JPH0684793U - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 整流素子としてＭＯＳ ＦＥＴを使用するの
に際し、コンバータトランスに設ける巻線数の増加を極
力抑えたスイッチング電源を得る。
【構成】 チョークコイルＣＬに設けた２次巻線Ｌ２を
充電用巻線、コンバータトランスＴ１に設けた３次巻線
Ｎ３を駆動用巻線とし、転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ
Ｍ２のゲート、ソース間にバイアス用コンデンサＣ２と
バイアス用巻線を直列に接続し、バイアス用コンデンサ
Ｃ２に対して並列接続となるように充電用巻線と逆流阻
止用のダイオードＤ１の直列回路を設ける。
【効果】 コンバータトランスの巻線数が少なくなり、
巻線の絶縁や放熱対策が容易になる。
(57) [Abstract] [Purpose] To obtain a switching power supply that suppresses an increase in the number of windings provided in a converter transformer when using a MOS FET as a rectifying element. [Composition] A secondary winding L2 provided in the choke coil CL is used as a charging winding, and a tertiary winding N3 provided in the converter transformer T1 is used as a driving winding, and a commutation rectification MOS FET is used.
A bias capacitor C2 and a bias winding are connected in series between the gate and source of M2, and a series circuit of a charging winding and a reverse current blocking diode D1 is connected in parallel with the bias capacitor C2. Set up. [Effect] The number of windings of the converter transformer is reduced,
Insulation of the winding and measures for heat dissipation become easy.
Description
【０００１】[0001]
本考案は、整流素子としてＭＯＳ ＦＥＴを使用し、そのＭＯＳ ＦＥＴのオ ン、オフ動作をスイッチング素子のスイッチング動作と同期させたスイッチング 電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply that uses a MOS FET as a rectifying element and synchronizes the ON / OFF operation of the MOS FET with the switching operation of a switching element.
【０００２】[0002]
整流素子として一般的に使用されているダイオードには順方向電圧降下の存在 により電力損失がある。 整流素子における電力損失を低減する一つの手段として、オン状態での電力損 失の低いトランジスタ（ここではＭＯＳ ＦＥＴ）を整流素子として用いること が考えられる。 しかし、ＭＯＳ ＦＥＴを整流素子として用いる場合には、ＭＯＳ ＦＥＴの 寄生ダイオードの存在を考慮しなければならない。 すなわち、その理由は以下の三項目による。 寄生ダイオードの導通時には、順方向電圧降下により損失が増加する。 寄生ダイオードが導通した後に逆電圧が印加されると、ダイオードの逆回 復特性によりサージ電流が発生する。 寄生ダイオードが導通すると、チャネル−ドレイン接合領域にキャリアが 存在するようになり、ＭＯＳ ＦＥＴのターンオン・オフのｄＶ／ｄｔ特 性が悪くなる。 以上のような現象は、スイッチング電源を駆動する上で好ましくないので、Ｍ ＯＳ ＦＥＴの寄生ダイオードを導通させない手段が必要となる。 Diodes commonly used as rectifiers have power loss due to the presence of forward voltage drops. As one means for reducing the power loss in the rectifying element, it is conceivable to use a transistor (here, MOS FET) with low power loss in the ON state as the rectifying element. However, when the MOS FET is used as a rectifying element, the existence of the parasitic diode of the MOS FET must be taken into consideration. That is, the reason is based on the following three items. When the parasitic diode is conducting, the loss increases due to the forward voltage drop. When a reverse voltage is applied after the parasitic diode is turned on, a surge current is generated due to the reverse recovery characteristic of the diode. When the parasitic diode conducts, carriers exist in the channel-drain junction region, and the turn-on / off dV / dt characteristics of the MOS FET deteriorate. The phenomenon as described above is not preferable for driving the switching power supply, and therefore a means for preventing conduction of the parasitic diode of the MOS FET is required.
【０００３】 整流素子にＭＯＳ ＦＥＴを使用し、その寄生ダイオードを導通させないよう にした従来のスイッチング電源の回路の一例を図２に示した。 図２において、Ｍ１は主整流用の整流素子としてのＭＯＳ ＦＥＴであり、Ｍ ２は転流時整流用の整流素子としてのＭＯＳ ＦＥＴである。また、Ｔ２はコン バータトランスであり、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２の他に複数の巻線を有し、 Ｎ３は転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２の駆動用巻線、Ｎ４はバイアス用コン デンサＣ２の充電用巻線、Ｎ５は整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１の駆動用巻線であ る。 図２に示す回路の動作を、回路の各点の電圧波形を示した図３を参照しながら 以下に説明する。FIG. 2 shows an example of a circuit of a conventional switching power supply in which a MOS FET is used as a rectifying element and a parasitic diode of the MOSFET is not conducted. In FIG. 2, M1 is a MOS FET as a rectifying element for main rectification, and M2 is a MOS FET as a rectifying element for rectifying during commutation. Further, T2 is a converter transformer, which has a plurality of windings in addition to the primary winding N1 and the secondary winding N2, N3 is a driving winding of the commutation rectification MOS FET M2, and N4 is The bias winding C2 is a charging winding, and N5 is a rectifying MOS FET M1 driving winding. The operation of the circuit shown in FIG. 2 will be described below with reference to FIG. 3 showing voltage waveforms at various points in the circuit.
【０００４】 いまスイッチングトランジスタＱ１がオン状態である時、直流電源Ｅによりコ ンバータトランスＴ２の１次巻線Ｎ１に電流が流れ、Ｎ２〜Ｎ５の各巻線に電圧 が誘起される。 この時、駆動用巻線Ｎ５に誘起された電圧Ｖ2 により、整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１は正バイアスされてオン状態となる。 整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１がオン状態となることで２次巻線Ｎ２に誘起され た電圧Ｖt が負荷に直流電力を供給することになる。 またここで、バイアス用コンデンサＣ２は充電状態にあり、その端子間電圧Ｖ C と駆動用巻線Ｎ３に誘起された電圧Ｖ1 との関係がＶ1 ＞ＶC とすると、電圧 Ｖ1 により転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２は逆バイアスされてオフ状態とな る。When the switching transistor Q1 is on, the DC power supply E causes a current to flow in the primary winding N1 of the converter transformer T2, and a voltage is induced in each winding N2 to N5. At this time, the voltage V induced in the driving winding N52As a result, the rectifying MOS FET M1 is positively biased and turned on. The voltage V induced in the secondary winding N2 when the rectifying MOS FET M1 is turned on.tWill supply DC power to the load. Further, here, the bias capacitor C2 is in a charged state, and its inter-terminal voltage V C And the voltage V induced in the drive winding N31Relationship with V1> VCThen, the voltage V1As a result, the commutation rectification MOS FET M2 is reverse-biased and turned off.
【０００５】 次にスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行すると、Ｎ２〜Ｎ５の各 巻線には巻線の有するインダクタンスにより、それまでとは逆方向の電圧が発生 する。 各巻線の電圧の極性が反転するため、今度は、整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１は 逆バイアスされてオフ状態となる。 また、この時充電用巻線Ｎ４に発生した電圧は逆流阻止用のダイオードＤ１の 順方向電圧となってバイアス用コンデンサＣ２を充電し、転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２は、駆動用巻線Ｎ３に発生した電圧とバイアス用コンデンサＣ２の 端子間電圧ＶC が重畳した電圧により正バイアスされ、オン状態となる。 転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２がオン状態となることで、チョークコイル Ｌ１の両端間には転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２の主電流路を介して閉回路 が形成され、チョークコイルＬ１に発生したフライバック電圧により負荷に直流 電力が供給される。Next, when the switching transistor Q1 shifts to the OFF state, a voltage in the opposite direction is generated in each winding of N2 to N5 due to the inductance of the winding. Since the polarities of the voltages of the windings are inverted, the rectifying MOS FET M1 is now reverse biased and turned off. At this time, the voltage generated in the charging winding N4 becomes a forward voltage of the reverse current blocking diode D1 to charge the bias capacitor C2, and the commutation rectification MOS FET M2 is connected to the driving winding N3. Is positively biased by the voltage that is generated by superimposing the voltage generated between the voltage Vc and the inter-terminal voltage V C of the bias capacitor C2, and is turned on. When the commutation rectification MOS FET M2 is turned on, a closed circuit is formed between both ends of the choke coil L1 via the main current path of the commutation rectification MOS FET M2, and is generated in the choke coil L1. DC power is supplied to the load by the flyback voltage.
【０００６】 スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態にあり、しかもコンバータトランス Ｔ２は磁束リセット状態となり、Ｎ２〜Ｎ５の各巻線に発生していた電圧が零と なった時には、転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２は、バイアス用コンデンサＣ ２の端子間電圧ＶC によりオン状態を維持し続けることになる。 以上のような動作を繰り返すことにより図２に示すスイッチング電源は駆動さ れ、常に整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１と転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２のど ちらか一方は必ずオン状態となり、ＭＯＳ ＦＥＴに存在する寄生ダイオードが 導通することは無い。When the switching transistor Q1 is in the OFF state, the converter transformer T2 is in the magnetic flux reset state, and the voltage generated in each of the windings N2 to N5 becomes zero, the commutation rectification MOS FET M2 becomes , The bias capacitor C 2 keeps the ON state by the voltage V C across the terminals. By repeating the above operation, the switching power supply shown in FIG. 2 is driven, and at least one of the rectifying MOS FET M1 and the commutating rectifying MOS FET M2 is always in the ON state and is present in the MOS FET. The parasitic diode never conducts.
【０００７】[0007]
スイッチング電源の整流素子としてＭＯＳ ＦＥＴを使用する場合には、ＭＯ Ｓ ＦＥＴに存在する寄生ダイオードが導通しないようにすることが必要である ことは前にも触れた。 図２に示す回路においては、寄生ダイオードが導通しないようにするために、 コンバータトランスＴ２には、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２の他に、駆動用巻線 Ｎ３、充電用巻線Ｎ４、駆動用巻線Ｎ５というように多数の巻線を設けなければ ならない。 このように一つのトランスに多数の巻線を設けることは、巻線相互間の絶縁性 、特に１次巻線と２次及びその他の巻線との絶縁性について、また、巻線の発熱 によるトランスの放熱対策及び装置の小型化に関して得策とは言えない。 そこで本考案は、整流素子としてＭＯＳ ＦＥＴを使用し、そのＭＯＳ ＦＥ Ｔはスイッチング素子に同期して駆動されるスイッチング電源において、コンバ ータトランスに設ける巻線の増加を極力抑えたスイッチング電源を得ることを目 的とする。 As mentioned above, when using a MOS FET as a rectifying element of a switching power supply, it is necessary to prevent the parasitic diode existing in the MOS FET from conducting. In the circuit shown in FIG. 2, in order to prevent the conduction of the parasitic diode, the converter transformer T2 includes, in addition to the primary winding N1 and the secondary winding N2, a drive winding N3 and a charging winding. A large number of windings must be provided, such as N4 and drive winding N5. Providing a large number of windings in one transformer in this way depends on the insulation between the windings, especially the insulation between the primary winding and the secondary and other windings, and the heat generated by the windings. It cannot be said that it is a good idea regarding heat dissipation measures of transformers and downsizing of devices. Therefore, the present invention uses a MOS FET as a rectifying element, and its MOS FET is a switching power supply driven in synchronization with a switching element, and obtains a switching power supply in which the increase in windings provided in a converter transformer is suppressed as much as possible. It is intended.
【０００８】[0008]
本考案は、チョークコイルとして２次巻線を有するもの、コンバータトランス として３次巻線を有するものを使用し、チョークコイルの２次巻線を充電用巻線 、コンバータトランスの３次巻線を駆動用巻線とし、転流時整流用のＭＯＳ Ｆ ＥＴのゲート、ソース間にバイアス用のコンデンサと駆動用巻線を直列に接続し 、バイアス用コンデンサに対して並列接続となるように充電用巻線と逆流阻止用 のダイオードの直列回路を設け、この時の逆流阻止用のダイオードの順方向は、 充電用巻線により充電されて発生するバイアス用コンデンサの端子間電圧が転流 時整流用のＭＯＳ ＦＥＴを正バイアスするような方向としたことを特徴とする スイッチング電源である。 The present invention uses a choke coil having a secondary winding and a converter transformer having a tertiary winding. The choke coil has a secondary winding for charging and a converter transformer has a tertiary winding. As a drive winding, a bias capacitor and a drive winding are connected in series between the gate and source of the commutation rectifying MOS FET, and charging is performed in parallel with the bias capacitor. A series circuit consisting of a winding and a diode for blocking reverse current is provided, and the forward direction of the diode for blocking reverse current at this time is such that the voltage between the terminals of the bias capacitor generated by the charging winding is rectified during commutation. The switching power supply is characterized in that the MOS FET of is oriented in the direction of positive bias.
【０００９】[0009]
コンバータトランスに設ける巻線数の増加を極力抑えた、本考案によるスイッ チング電源の一実施例の回路を図１に示す。なお、図１において図２と同一部分 については同じ符号を付与してある。 図１において、直流電源Ｅの両端間に１次、２次及び駆動用巻線としての３次 巻線を有するコンバータトランスＴ１の１次巻線Ｎ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ ＦＥＴによるスイッチングトランジスタＱ１の主電流路を直列に接続する。 ス イッチングトランジスタＱ１のゲートには、図１においては図示を省略してある ＰＷＭ制御回路の出力端が接続される。 コンバータトランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端を、１次及び充電用巻線として の２次巻線を有するチョークコイルＣＬの１次巻線Ｌ１及び平滑コンデンサＣ１ を介してＮチャネル型ＭＯＳ ＦＥＴよりなる整流素子としての整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１のソースに接続し、整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１のドレインをコン バータトランスＴ１の２次巻線Ｎ２の他端と接続する。 この時、コンバータトランスＴ１の２次巻線Ｎ２のチョークコイルＣＬの１次 巻線Ｌ１側の一端は、コンバータトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の直流電源Ｅの高 電位側と接続される一端と同極とする。 FIG. 1 shows a circuit of an embodiment of a switching power supply according to the present invention, which suppresses an increase in the number of windings provided in a converter transformer as much as possible. In FIG. 1, the same parts as those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals. In FIG. 1, a primary winding N1 of a converter transformer T1 having primary and secondary windings and a tertiary winding as a driving winding between both ends of a DC power source E and a switching transistor Q1 formed by an N-channel MOS FET. Connect the main current path in series. The gate of the switching transistor Q1 is connected to the output terminal of a PWM control circuit (not shown in FIG. 1). One end of the secondary winding N2 of the converter transformer T1 is connected to the N-channel MOS FET via the primary winding L1 of the choke coil CL having a primary and secondary winding as a charging winding and the smoothing capacitor C1. Is connected to the source of the rectifying MOS FET M1 as a rectifying element, and the drain of the rectifying MOS FET M1 is connected to the other end of the secondary winding N2 of the converter transformer T1. At this time, one end of the choke coil CL of the secondary winding N2 of the converter transformer T1 on the primary winding L1 side is connected to one end of the primary winding N1 of the converter transformer T1 connected to the high potential side of the DC power supply E. Same polarity.
【００１０】 整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ１のゲートは、コンバータトランスＴ１の２次巻線 Ｎ２とチョークコイルＣＬの１次巻線Ｌ１の接続点と接続する。 チョークコイルＣＬの１次巻線Ｌ１と平滑コンデンサＣ１に対して並列となる ように、Ｎチャネル型ＭＯＳ ＦＥＴよりなる整流素子としての転流時整流用Ｍ ＯＳ ＦＥＴ Ｍ２の主電流路を、平滑コンデンサＣ１側をソースとして接続す る。 転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２のゲートを、バイアス用コンデンサＣ２を 介してコンバータトランスＴ１の３次巻線Ｎ３の一端と接続し、その３次巻線Ｎ ３の他端を転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２のソースと接続する。 この時、コンバータトランスＴ１の３次巻線Ｎ３の転流時整流用ＭＯＳ ＦＥ Ｔ Ｍ２のソースと接続される側の一端は、コンバータトランスＴ１の１次巻線 Ｎ１の直流電源Ｅの高電位側と接続される一端と同極とする。The gate of the rectifying MOS FET M1 is connected to the connection point between the secondary winding N2 of the converter transformer T1 and the primary winding L1 of the choke coil CL. The main current path of the commutation rectifying MOS FET M2 as a rectifying element composed of an N-channel MOS FET is connected to the smoothing capacitor so that it is parallel to the primary winding L1 of the choke coil CL and the smoothing capacitor C1. Connect the C1 side as a source. The gate of the commutation rectification MOS FET M2 is connected to one end of the tertiary winding N3 of the converter transformer T1 via the bias capacitor C2, and the other end of the tertiary winding N3 is rectified during commutation. Connect to the source of MOS FET M2. At this time, one end on the side connected to the source of the commutation rectifying MOS FE T M2 of the tertiary winding N3 of the converter transformer T1 has a high potential side of the DC power source E of the primary winding N1 of the converter transformer T1. It has the same polarity as one end connected to.
【００１１】 バイアス用コンデンサＣ２に対して並列となるように、チョークコイルＣＬの ２次巻線Ｌ２と逆流阻止用のダイオードＤ１の直列回路を、ダイオードＤ１のカ ソードがバイアス用コンデンサＣ２の転流時整流用ＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２のゲー ト側の一端となるように接続する。 この時、チョークコイルＣＬの２次巻線Ｌ２のバイアス用コンデンサＣ２側の 一端と、チョークコイルＣＬの１次側巻線Ｌ１のコンバータトランスＴ１の２次 巻線Ｎ２側の一端が同極となるようにする。 なお、平滑コンデンサＣ１の両端がスイッチング電源の出力端となり、平滑コ ンデンサＣ１に対して並列に負荷ＲL が接続される。 以上に述べた回路構成とすることで、本考案によるコンバータトランスＴ１の ２次巻線Ｎ２は、図２におけるコンバータトランスＴ２の２次巻線Ｎ２及び駆動 用巻線Ｎ５の機能を果たし、コンバータトランスＴ１の３次巻線Ｎ３は、図２に おけるコンバータトランスＴ２の駆動用巻線Ｎ３の機能を果たし、チョークコイ ルＣＬの２次巻線Ｌ２は、図２におけるコンバータトランスＴ２の充電用巻線Ｎ ４の機能を果たすことになる。 これによりＭＯＳ ＦＥＴに存在する寄生ダイオードが導通すること無く、コ ンバータトランスの巻線数の増加を抑えることができる。In the series circuit of the secondary winding L2 of the choke coil CL and the diode D1 for backflow prevention, the cathode of the diode D1 is commutated to the bias capacitor C2 so as to be parallel to the bias capacitor C2. The time rectification MOS FET M2 is connected so as to be one end on the gate side. At this time, one end of the secondary winding L2 of the choke coil CL on the bias capacitor C2 side and one end of the primary winding L1 of the choke coil CL on the secondary winding N2 side of the converter transformer T1 have the same polarity. To do so. Both ends of the smoothing capacitor C1 serve as output terminals of the switching power supply, and the load R L is connected in parallel to the smoothing capacitor C1. With the circuit configuration described above, the secondary winding N2 of the converter transformer T1 according to the present invention functions as the secondary winding N2 and the driving winding N5 of the converter transformer T2 in FIG. The tertiary winding N3 of T1 functions as the driving winding N3 of the converter transformer T2 in FIG. 2, and the secondary winding L2 of the choke coil CL is the charging winding of the converter transformer T2 in FIG. It will fulfill the function of N 4. As a result, it is possible to suppress an increase in the number of windings of the converter transformer without conducting the parasitic diode existing in the MOS FET.
【００１２】 なお、図１に示す本考案の回路において、充電用巻線の機能を果たすチョーク コイルＣＬの２次巻線Ｌ２は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態へ移行 してフライバック電圧に相当する電圧が発生した時に、バイアス用コンデンサＣ ２を充電するような極性となっている。これを逆の極性として、スイッチングト ランジスタＱ１がオン状態の時にチョークコイルＣＬの２次巻線Ｌ２に誘起され る起電圧によりバイアス用コンデンサＣ２を充電するようにしても良い。 また、図１に示す回路において、整流用及び転流時整流用のＭＯＳ ＦＥＴに Ｎチャネル型を用いて実施例の説明を行ったが、Ｐチャネル型のＭＯＳ ＦＥＴ でも使用可能であり、その場合には、各巻線の極性が逆となるように回路を構成 すれば良い。 さらに、ＭＯＳ ＦＥＴがターンオフする時のスパイクノイズを低減させるた めに、整流素子としてのＭＯＳ ＦＥＴに対して並列に、ＭＯＳ ＦＥＴの寄生 ダイオードよりも順方向電圧降下の小さいショットキー障壁型のダイオードを設 ける場合もある。In the circuit of the present invention shown in FIG. 1, the secondary winding L2 of the choke coil CL which functions as a charging winding corresponds to a flyback voltage when the switching transistor Q1 is turned off. The polarity is such that the bias capacitor C 2 is charged when a voltage is generated. The polarity may be reversed to charge the bias capacitor C2 with the electromotive voltage induced in the secondary winding L2 of the choke coil CL when the switching transistor Q1 is in the ON state. Further, in the circuit shown in FIG. 1, the embodiment has been described by using the N-channel type MOS FET for rectification and rectification during commutation, but a P-channel type MOS FET can also be used. In this case, the circuit may be configured so that the polarities of the windings are opposite. Furthermore, in order to reduce the spike noise when the MOS FET turns off, a Schottky barrier type diode with a smaller forward voltage drop than the parasitic diode of the MOS FET is installed in parallel with the MOS FET as a rectifying element. It may be set up.
【００１３】[0013]
以上に述べたように、本考案は、整流素子としてＭＯＳ ＦＥＴを使用したス イッチング電源において、ＭＯＳ ＦＥＴに存在する寄生ダイオード導通させず にＭＯＳ ＦＥＴを駆動するのに、チョークコイルに設けた２次巻線を充電用巻 線としたものである。 このことにより、コンバータトランスの巻線数を少なくすることができるので 、特にコンバータトランスの入力側と出力側との絶縁対策に関する負担が軽減さ れ、巻線の絶縁や放熱対策が容易になる。 また、これらと合わせてコンバータトランスが小型化できることから、電源装 置の小型化、コスト低減にも寄与する。 As described above, according to the present invention, in the switching power supply using the MOS FET as the rectifying element, the secondary diode provided in the choke coil is used to drive the MOS FET without conducting the parasitic diode existing in the MOS FET. The winding is a charging winding. As a result, the number of windings of the converter transformer can be reduced, so that the burden on insulation measures between the input side and the output side of the converter transformer is reduced, and insulation of the windings and heat dissipation measures are facilitated. In addition, the converter transformer can be downsized in combination with these, which also contributes to downsizing of the power supply device and cost reduction.
【図１】 本考案のスイッチング電源の実施例の回路
図。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a switching power supply of the present invention.
【図２】 従来のスイッチング電源の回路図。FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional switching power supply.
【図３】 図２に示す回路の各点における電圧波形。3 is a voltage waveform at each point of the circuit shown in FIG.
Ｅ 直流電源 Ｔ１ ３次巻線を有するコンバータトランス ＣＬ ２次巻線を有するチョークコイル Ｍ１ 主整流用のＭＯＳ ＦＥＴ Ｍ２ 転流時整流用のＭＯＳ ＦＥＴ Ｃ２ バイアス用コンデンサ E DC power supply T1 Converter transformer having a tertiary winding CL Choke coil having a secondary winding M1 MOS FET M2 for main rectification MOS FET C2 for rectification during commutation C2 bias capacitor
Claims (2)
れたスイッチング素子がスイッチング動作を行うことに
より、コンバータトランスの２次巻線に接続した整流平
滑回路を介して安定化した直流出力を負荷に供給するス
イッチング電源において、前記整流平滑回路は、整流素
子、転流時用整流素子、チョークコイル及び平滑コンデ
ンサより成り、該整流素子及び該転流時用整流素子とし
てＭＯＳＦＥＴを使用し、該チョークコイルは２次巻線
を有し、また、該コンバータトランスは３次巻線を有
し、該チョークコイルの２次巻線を充電用巻線、該コン
バータトランスの３次巻線を駆動用巻線とし、該転流時
整流用のＭＯＳ ＦＥＴのゲート、ソース間にバイアス
用のコンデンサと該駆動用巻線を直列に接続し、該バイ
アス用コンデンサに対して並列接続となるように該充電
用巻線と逆流阻止用のダイオードの直列回路を設け、こ
の時の該逆流阻止用のダイオードの順方向は、該充電用
巻線により充電されて発生する該バイアス用コンデンサ
の端子間電圧が該転流時整流用のＭＯＳ ＦＥＴを正バ
イアスするような方向に接続し、該スイッチング素子が
オン状態の時には、該整流用のＭＯＳ ＦＥＴがオン状
態、該転流時用のＭＯＳ ＦＥＴがオフ状態となり、該
スイッチング素子がオフ状態の時には、該整流用のＭＯ
Ｓ ＦＥＴがオフ状態、該転流時用のＭＯＳ ＦＥＴが
オン状態となるようにした同期整流方式のスイッチング
電源。1. A switching device connected to a primary winding of a converter transformer performs a switching operation, and a stabilized DC output is applied to a load via a rectifying / smoothing circuit connected to a secondary winding of the converter transformer. In the switching power supply to be supplied, the rectifying / smoothing circuit includes a rectifying element, a commutating rectifying element, a choke coil, and a smoothing capacitor, and MOSFETs are used as the rectifying element and the commutating rectifying element. Has a secondary winding, the converter transformer has a tertiary winding, the secondary winding of the choke coil is a charging winding, and the tertiary winding of the converter transformer is a driving winding. The bias capacitor and the driving winding are connected in series between the gate and the source of the commutation rectification MOS FET, and the bias capacitor is connected to the bias capacitor. A series circuit of the charging winding and the diode for blocking the reverse current is provided so as to be connected in parallel, and the forward direction of the diode for blocking the reverse current at this time is generated by being charged by the winding for charging. When the voltage across the terminals of the bias capacitor is connected in such a direction as to positively bias the rectifying MOS FET during the commutation, and when the switching element is in the ON state, the rectifying MOS FET is in the ON state and the commutation is performed. When the time-use MOS FET is turned off and the switching element is turned off, the rectification MO FET is turned on.
A synchronous rectification type switching power supply in which the S FET is turned off and the MOS FET for commutation is turned on.
該整流用のＭＯＳ ＦＥＴのゲート駆動電圧は、コンバ
ータトランスの２次巻線に発生する電圧より得ることを
特徴とするスイッチング電源。2. The switching power supply according to claim 1,
A switching power supply characterized in that a gate driving voltage of the rectifying MOS FET is obtained from a voltage generated in a secondary winding of a converter transformer.
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|---|---|
| JP (1) | JP2599288Y2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002330590A (en) * | 2001-05-08 | 2002-11-15 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Mosfet drive circuit |
-
1993
- 1993-04-28 JP JP1993027995U patent/JP2599288Y2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002330590A (en) * | 2001-05-08 | 2002-11-15 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Mosfet drive circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2599288Y2 (en) | 1999-08-30 |
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