンタ28Wで、パルス整
形回路25の出力（第４図Ｃ）をカウントする。このカウ
ンタ（仮に８ビットバイナリーとする）28B,28Wの出力
を８ビットの信号線で減算器283,284へ伝える。なお28
1,282はそれぞれ８ケ一組のANDゲートである。

減算器283は、（28B−28W）が10以上になった時、負パ
ルスを１回出力し、もう一方の減算器284は、（28W−28
B）が10以上になった時、負パルスを１回出力する構成
とする。フリップフロップ285は、減算器283の出力でセ
ットされる。このフリップフロップ285のリセットは、
フィールドカウンタ27Fの出力により、16フィールド毎
に行われる。フリップフロップ286は減算器284の出力で
セットされ、リセットはフィールドカウンタ27Fの出力
により16フィールド毎に行われる。287は、フリップフ
ロップ285のＱが高レベルの時、正の電圧を発生し、フ
リップフロップ285のＱが低レベルの時、零電位となる
電圧レベル変換器、288は、フリップフロップ286のＱが
高レベルの時、負の電圧を発生し、フリップフロップ28
6のＱが低レベルの時零電位となる電圧発生器、289はダ
イオードと抵抗からなる三値電圧発生回路で、レベル変
換器287の出力が正の時出力は正、他方のレベル変換器2
88の出力が負の時、出力は負、そしてレベル変換器287
と288の出力が共に零の時、出力は零になる。上記説明
では、黒ピークノイズが多いので、16フィールド以内
に、カウンタ28Bの値が、カウンタ28Wの値より10以上大
きくなって、減算器283の出力に負パルスが現われて、
フリップフロップ285をセットする。フリップフロップ2
85のＱが高レベルになると、NORゲート28Gの出力が低レ
ベルとなり。ANDゲート281,282を遮断する。

またフリップフロップ285のＱが高レベルとなると、三
値電圧発生器289の出力は正電位となり、フィールドカ
ウンタ27Fの出力で、フリップフロップ285,286をリセッ
トする時、この正電位をサンプルホールド回路28Hでサ
ンプルホールドする。このサンプルホールド回路28Hの
出力は、16フィールド毎に変化する（しない場合もあ
る）ので，ローパスフィルタ28Fの時定数を大きくし
て、平滑化する。但し、余り大きくすると、応答が鈍く
なる。ローパスフィルタ28Fの出力は、リレー29Rを介
し、スイッチ32Sへ伝えられる。AFCが働いている時は、
第１図の如く、スイッチ32Sの可動片が、オート側にさ
れているので、正の電圧がPLL回路31へ伝わる。PLL回路
31の動作は、選局指定回路33の指定により、例えばnCH
の搬送波を中間周波数ｉに変換するようなローカル周
波数l₂が得られるようにPLLの分周器の分周比を決め
る。このローカル周波数l₂を1/Kn分周した周波数が、
リファレンス周波数ｒ（水晶発振の周波数）と比較さ
れ両者の差が零となるようループを構成しているが、サ
ンプルホールド回路28Hの出力が正電位の時、フィール
ドカウンタ27Fの出力により16フィールド毎にサンプル
ホールド回路28Hの出力を読み取り分周比をΔＫだけ大
きくするよう構成しておくと、PLL回路31の動作でロー
カル周波数l₂はΔＦだけ高くなる。ローカル周波数
l₂がΔＦだけ高くなっても16フィールド以内に、カウン
タ28Bと28Wの差が10以上になると、前述の如く、ローカ
ル周波数l₂を更にΔＦだけ高くする。

これを繰返すと、（ｙは整数）ｙ×ΔＦが、前記Δに
近づいた時、減算器283も284も出力を発生しなくなる。
この時、IF周波数は正規の値に近い。白ピークノイズが
多い時は、上記とは逆に、カウンタ28Wの値の方が大き
いので、減算器284の出力で、フリップフロップ286がセ
ットされ負の電圧が、PLL回路31へ伝えられ、分周比を
ΔＫだけ小さくし、ローカル周波数l₂をΔＦだけ低く
する。IF周波数ｉ_′が正規に近ずくと、フリップフロ
ップ286はセットされなくなる。従って、ｉ_′は、正
規の値のすぐ近くに設定され、一定以上はずれると、上
記の動作により引き戻される。

第１図のスイッチ32Sをマニュアル側に設定すると、ロ
ーカル微調装置32Fより、正又は負の電圧がPLL回路31へ
伝えられ、分周比を手動で微調できる。手動微調の場合
は、LNBのローカルずれには追随できない。

一般に、PLLシンセサイザー方式のチューナ（第１図2nd
ミキサー６及び2ndローカル発振器30）では、水晶発振
器と比較して、ローカル周波数を決めるので、AFCは不
要であるが、衛星放送受信の如く、初段で一括して周波
数変換する場合、初段のローカル変化を補償する回路が
必要であり、本発明はその一つの効果的な例である。第
２図B,第４図Ｂは、本発明の効果による画面信号波形の
改善を示す。

発明の効果以上のように本発明によれば、検波回路の出力中の白ピ
ーク雑音，黒ピーク雑音の多少を判定する回路を設け、
上記白ピーク雑音，黒ピーク雑音の数が等しくなるよう
にローカル発振回路へ供給するチューニング電圧を制御
するように構成することにより、ブロックダウンコンバ
ータのローカル周波数のずれに追随して自動周波数制御
をかけることができ、その実用効果は極めて大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における自動周波数制御回路
の主要部のブロック図、第２図A,Bは本発明の動作説明
の為の画面例を本発明を実施する前と比較して示す正面
図、第３図は本発明を適用した衛星放送受信システムの
ブロック図、第４図Ａ〜Ｅは本発明装置の動作説明の為
の波形図、第５図は本発明の装置の動作説明のためのタ
イムチャート、第６図は本発明装置のさらに要部のブロ
ック図である。 22……黒ピーク検出回路、23……パルス整形回路、24…
…白ピーク検出回路、25……パルス整形回路、28B……
カウンタ、28W……カウンタ、28C……比較器、28H……
サンプルホールド回路、31……PLL回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】放送衛星から送られてくる一定の周波数帯
域内の複数のFMテレビ放送波を一括して周波数変換する
ブロックダウンコンバータの出力を受信し、前記ブロッ
クダウンコンバータの出力中の１つの放送波を選択受信
するチューナーのローカル周波数の原発振器を水晶発振
回路で構成し、かつ、分周器を備えたPLLループを具備
し、チューナーのローカル周波数を変化させるととも
に、このチューナーの出力を増幅し、検波する検波回路
と、この検波回路の出力中の白ピーク、黒ピークの雑音
の量を判定する判定回路と、この判定回路の出力により
前記チューナーのローカル発振回路へ供給するチューニ
ング電圧を制御する制御回路とを備え、前記ブロックダ
ウンコンバータの中のローカル発振回路の周波数変化に
対応して増減する前記検波回路の出力中の白ピーク、黒
ピークの雑音数がほぼ等しくなるように前記ローカル発
振回路へ供給するチューニング電圧を制御することを特
徴とする自動周波数制御回路。
【請求項２】水晶発振回路と、PLL回路とによりチュー
ナーの出力周波数を一定に保つ回路を構成すると共に、
白ピーク及び黒ピーク雑音の数が一定数を越える時に白
ピーク及び黒ピークの雑音パルス数を等しくする回路を
動作させるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の自動周波数制御回路。