JPH0691509B2 - 拡散スペクトル通信方式 - Google Patents
拡散スペクトル通信方式Info
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- JPH0691509B2 JPH0691509B2 JP61234183A JP23418386A JPH0691509B2 JP H0691509 B2 JPH0691509 B2 JP H0691509B2 JP 61234183 A JP61234183 A JP 61234183A JP 23418386 A JP23418386 A JP 23418386A JP H0691509 B2 JPH0691509 B2 JP H0691509B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- code
- pseudo noise
- signal
- pseudo
- spread spectrum
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
- H04J13/102—Combining codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトラム拡散通信方式に関する。スペクト
ラム拡散通信方式とは、ベースバンド情報信号をその帯
域幅の数百乃至数千倍のスペクトラム帯域に拡散させて
送出し、受信側においてはそのスペクトラム帯域を元の
ベースバンド信号の帯域に圧縮して復調する通信方式で
ある。
ラム拡散通信方式とは、ベースバンド情報信号をその帯
域幅の数百乃至数千倍のスペクトラム帯域に拡散させて
送出し、受信側においてはそのスペクトラム帯域を元の
ベースバンド信号の帯域に圧縮して復調する通信方式で
ある。
本発明は伝送すべき情報信号以外の何らかの信号により
スペクトラム拡散信号として広帯域化（拡散）して変調
するに当り、情報信号帯域幅に比してかなりビット速度
が大であるデジタル符号変調信号（キャリア）を用いる
ような直接拡散（DS）変調方式に関する。
スペクトラム拡散信号として広帯域化（拡散）して変調
するに当り、情報信号帯域幅に比してかなりビット速度
が大であるデジタル符号変調信号（キャリア）を用いる
ような直接拡散（DS）変調方式に関する。
［発明の概要］ 本発明は、良好なスペクトラム拡散を有しかつ受信器側
同期の困難性を除去したスペクトラム拡散形スプレッド
・スペクトラム通信のための変復調方式に関する。
同期の困難性を除去したスペクトラム拡散形スプレッド
・スペクトラム通信のための変復調方式に関する。
［従来の技術］ 第１図は典型的な従来技術の直接拡散方式による拡散ス
ペクトル送受信方式の略式ブロック図を示す。スペクト
ル拡散方式は、一般的に、２つの特性、即ち（１）上述
したように伝送帯域幅が送信されている情報の帯域幅よ
りも極めて大であること、（２）伝送されている情報と
は別のある関数が伝送信号の帯域幅を決定するために使
用されること、の特性を有している。
ペクトル送受信方式の略式ブロック図を示す。スペクト
ル拡散方式は、一般的に、２つの特性、即ち（１）上述
したように伝送帯域幅が送信されている情報の帯域幅よ
りも極めて大であること、（２）伝送されている情報と
は別のある関数が伝送信号の帯域幅を決定するために使
用されること、の特性を有している。
図で、10は拡散スペクトラム送受信方式の送信部分、12
は受信部分である。送信部分10は発振器14を有し、これ
は平衡変調器16への入力としてキャリア周波数を発生し
てそれを与える。擬似雑音（PN）即ちコード発生器18は
送信信号の帯域幅を増大するために設けられ、これは平
衡変調器16への第２の入力として接続され、アンテナ20
によって送出されるべきスプレッド・スペクトラム信号
を生じさせるように発振器14からの搬送波と組合せられ
る。送信されるべき情報は任意の好ましい技術により発
振器14によって発生される搬送波周波数に印加されても
よく、あるいはコード発生器18によって発生されるコー
ドの一部として組み込まれても、送信前に平衡変調器に
より組合せられてもよい。受信部分12は受信アンテナ22
及びミキサ24を含んでいる。擬似雑音（PN）即ち基準コ
ード発生器26はコード発生器18からのコードと整合する
ように選択された局部基準コードを発生する。基準コー
ド発生器26の出力は第１の入力として平衡変調器28に与
えられる。その第２の入力は搬送波発振器14によって発
生される搬送波周波数の複数を発生する搬送波発振器30
によって与えられる。平衡変調器28の出力はミキサの第
２の入力として与えられ、送信部分10からの搬送波に含
まれる搬送波及び情報の復旧を与える。ミキサ24の出力
は他の好ましくないスプリアス信号から送信信号を絶縁
するように特定の周波数範囲を濾波する帯域フィルタ32
に与えられるようになっている。
は受信部分である。送信部分10は発振器14を有し、これ
は平衡変調器16への入力としてキャリア周波数を発生し
てそれを与える。擬似雑音（PN）即ちコード発生器18は
送信信号の帯域幅を増大するために設けられ、これは平
衡変調器16への第２の入力として接続され、アンテナ20
によって送出されるべきスプレッド・スペクトラム信号
を生じさせるように発振器14からの搬送波と組合せられ
る。送信されるべき情報は任意の好ましい技術により発
振器14によって発生される搬送波周波数に印加されても
よく、あるいはコード発生器18によって発生されるコー
ドの一部として組み込まれても、送信前に平衡変調器に
より組合せられてもよい。受信部分12は受信アンテナ22
及びミキサ24を含んでいる。擬似雑音（PN）即ち基準コ
ード発生器26はコード発生器18からのコードと整合する
ように選択された局部基準コードを発生する。基準コー
ド発生器26の出力は第１の入力として平衡変調器28に与
えられる。その第２の入力は搬送波発振器14によって発
生される搬送波周波数の複数を発生する搬送波発振器30
によって与えられる。平衡変調器28の出力はミキサの第
２の入力として与えられ、送信部分10からの搬送波に含
まれる搬送波及び情報の復旧を与える。ミキサ24の出力
は他の好ましくないスプリアス信号から送信信号を絶縁
するように特定の周波数範囲を濾波する帯域フィルタ32
に与えられるようになっている。
第２図は第１図の従来のDS方式を用いてサイン波を７ビ
ットのシュート・ノイズによって符号変調する場合の信
号波形と周波数成分の関係を示す。（ａ）図は周波数ｆ
0のサイン波のキャリアで（ｄ）図に示すようにその信
号のパワー・スペクトラムはｆ0の位置に生じる。
（ｂ）図は７ビットの変調符号周期TPNとチップ時間Tc
を有する変調符号信号の一部である。（ｃ）図はスペク
トル拡散符号変調出力波形、（ｅ）図はそのパワー・ス
ペクトラムである。
ットのシュート・ノイズによって符号変調する場合の信
号波形と周波数成分の関係を示す。（ａ）図は周波数ｆ
0のサイン波のキャリアで（ｄ）図に示すようにその信
号のパワー・スペクトラムはｆ0の位置に生じる。
（ｂ）図は７ビットの変調符号周期TPNとチップ時間Tc
を有する変調符号信号の一部である。（ｃ）図はスペク
トル拡散符号変調出力波形、（ｅ）図はそのパワー・ス
ペクトラムである。
［発明が解決しようとする問題点］ 即ち、拡散によって広がった信号パワーの主要部分であ
る、メインローブのバンド幅BWは、拡散符号のチップ時
間Tcに反比例する関係にあり、またメインローブに含ま
れるスペクトル本数は、一般的にシュードノイズを構成
する１周期のビット長さに比例して多くなる性質を持っ
ている。従って、従来のDS方式においてより性能の高い
拡散処理を実現する場合、チップ時間は極力短縮して構
成ビット数TPNの多い拡散符号を採用する必要がある。T
cについては、デバイス性能が許す範囲での高速化が可
能であるが、拡散符号ビット長さTPNについては、ビッ
ト数を拡大していくと受信側における同期制御が高度化
するため装置の複雑化によるコスト上昇が問題になる。
例えば1000ビット程度のシュードノイズとの相関を調べ
る場合、弾性表面波フィルターを用いて検波を行う例で
は、数十センチメートルに及ぶデバイス長さを要するこ
ともある等、実用面での障害が無視できなくなってく
る。
る、メインローブのバンド幅BWは、拡散符号のチップ時
間Tcに反比例する関係にあり、またメインローブに含ま
れるスペクトル本数は、一般的にシュードノイズを構成
する１周期のビット長さに比例して多くなる性質を持っ
ている。従って、従来のDS方式においてより性能の高い
拡散処理を実現する場合、チップ時間は極力短縮して構
成ビット数TPNの多い拡散符号を採用する必要がある。T
cについては、デバイス性能が許す範囲での高速化が可
能であるが、拡散符号ビット長さTPNについては、ビッ
ト数を拡大していくと受信側における同期制御が高度化
するため装置の複雑化によるコスト上昇が問題になる。
例えば1000ビット程度のシュードノイズとの相関を調べ
る場合、弾性表面波フィルターを用いて検波を行う例で
は、数十センチメートルに及ぶデバイス長さを要するこ
ともある等、実用面での障害が無視できなくなってく
る。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記のような不具合点を解決する方法として、
相互に循環周期の異なった擬似雑音符号の間のビート現
象を利用して実質的に拡散符号ビット長さの拡大を図る
ことによって、より有効なスペクトル拡散を行い、比較
的短い２種類以上の相関検波手順の組合せによって正確
な復調同期を実現するものである。この方法を採用する
ことによって、従来必要とされてきた長時間に亘る信号
間の相関分析処理を実質的に短縮し、併せてより経済的
な復調手段を提供するものである。
相互に循環周期の異なった擬似雑音符号の間のビート現
象を利用して実質的に拡散符号ビット長さの拡大を図る
ことによって、より有効なスペクトル拡散を行い、比較
的短い２種類以上の相関検波手順の組合せによって正確
な復調同期を実現するものである。この方法を採用する
ことによって、従来必要とされてきた長時間に亘る信号
間の相関分析処理を実質的に短縮し、併せてより経済的
な復調手段を提供するものである。
［作用］ 本発明は、良好なスペクトラム拡散を有しかつ受信器の
同期が容易である直接シーケンス（DS）形スプレッドス
ペクトラム（SS）通信方式に関する。このようなDS-SS
方式の最も大きな長所の１つは他人による盗聴の困難性
にあるものとして知られている。しかしながら、もし送
信アンテナに近接する点で取聴されるならば、高性能の
シンクロスコープ等で波形を分析できるため必ずしも完
全であるとは言えない。本発明による方式は、これを防
止するため複数の独立したクロックを用いる。使用され
るシュードノイズの循環時系列が一致してしまう極めて
稀な場合を除き、シュードノイズによって変調される信
号のコヒーレント関係は生じないために、使用されてい
る変調コードと方法が知られることはほとんど不可能と
なる。
同期が容易である直接シーケンス（DS）形スプレッドス
ペクトラム（SS）通信方式に関する。このようなDS-SS
方式の最も大きな長所の１つは他人による盗聴の困難性
にあるものとして知られている。しかしながら、もし送
信アンテナに近接する点で取聴されるならば、高性能の
シンクロスコープ等で波形を分析できるため必ずしも完
全であるとは言えない。本発明による方式は、これを防
止するため複数の独立したクロックを用いる。使用され
るシュードノイズの循環時系列が一致してしまう極めて
稀な場合を除き、シュードノイズによって変調される信
号のコヒーレント関係は生じないために、使用されてい
る変調コードと方法が知られることはほとんど不可能と
なる。
［発明の実施例］ 第３図は本発明方式の実施例の送信部を示し、クロック
制御器34は２つの擬似雑音発生器36,38にそれぞれ第１
及び第２のクロックCLK1,CLK2を供給して、後述する関
係を有するシュードノイズPN1,PN2を発生させる。これ
らシュードノイズは論理ゲート回路40に加えられてビー
トコード信号を発生し、このビートコード信号がミキサ
（２）42において搬送波と混合され、更にミキサ（１）
44において入力信号と混合され、次いで増幅器46を介し
てアンテナ48から送出される。
制御器34は２つの擬似雑音発生器36,38にそれぞれ第１
及び第２のクロックCLK1,CLK2を供給して、後述する関
係を有するシュードノイズPN1,PN2を発生させる。これ
らシュードノイズは論理ゲート回路40に加えられてビー
トコード信号を発生し、このビートコード信号がミキサ
（２）42において搬送波と混合され、更にミキサ（１）
44において入力信号と混合され、次いで増幅器46を介し
てアンテナ48から送出される。
本発明のこの実施例においては、上記のシュードノイズ
PN1,PN2は相互に循環周期が整数倍とはならないものが
選択されねばならない。
PN1,PN2は相互に循環周期が整数倍とはならないものが
選択されねばならない。
第４図はａ及びｂでそれぞれ周期を異にした７ビットの
シュードノイズPN1,PN2を示す。これら波形において、
チップ時間TcとTc′との関係は一例としてTc′＝Tc×8/
7の関係にとられる。第4c図は第4a及びｂ図のシュード
ノイズPN1,PN2をそのまま排他的論理和回路40を介して
合成した合成シュードノイズ（ビートコード信号）であ
り、この場合符号ビット数は392に相当する。第4d図は
第4c図とほぼ同様であるが、第4a図のものに対して第4b
図の位相をTc/7だけシフトして加え合せたものである。
第4c及びｄ図では共にチップ時間がTc/7になり、またT
PNも両者共に同じで56×Tcとなる。
シュードノイズPN1,PN2を示す。これら波形において、
チップ時間TcとTc′との関係は一例としてTc′＝Tc×8/
7の関係にとられる。第4c図は第4a及びｂ図のシュード
ノイズPN1,PN2をそのまま排他的論理和回路40を介して
合成した合成シュードノイズ（ビートコード信号）であ
り、この場合符号ビット数は392に相当する。第4d図は
第4c図とほぼ同様であるが、第4a図のものに対して第4b
図の位相をTc/7だけシフトして加え合せたものである。
第4c及びｄ図では共にチップ時間がTc/7になり、またT
PNも両者共に同じで56×Tcとなる。
従って、このように２重の符号変調を加えることによっ
て、結果として第４図のｃ及びｄのような長周期の符号
系列で変調を加えたものと同様の波形が得られる。
て、結果として第４図のｃ及びｄのような長周期の符号
系列で変調を加えたものと同様の波形が得られる。
第5,6,7,8図はこのようにして生成した拡散スペクトル
信号を受信するための種々の実施例を示す。第5,6及び
７図は２重直接拡散式受信器の３つの実施例を示し、第
８図は３重直接拡散式受信器の実施例を示す。第５図に
おいて、ミキサ（１）52はアンテナ50で受信した受信信
号を出力側で用いた符号変調用シュードノイズの一部に
ほぼ一致するシュードノイズPN′１を変調符号として用
いる。即ちミキサ（１）52への入力は、シュードノイズ
位相制御装置54からクロック信号とデータプリセット信
号を受けるシュードノイズ発生器56の出力シュードノイ
ズPN′１で平衡変調器（１）58においてキャリア発生器
60からのキャリアを変調したものである。ただし、この
シュードノイズは出力側のものと全く同一ではなく符号
の循環周期がわずかに異なっている。従って、時間経過
と共に出力側のシュードノイズと徐々に位相がずれて行
き周期的にほぼ合致する状態を繰返す。ミキサ（１）52
の出力はフィルタ62を介して余分の帯域信号が除去され
相関分析器64に入力される。この相関分析器64では、予
め設定されたPN2に相当する符号系列に対する信号のず
れ（位相差）が算出される。PN′１が入力信号と位相的
に一致していない状況下では、相関分析器64の入力パタ
ーンがPN2と全く異なっているため出力は出ないが、P
N′１と入力信号の位相が合致すると出力波形には理論
的にPN2に相当する成分しか残っていないので、上記位
相差が容易に特定できる訳である。この相関分析器64の
出力はシュードノイズ位相制御装置54に伝達され、シュ
ードノイズ発生器（１）56及びシュードノイズ発生器
（２）68のクロックや設定値の修正を行うために使用さ
れ、PN′１については現在の出力位相を保持するため、
またPN′２については相関分析器64の出力として得られ
る位相差に対応した初期データに書き換えるための操作
が加えられる。こうして、同期が得られた状況下で、P
N′１及びPN′２は排他的論理和回路70で合成され、平
衡変調器（２）72でキャリアと変調され、ミキサ（２）
74を介してアンテナ50からの原信号の符号変調を行っ
て、中間周波フィルタ76を介して復調器に与えられるこ
とにより、本来の通信データの再生を行うものである。
信号を受信するための種々の実施例を示す。第5,6及び
７図は２重直接拡散式受信器の３つの実施例を示し、第
８図は３重直接拡散式受信器の実施例を示す。第５図に
おいて、ミキサ（１）52はアンテナ50で受信した受信信
号を出力側で用いた符号変調用シュードノイズの一部に
ほぼ一致するシュードノイズPN′１を変調符号として用
いる。即ちミキサ（１）52への入力は、シュードノイズ
位相制御装置54からクロック信号とデータプリセット信
号を受けるシュードノイズ発生器56の出力シュードノイ
ズPN′１で平衡変調器（１）58においてキャリア発生器
60からのキャリアを変調したものである。ただし、この
シュードノイズは出力側のものと全く同一ではなく符号
の循環周期がわずかに異なっている。従って、時間経過
と共に出力側のシュードノイズと徐々に位相がずれて行
き周期的にほぼ合致する状態を繰返す。ミキサ（１）52
の出力はフィルタ62を介して余分の帯域信号が除去され
相関分析器64に入力される。この相関分析器64では、予
め設定されたPN2に相当する符号系列に対する信号のず
れ（位相差）が算出される。PN′１が入力信号と位相的
に一致していない状況下では、相関分析器64の入力パタ
ーンがPN2と全く異なっているため出力は出ないが、P
N′１と入力信号の位相が合致すると出力波形には理論
的にPN2に相当する成分しか残っていないので、上記位
相差が容易に特定できる訳である。この相関分析器64の
出力はシュードノイズ位相制御装置54に伝達され、シュ
ードノイズ発生器（１）56及びシュードノイズ発生器
（２）68のクロックや設定値の修正を行うために使用さ
れ、PN′１については現在の出力位相を保持するため、
またPN′２については相関分析器64の出力として得られ
る位相差に対応した初期データに書き換えるための操作
が加えられる。こうして、同期が得られた状況下で、P
N′１及びPN′２は排他的論理和回路70で合成され、平
衡変調器（２）72でキャリアと変調され、ミキサ（２）
74を介してアンテナ50からの原信号の符号変調を行っ
て、中間周波フィルタ76を介して復調器に与えられるこ
とにより、本来の通信データの再生を行うものである。
第６図の実施例は第５図の実施例とほぼ同様の構成のも
のであるが、同期検出のために使用された２個のミキサ
（１）及び（２）は同期検出と維持の精度を高めるため
のものである。なお、この実施例では第５図の実施例の
相関分析器として２個のSAWフィルタ（１）及び（２）
を用いている。
のであるが、同期検出のために使用された２個のミキサ
（１）及び（２）は同期検出と維持の精度を高めるため
のものである。なお、この実施例では第５図の実施例の
相関分析器として２個のSAWフィルタ（１）及び（２）
を用いている。
第９図は第６図のシュードノイズ位相制御装置及び発生
装置の一例の詳細な回路図である。
装置の一例の詳細な回路図である。
第７図は第５図の実施例とほぼ同様の構成のものではあ
るが、第５図の排他的論理和回路70を省略して、ミキサ
（１）の出力をミキサ（２）の入力として用いるように
したものである。
るが、第５図の排他的論理和回路70を省略して、ミキサ
（１）の出力をミキサ（２）の入力として用いるように
したものである。
第８図は変調符号として３系列のシュードノイズを用い
る場合の３重直接拡散式受信器の実施例を示す。この実
施例の動作にあっては、上記３系列のシュードノイズの
うち２種類をまとめた符号変調の結果から、残ったシュ
ードノイズの位相同期を制御する。
る場合の３重直接拡散式受信器の実施例を示す。この実
施例の動作にあっては、上記３系列のシュードノイズの
うち２種類をまとめた符号変調の結果から、残ったシュ
ードノイズの位相同期を制御する。
第10図は第６図のSAWフィルタを用いる実施例における
信号変換の過程を示す。ａは受信した原信号を示す。こ
の原信号は、ミキサ（１）及び（２）を用いてそれぞれ
シュードノイズPN1,PN2（第10b及びｅ図）に対応した符
号変調が加えられる結果、第10c及びｆ図の波形とな
る。これらの波形は、単に発信側でPN2,PN1で単独に符
号変調したものとほぼ合致する。従って、それぞれPN2,
PN1に相当するマッチドフィルタの役割をする２個のSAW
フイルタに入力することによって、それぞれの合致タイ
ミングが第10d及びｇ図のように得られる。このような
合致した時点では、SAWフィルタ（１）が合致した時点
がPN2の符号出力の開始時点をまたSAWフィルタ（２）が
合致した時点がPN1の符号出力の開始時点に当っている
ので、これによってそれぞれのシュードノイズを発生す
るシフトレジスタの内容を初期化すれば継続的に同期を
維持することができる。
信号変換の過程を示す。ａは受信した原信号を示す。こ
の原信号は、ミキサ（１）及び（２）を用いてそれぞれ
シュードノイズPN1,PN2（第10b及びｅ図）に対応した符
号変調が加えられる結果、第10c及びｆ図の波形とな
る。これらの波形は、単に発信側でPN2,PN1で単独に符
号変調したものとほぼ合致する。従って、それぞれPN2,
PN1に相当するマッチドフィルタの役割をする２個のSAW
フイルタに入力することによって、それぞれの合致タイ
ミングが第10d及びｇ図のように得られる。このような
合致した時点では、SAWフィルタ（１）が合致した時点
がPN2の符号出力の開始時点をまたSAWフィルタ（２）が
合致した時点がPN1の符号出力の開始時点に当っている
ので、これによってそれぞれのシュードノイズを発生す
るシフトレジスタの内容を初期化すれば継続的に同期を
維持することができる。
第11図はその場合において同期位置の検出と維持の手続
きの説明を図式化して示すものである。
きの説明を図式化して示すものである。
第12図は相関分析器としてSAWフィルタを用いる場合の
その電極パターン例を示す模式図である。
その電極パターン例を示す模式図である。
［発明の効果］ 以上、本発明をもってすれば、チップレート及び／又は
コード循環周期が異なった２つあるいはそれ以上のシュ
ードノイズ（即ち擬似雑音）コードが組合せて使用され
る。ここで、２つのPN（シュードノイズ）コード循環周
期の差（TPC１〜TPC２）と平均チップ時間 の比、即ち は0.2≦η≦1.5の範囲に選ばれることにより、多段スプ
レッドスペクトラム方式の変調に対して有効なビートコ
ード信号が発生されることが見出された。
コード循環周期が異なった２つあるいはそれ以上のシュ
ードノイズ（即ち擬似雑音）コードが組合せて使用され
る。ここで、２つのPN（シュードノイズ）コード循環周
期の差（TPC１〜TPC２）と平均チップ時間 の比、即ち は0.2≦η≦1.5の範囲に選ばれることにより、多段スプ
レッドスペクトラム方式の変調に対して有効なビートコ
ード信号が発生されることが見出された。
第１図は従来の直接拡散スペクトル送受信方式の原理
図、第２図はその波形図、第３図は本発明方式の送信器
の一実施例ブロック図、第４図は第３図の実施例に関連
した波形図、第5,6,7及び８図は本発明方式の受信器の
種々の実施例のブロック図、第９図は第６図の１つの要
素の詳細な回路図、第10,11図は第６図の実施例を説明
するための説明図、第12図は第６図の他の１つの要素の
詳細な説明図を示す。 36,38……擬似雑音発生器、 40……排他的論理和回路、 52,74……ミキサ、 64……相関分析器。
図、第２図はその波形図、第３図は本発明方式の送信器
の一実施例ブロック図、第４図は第３図の実施例に関連
した波形図、第5,6,7及び８図は本発明方式の受信器の
種々の実施例のブロック図、第９図は第６図の１つの要
素の詳細な回路図、第10,11図は第６図の実施例を説明
するための説明図、第12図は第６図の他の１つの要素の
詳細な説明図を示す。 36,38……擬似雑音発生器、 40……排他的論理和回路、 52,74……ミキサ、 64……相関分析器。
Claims (1)
- 【請求項１】拡散符号循環周期に違いがあり、且つ相互
に周期が整数倍の関係にない２種類以上の擬似雑音符号
を、２種類以上の独立したクロックを用いることにより
並列して発生する擬似雑音発生装置と、これらを用いた
合成擬似雑音を合成するミキサ装置を持ち、このミキサ
出力を用いて入力信号に符号変調を加えて送信する送信
手段と、上記合成擬似雑音符号に対応した符号を合成す
る擬似雑音発生器またはミキサ装置を持ち、この出力信
号を使って受信信号の相関検波を行なう相関検波器に印
加して出力信号を得ると同時に、上記２種類以上の擬似
雑音符号の内の少なくとも、その１種類に対応した符号
を発生する雑音発生器と、上記の擬似雑音符号の一部を
そのまま、もしくは部分的に利用して合成した擬似雑音
符号を使って入力信号の相関検波を行なう上記相関検波
器とは別の相関検波器に印加して相互相関の極大値とし
て得られる同期信号を上記擬似雑音符号発生器のクロッ
ク制御回路に結合しそれらの位相制御を行なう受信手段
とから成ることを特徴とする拡散スペクトル通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61234183A JPH0691509B2 (ja) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | 拡散スペクトル通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61234183A JPH0691509B2 (ja) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | 拡散スペクトル通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6388924A JPS6388924A (ja) | 1988-04-20 |
| JPH0691509B2 true JPH0691509B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=16966976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61234183A Expired - Lifetime JPH0691509B2 (ja) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | 拡散スペクトル通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691509B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5423457A (en) * | 1977-07-25 | 1979-02-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Production system of artificial call |
-
1986
- 1986-10-01 JP JP61234183A patent/JPH0691509B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5423457A (en) * | 1977-07-25 | 1979-02-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Production system of artificial call |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6388924A (ja) | 1988-04-20 |
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