JPH0669152B2 - アダプテイブアンテナ受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は移動通信に最適なアダプティブアンテナ受信機
に関し、特に干渉波が存在するときにはこれを抑圧し、
干渉波が存在しないときには同相合成ダイバーシティー
を行うアダプティブアンテナ受信機に関するものであ
る。

〔従来技術とその問題点〕

移動体で利用される移動無線通信では、フェージングに
よる受信信号の劣化と妨害信号による干渉が問題とな
る。従来、フェージングによる受信信号の劣化に対して
はダイバーシティー受信技術が、妨害信号による干渉に
対しては干渉抑圧技術が開発されている。２つの技術
は、いずれも２つの受信アンテナを利用し、２つの受信
アンテナから出力される信号を処理することにより自動
的に所要の制御を行う。しかし、従来では上記各技術は
別々に適用され、独立に動作するものであって、２つの
技術を同時に適用した方法は提案されていない。従っ
て、これらの２つの分野の技術を同一の制御アルゴリズ
ムに基づいて組合せて使用することができれば、例えば
移動通信における受信機として有用性が高くなる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記要請に応えることにあり、２つの
受信アンテナを備え、これらの受信アンテナに受信され
る信号の状態に応じて自動的にダイバーシティー受信又
は妨害信号の干渉抑圧を行い、移動通信の受信機として
の性能を高めたアダプティブアンテナ受信機を提供する
ことにある。

〔発明の構成〕

本発明は、希望波と妨害波との合成波を受信する第１及
び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信アン
テナの少なくとも一方に接続された可変利得増幅器及び
可変移相器を有し、この可変利得増幅器及び可変移相器
に第１及び第２の制御信号をそれぞれ入力することによ
って前記第１及び第２の受信アンテナの受信信号の間の
振幅及び位相の関係を制御し、２つの出力信号を出力す
る複素乗算回路と、この複素乗算回路の２つの出力信号
を合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力の
一部を入力して復調を行う受信回路と、前記信号合成回
路の出力の一部を入力する第１の２乗検波回路と、この
第１の２乗検波回路の出力をそれぞれ入力する高域通過
フィルタ及び低域通過フィルタと、前記高域通過フィル
タの出力を入力する第２の２乗検波回路と、この第２の
２乗検波回路より得られる出力信号に直流信号を加える
加算器と、この加算器の出力信号を前記低域通過フィル
タの出力信号で除算する除算回路と、直交する第１及び
第２の低周波信号を発生する低周波信号発生回路と、前
記除算回路の出力信号と前記第１の低周波信号の相関を
求める第１の相関回路と、前記除算回路の出力信号と前
記第２の低周波信号の相関を求める第２の相関回路と、
前記第１の相関回路の出力信号から前記第１の低周波信
号を減算して得た信号を前記第１の制御信号として前記
複素乗算回路の可変利得増幅器へ出力する第１の減算回
路と、前記第２の相関回路の出力信号から前記第２の低
周波信号を減算して得た信号を前記第２の制御信号とし
て前記複素乗算回路の可変移相器へ出力する第２の減算
回路とから成ることを特徴としている。

〔実施例〕

以下に、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

第１図は本発明に係る受信機のブロック図である。この
図において,1は複素乗算回路で、複素乗算回路１は入力
端子101,102を介し２本の受信アンテナ2,3を備える。受
信アンテナ2,3はそれぞれ信号S₁（ｔ）,S₂（ｔ）を受信
するものとする。また入力端子103,104には、減算回路
4,5からそれぞれ制御信号α（ｔ），β（ｔ）が入力す
る。かかる複素乗算回路１は、例えば第２図に示す如く
実現される。第２図において、６は可変利得増幅器、７
は可変移送器で、上記制御信号α（ｔ）は可変利得増幅
器６に入力し、制御信号β（ｔ）は可変移送器７に入力
する。このように構成された複素乗算回路１では、一例
として入力端子101から入力した信号S₁（ｔ）はそのま
ま出力端子105に出力され、入力端子102から入力した信
号S₂（ｔ）は、可変利得増幅器６で振幅を増幅され、可
変移相器７で位相を制御され、信号Ｓ′_２（ｔ）として
出力端子106に出力される。従ってこの場合には信号S₂
（ｔ）の振幅及び位相が制御信号α（ｔ），β（ｔ）に
よって制御され、これにより信号S₁（ｔ）とS₂（ｔ）の
振幅及び位相の関係が制御されることになる。

複素乗算回路１から出力された信号S₁（ｔ）,S′
_２（ｔ）は信号合成回路８に入力され、ここで合成さ
れ、信号Ｚ（ｔ）が出力される。この出力信号Ｚ（ｔ）
はFM受信回路９及び２乗検波回路10に与えられる。受信
Ｚ（ｔ）の一部はFM受信回路９を通った後受信信号とし
て出力端子11に取出される。また信号Ｚ（ｔ）の一部は
２乗検波回路10によって検波出力信号Ｄ（ｔ）として取
出され、この信号Ｄ（ｔ）はその後２つに分岐され、低
域通過フィルタ12と高域通過フィルタ13に入力される。
低域通過フィルタ12によって得られた信号Ｌ（ｔ）は除
算回路14に直接入力される。高域通過フィルタ13によっ
て得られた信号は２乗検波回路15を通って信号Ｈ（ｔ）
となり、その後加算回路16において入力端子17より与え
られるレベルε_０の直流信号と加算された後に除算回路
14に入力される。除算回路14からは なる出力信号Ｃ（ｔ）が出力される。

18,19は相関回路で、相関回路18には上記Ｃ（ｔ）と低
周波発振回路20の出力信号εcosωｔが入力され、相関
回路19には上記Ｃ（ｔ）と90゜移相回路21の出力信号ε
sinωｔが入力される。低周波発振回路20と90゜移相回
路21は低周波信号発生回路200を構成する。相関回路18,
19は、具体的に例えば第３図に示す如く、乗算器22と低
域通過フィルタ23とループフィルタ24から実現される。
乗算器22は２つの入力端子22a,22bを有し、入力端子22a
には信号Ｃ（ｔ）が、入力端子22bにはεcosωｔ又はε
sinωｔがそれぞれ入力される。相関回路18,19からはそ
れぞれ信号α₀,β_０が入力され、前記減算回路4,5に入
力される。更に減算回路4,5には上記εcosωt,εsinω
ｔがそれぞれ入力され、この結果前述した如く制御信号
α（ｔ），β（ｔ）を複素乗算回路１に対して出力す
る。この場合α（ｔ），β（ｔ）は、 α（ｔ）＝α_０−εcosωｔ β（ｔ）＝β_０−εsinωｔ と表される。ここで、上記ωは低周波信号の周波数、ε
は小さな正の数（ε≪１）である。

次に上記構成を有する受信機の動作を回路各部の信号を
数式で表わしながら説明する。

先ず前記受信信号S₁（ｔ）,S₂（ｔ）は次のように表わ
される。

S₁（ｔ）＝D₁（ｔ）＋U₁（ｔ） …（１） S₂（ｔ）＝D₂（ｔ）＋U₂（ｔ） …（２） ここで、D₁（ｔ）,D₂（ｔ）はそれぞれ受信アンテナ2,3
に受信される希望波信号、U₁（ｔ）,U₂（ｔ）は妨害波
信号である。D₁（ｔ）,D₂（ｔ）,U₁（ｔ）,U₂（ｔ）は
更に次のように表わされる。

D₁（ｔ）＝A₁exp｛ｊ（ωct＋θ（ｔ）＋θ_１）｝ …
（３） D₂（ｔ）＝A₂exp｛ｊ（ωct＋θ（ｔ）＋θ_２）｝ …
（４） U₁（ｔ）＝B₁exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ_１）｝ …
（５） U₂（ｔ）＝B₂exp｛ｊ（ωct＋φ（ｔ）＋φ_２）｝ …
（６） ここで受信信号はFM変調波であるものと仮定しており、
A₁,A₂,B₁,B₂は振幅、ωｃは搬送波周波数、θ（ｔ），
φ（ｔ）はそれぞれ希望波及び妨害波の変調信号で定ま
る位相信号、θ₁,θ₂,φ₁,φ_２は位相定数である。上記
振幅及び位相定数はフェージングによってゆるやかに変
化する。

次に複素乗算回路１で振幅と位相の制御を受けた信号
Ｓ′_２（ｔ）は、α（ｔ），β（ｔ）によって次のよう
に表わされる。

Ｓ′_２（ｔ）＝α（ｔ）｛D₂（ｔ） ＋U₂（ｔ）｝exp（ｊβ（ｔ）） …（７） この結果、信号合成回路８の出力信号Ｚ（ｔ）は、 Ｚ（ｔ）＝S₁（ｔ）＋Ｓ′_２（ｔ） ＝〔A₁exp（ｊθ_１） ＋α（ｔ）A₂exp｛ｊ（θ_２ ＋β（ｔ））｝〕exp（ｊθ（ｔ）） ＋〔B₁exp（ｊθ_１） ＋α（ｔ）B₂exp｛ｊ（θ_２ ＋β（ｔ））｝〕exp（ｊφ（ｔ）） …（８） と表わされる。また検波出力信号Ｄ（ｔ）は、 Ｄ（ｔ）＝|Z（ｔ）|² ＝|A（ｔ）|²＋|B（ｔ）|² ＋2|A（ｔ）||B（ｔ）|cos｛φ（ｔ） −θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝ …（９） となり、ここで、 |A（ｔ）|²＝A₁ ²＋α^２（ｔ）A₂ ² ＋２α（ｔ）A₁A₂cos｛θ_２−θ_１＋β（ｔ）｝…（1
0） |B（ｔ）|²＝B₁ ²＋α^２（ｔ）B₂ ² ＋２α（ｔ）B₁B₂cos｛θ_２−θ_１＋β（ｔ）｝…（1
1） である。上記検波出力信号Ｄ（ｔ）のうち、低周波信号
の周波数が十分に低いものであるとすれば、 |A（ｔ）|²＋|B（ｔ）|²が低周波信号となり、残りの2|
A（ｔ）||B（ｔ）|cos ｛φ（ｔ）−θ（ｔ）＋ψａ（ｔ）−ψｂ（ｔ）｝ はFM変調のために高域まで伸びる信号となる。従って低
域通過フィルタ12の出力信号Ｌ（ｔ）は次のように近似
できる。

Ｌ（ｔ）＝|A（ｔ）|²＋|B（ｔ）|² ≒A₀ ²＋B₀ ² ＋２α_０εA₂〔｛A₂＋A₁cos（θ_２−θ_１ ＋β_０）｝cosωｔ−A₁sinωｔ〕 ＋２α_０εB₂〔｛B₂＋B₁cos（θ_２−θ_１ ＋β_０）｝cosωｔ−B₁sinωｔ〕 …（14） ここで A₀ ²＝A₁ ²＋α₀ ²A² ＋２α₀A₁A₂cos（θ_２−θ_１＋β_０） …（15） B₀ ²＝B₁ ²＋α₀ ²B₂ ² ＋２α₀B₁B₂cos（θ_２−θ_１＋β_０） …（16） である。一方高域通過フィルタ13による信号Ｈ（ｔ）
は、 Ｈ（ｔ）＝|A（ｔ）|²|B（ｔ）|² ≒A₀ ²＋B₀ ² ＋２α_０εA₀B₂〔｛B₂＋B₁cos（θ_２−θ_１ ＋β_０）｝cosωｔ−B₁sinωｔ〕 ＋２α_０εB₀A₂〔｛A₂＋A₁cos（θ_２−θ_１ ＋β_０）｝cosωｔ−A₁sinωｔ〕 …（17） と近似される。

上記の如くして得られるＬ（ｔ）,H（ｔ）によって除算
回路14の出力信号Ｃ（ｔ）は次のように近似される。

ここで、 A₁₂＝A₂＋A₁cos（θ_２−θ_１＋β_０） …（19） B₁₂＝B₂＋B₁cos（θ_２−θ_１＋β_０） …（20） である。

以上の如くして得られた信号Ｃ（ｔ）を相関回路18,19
に入力し、低周波信号εcosωｔ及びεsinωｔとの相関
をとる。信号Ｃ（ｔ）とεcosωｔの相関信号Cc、信号
Ｃ（ｔ）とεsinωｔの相関信号Csは次のように与えら
れる。

上記において、相関信号Cc及びCsは、それぞれ信号Ｃ
（ｔ）のα（ｔ）及びβ（ｔ）に対するα。及びβ_０付
近における偏微分係数であって、その符号を逆にしたも
のを表わしている。信号Ｃ（ｔ）は、β_０の関数として
概略第４図に示す如く下方に凸になった形をしており、
極小値を与えるβｍが存在する。β_０がβｍよりも大き
いか、小さいかによって偏微分係数の符号が異なり、信
号Csをループフィルタ24に入力することによって、制御
信号β_０は徐々に最適値βｍに近付づく。同様にしてα
_０の値も最適値αｍに近づく。予め定められた直流信号
ε_０の値を十分小さい値に設定すれば、α_０及びβ_０が
最適値に近づくにつれて、A₀ ²B₀ ²は零、すなわちA₀又は
B₀は零に近づく。このA₀及びB₀は、定義式（15），（1
6）から明らかなように、それぞれ（８）式に示された
希望波（第１項）の振幅の２乗及び妨害波（第２項）の
振幅の２乗を表わしている。従って、ε_０の値が十分に
小さいときには、信号合成回路８の出力信号Ｚ（ｔ）に
おいて、妨害波又は希望波が打消される。この結果FM受
信回路９の出力端子11において、妨害波が存在するとき
にはこの妨害波を抑圧して、希望波のみが出力される。
なお妨害波を打消した場合には問題はないが、希望波を
打消した場合にはシステムを強制的に他の状態に変化さ
せる手段が必要となる。そのためには、従来知られてい
るように位相制御量β_０の符号を反転させるのが最も有
効な方法である。

妨害波が存在しない場合、すなわちB₁＝B₂＝B₀＝B₁₂＝
０の場合には（21）式，（22）式はかっこの中の第３項
を除いて零になる。このとき、信号Cc,Csは（15）式で
与えられるA₀ ²のα_０及びβ_０における偏微分係数の符
号を反転したものとなり、最適値αm,βｍはA₀ ²を最大
にする。A₀ ²を最大にするということは、（８）式の第
１項で表わされる希望波に関し２つの受信アンテナ2,3
で受信された信号を少なくとも同相合成することを意味
する。なお定数ε_０を零にすると、妨害波が打消された
場合（A₀ ²B₀ ²＝０）、（21）式及び（22）式における第
３項も零になり、同相合成するための制御力が零になっ
て本発明の目的を達成することができない。

以上に延べたように、評価関数の最小値を求めるために
正弦波状の微小信号を重畳して相関を求める方法は、摂
動法として知られている。摂動信号の周波数ωは、アナ
ログ音声信号の場合には100Hzから200Hzに設定するのが
望ましい。この値は、移動通信で通常生じるフェージン
グ周波数は数10Hzになるので、これよりも高いという条
件と、音声の下限帯域である300Hzよりも低いという条
件より定められる。

また上記実施例では、高域通過フィルタ13によって周波
数ωの信号成分は十分に減衰できると仮定したが、これ
が満足されないときには高域通過フィルタ13に併せて周
波数ωの帯域阻止フィルタを設けることが望ましい。

〔発明の効果〕

以上の説明で明らかなように本発明によれば、ダイバー
シティー受信技術と干渉抑圧技術を組合せ、希望波に対
して妨害波が存在するときには妨害波を打消して希望波
のみを取り出すと共に、妨害波が存在しないときには２
つの受信アンテナからの希望波につき同相合成ダイバー
シティ受信を行うように構成したため、移動通信の受信
機として利用すれば極めて高い性能を発揮するという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る受信機の構成を示すブロック図、 第２図は複素乗算回路の具体的構成を示すブロック図、 第３図は相関回路の具体的構成を示すブロック図、 第４図は動作を説明するための概念図である。 １……複素乗算回路 2,3……受信アンテナ 4,5……減算回路 ８……信号合成回路 ９……FM受信回路 10……２乗検波回路 12……低域通過フィルタ 13……高域通過フィルタ 14……除算回路 16……加算回路 18,19……相関回路 200……低周波信号発生回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】希望波と妨害波との合成波を受信する第１
   及び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信ア
   ンテナの少なくとも一方に接続された可変利得増幅器及
   び可変移相器を有し、この可変利得増幅器及び可変移相
   器に第１及び第２の制御信号をそれぞれ入力することに
   よって前記第１及び第２の受信アンテナの受信信号の間
   の振幅及び位相の関係を制御し、２つの出力信号を出力
   する複素乗算回路と、この複素乗算回路の２つの出力信
   号を合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力
   の一部を入力して復調を行う受信回路と、前記信号合成
   回路の出力の一部を入力する第１の２乗検波回路と、こ
   の第１の２乗検波回路の出力をそれぞれ入力する高域通
   過フィルタ及び低域通過フィルタと、前記高域通過フィ
   ルタの出力を入力する第２の２乗検波回路と、この第２
   の２乗検波回路より得られる出力信号に直流信号を加え
   る加算器と、この加算器の出力信号を前記低域通過フィ
   ルタの出力信号で除算する除算回路と、直交する第１及
   び第２の低周波信号を発生する低周波信号発生回路と、
   前記除算回路の出力信号と前記第１の低周波信号の相関
   を求める第１の相関回路と、前記除算回路の出力信号と
   前記第２の低周波信号の相関を求める第２の相関回路
   と、前記第１の相関回路の出力信号から前記第１の低周
   波信号を減算して得た信号を前記第１の制御信号として
   前記複素乗算回路の可変利得増幅器へ出力する第１の減
   算回路と、前記第２の相関回路の出力信号から前記第２
   の低周波信号を減算して得た信号を前記第２の制御信号
   として前記複素乗算回路の可変移相器へ出力する第２の
   減算回路とから成ることを特徴とするアダプティブアン
   テナ受信機。