JPH0662567A - スイッチング電源における過電流保護回路 - Google Patents
スイッチング電源における過電流保護回路Info
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- JPH0662567A JPH0662567A JP20645692A JP20645692A JPH0662567A JP H0662567 A JPH0662567 A JP H0662567A JP 20645692 A JP20645692 A JP 20645692A JP 20645692 A JP20645692 A JP 20645692A JP H0662567 A JPH0662567 A JP H0662567A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源立ち上げ時にスイッチング素子に過電流
を流すことなく、立ち上がるスイッチング電源における
過電流保護回路を提供することを目的としている。 【構成】 ２次側電圧出力に並列に、ツェナーダイオー
ド６と抵抗５とホトカプラのダイオード部１ｂを直列に
接続した回路の挿入回路と、１次側ドライブ回路に前記
ホトカプラのトランジスタ部１ａと、抵抗３と、トラン
ジスタ２を挿入した回路から構成された過電流保護回路
を有しているので、電源立ち上げ時にスイッチング素子
であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流のピーク
値を制限するので、電源立ち上げ時にスイッチング素子
であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１さらには入力フィルタ１
１、ダイオードブリッジ１２に過電流を流すことなく、
電源を立ち上げることができる。
を流すことなく、立ち上がるスイッチング電源における
過電流保護回路を提供することを目的としている。 【構成】 ２次側電圧出力に並列に、ツェナーダイオー
ド６と抵抗５とホトカプラのダイオード部１ｂを直列に
接続した回路の挿入回路と、１次側ドライブ回路に前記
ホトカプラのトランジスタ部１ａと、抵抗３と、トラン
ジスタ２を挿入した回路から構成された過電流保護回路
を有しているので、電源立ち上げ時にスイッチング素子
であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流のピーク
値を制限するので、電源立ち上げ時にスイッチング素子
であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１さらには入力フィルタ１
１、ダイオードブリッジ１２に過電流を流すことなく、
電源を立ち上げることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、発振周波数変動型スイ
ッチング電源のスイッチング素子の過電流保護回路に関
する。
ッチング電源のスイッチング素子の過電流保護回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の発振周波数変動型スイッチング電
源を回路構成を図３に示す。この回路の動作を説明す
る。入力フィルタ１１を通ってきた交流は、ダイオード
ブリッジ１２とコンデンサ１３により整流され直流とな
る。この直流は、起動抵抗２２を通ってスイッチング素
子であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに作用し、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＮにする。
源を回路構成を図３に示す。この回路の動作を説明す
る。入力フィルタ１１を通ってきた交流は、ダイオード
ブリッジ１２とコンデンサ１３により整流され直流とな
る。この直流は、起動抵抗２２を通ってスイッチング素
子であるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに作用し、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＮにする。
【０００３】パワーＭＯＳＦＥＴ２１がＯＮにされる
と、トランス２９の１次巻線２９ａを通じてパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２１にドレイン電流が流れる。１次巻線２９ａ
に電流が流れると、ゲート巻線２９ｂに電圧が発生し、
抵抗２４およびコンデンサ２５を通じてパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２１のゲートに電圧が加わりパワーＭＯＳＦＥＴ２
１のＯＮ抵抗が更に減少し、ドレイン電流が増加する。
ドレイン電流が増加すれば１次巻線２９ａに流れる電流
が増加し、ゲート巻線２９ｂの電圧が増加し、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵抗が更に低下する。以上のルー
プによりパワーＭＯＳＦＥＴ２１は瞬時にＯＮにされる
（図４参照）。
と、トランス２９の１次巻線２９ａを通じてパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２１にドレイン電流が流れる。１次巻線２９ａ
に電流が流れると、ゲート巻線２９ｂに電圧が発生し、
抵抗２４およびコンデンサ２５を通じてパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２１のゲートに電圧が加わりパワーＭＯＳＦＥＴ２
１のＯＮ抵抗が更に減少し、ドレイン電流が増加する。
ドレイン電流が増加すれば１次巻線２９ａに流れる電流
が増加し、ゲート巻線２９ｂの電圧が増加し、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵抗が更に低下する。以上のルー
プによりパワーＭＯＳＦＥＴ２１は瞬時にＯＮにされる
（図４参照）。
【０００４】この後コンデンサ２５が充電されると、ゲ
ートに加わる電圧は上昇しなくなり、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のＯＮ抵抗が急激に上昇して瞬時にＯＦＦにな
る。このとき、２次巻線２９ｃに電力が発生してダイオ
ード３１とコンデンサ３２により整流されて負荷に供給
される。
ートに加わる電圧は上昇しなくなり、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のＯＮ抵抗が急激に上昇して瞬時にＯＦＦにな
る。このとき、２次巻線２９ｃに電力が発生してダイオ
ード３１とコンデンサ３２により整流されて負荷に供給
される。
【０００５】また、出力電圧を一定にする制御は次のよ
うにして行う。即ち、出力電圧は検出抵抗３８，３９と
誤差増幅器３４により検出され、ホトカプラの２次側ダ
イオード２８ｂを駆動してホトカプラの１次側トランジ
スタ２８ａのインピーダンスを変えて、トランジスタ２
３のインピーダンスを変え、パワーＭＯＳＦＥＴ２１の
ゲート電圧を制御して発振周波数を変える。トランス２
９の１次巻線２９ａのインダクタンスは一定であるか
ら、発振周波数が高くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２１の
ドレイン電流はそのピーク値が小さくなり、出力電圧が
下がり、逆に発振周波数が低くなればパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のドレイン電流はそのピーク値が大きくなり、出
力電圧は上がる。
うにして行う。即ち、出力電圧は検出抵抗３８，３９と
誤差増幅器３４により検出され、ホトカプラの２次側ダ
イオード２８ｂを駆動してホトカプラの１次側トランジ
スタ２８ａのインピーダンスを変えて、トランジスタ２
３のインピーダンスを変え、パワーＭＯＳＦＥＴ２１の
ゲート電圧を制御して発振周波数を変える。トランス２
９の１次巻線２９ａのインダクタンスは一定であるか
ら、発振周波数が高くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２１の
ドレイン電流はそのピーク値が小さくなり、出力電圧が
下がり、逆に発振周波数が低くなればパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のドレイン電流はそのピーク値が大きくなり、出
力電圧は上がる。
【０００６】かかる基本動作をなすスイッチング電源回
路における「軽負荷時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のド
レイン・ソース間電圧を図４（Ａ）に示し、「軽負荷
時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流を図４
（Ｂ）に示す。また、「大負荷時」のパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のドレイン・ソース間電圧を図４（Ｃ）に示し、
「大負荷時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流
を図４（Ｄ）に示す。
路における「軽負荷時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のド
レイン・ソース間電圧を図４（Ａ）に示し、「軽負荷
時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流を図４
（Ｂ）に示す。また、「大負荷時」のパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のドレイン・ソース間電圧を図４（Ｃ）に示し、
「大負荷時」のパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流
を図４（Ｄ）に示す。
【０００７】このようにして「軽負荷時」は高い周波数
で発振し、「大負荷時」は低い周波数で発振することに
より出力電圧を一定に保っている。また、「過負荷時」
にはパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流を抵抗５１
により検出して、抵抗５２，抵抗５３，コンデンサ５
４，抵抗５５を介してトランジスタ２３をＯＮにしてパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１を過電流から保護している。この
方式は、一般にはＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）
方式と呼ばれる。
で発振し、「大負荷時」は低い周波数で発振することに
より出力電圧を一定に保っている。また、「過負荷時」
にはパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン電流を抵抗５１
により検出して、抵抗５２，抵抗５３，コンデンサ５
４，抵抗５５を介してトランジスタ２３をＯＮにしてパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１を過電流から保護している。この
方式は、一般にはＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）
方式と呼ばれる。
【０００８】このような電源においては、電源立ち上げ
時には、コンデンサ３２に電荷が溜まっていないので出
力電圧が低く、パワーＭＯＳＦＥＴ２１には前記過電流
保護で規定されている電流値までドレイン電流が流れ
る。
時には、コンデンサ３２に電荷が溜まっていないので出
力電圧が低く、パワーＭＯＳＦＥＴ２１には前記過電流
保護で規定されている電流値までドレイン電流が流れ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電源立
ち上げ時に毎回パワーＭＯＳＦＥＴ２１に大電流が流れ
ると、入力フィルタ１１，ダイオードブリッジ１２等に
大電流が流れることになり、これらの部品は許容電流が
大きなものが必要になり、部品の大きさや価格の点でも
不利になる。また、電源立ち上げ時に毎回大電流が流れ
るため回路の構成部品の劣化を早め、回路の信頼性にお
いても不利となる。
ち上げ時に毎回パワーＭＯＳＦＥＴ２１に大電流が流れ
ると、入力フィルタ１１，ダイオードブリッジ１２等に
大電流が流れることになり、これらの部品は許容電流が
大きなものが必要になり、部品の大きさや価格の点でも
不利になる。また、電源立ち上げ時に毎回大電流が流れ
るため回路の構成部品の劣化を早め、回路の信頼性にお
いても不利となる。
【００１０】本発明は、上述した問題点を解決するため
になされたものであり、電源立ち上げ時にスイッチング
素子に過電流を流すことなく立ち上げることが可能なス
イッチング電源における過電流保護回路を提供すること
を目的とする。
になされたものであり、電源立ち上げ時にスイッチング
素子に過電流を流すことなく立ち上げることが可能なス
イッチング電源における過電流保護回路を提供すること
を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、トランスの二次側に出力電圧の変化分を検
出する第１ホトカプラのダイオード部を含む検出回路を
備え、前記トランスの一次側に電流をオン・オフするス
イッチング素子と、このスイッチング素子をドライブす
るためドライブ回路を備え、前記検出回路の検出結果に
応じて前記ドライブ回路を構成する前記第１ホトカプラ
のトランジスタ部のインピーダンスを制御することによ
り前記スイッチング素子の発振周波数を変化せしめて出
力電圧を一定に制御する発振周波数変動型スイッチング
電源において、前記トランスの二次側に挿入された定電
圧素子と第２ホトカプラのダイオード部とを備えた直列
回路と、前記検出回路を構成する第１ホトカプラのトラ
ンジスタ部のコレクタ・エミッタ間に接続された前記第
２ホトカプラのトランジスタ部を含むインピーダンス制
御回路とを備え、電源スイッチ投入時には前記定電圧素
子の不動作により前記第２ホトカプラのダイオード部を
オフにせしめて前記スイッチング素子をオフにし、前記
スイッチング素子のオン・オフ動作を停止せしめるよう
に構成した。
に本発明は、トランスの二次側に出力電圧の変化分を検
出する第１ホトカプラのダイオード部を含む検出回路を
備え、前記トランスの一次側に電流をオン・オフするス
イッチング素子と、このスイッチング素子をドライブす
るためドライブ回路を備え、前記検出回路の検出結果に
応じて前記ドライブ回路を構成する前記第１ホトカプラ
のトランジスタ部のインピーダンスを制御することによ
り前記スイッチング素子の発振周波数を変化せしめて出
力電圧を一定に制御する発振周波数変動型スイッチング
電源において、前記トランスの二次側に挿入された定電
圧素子と第２ホトカプラのダイオード部とを備えた直列
回路と、前記検出回路を構成する第１ホトカプラのトラ
ンジスタ部のコレクタ・エミッタ間に接続された前記第
２ホトカプラのトランジスタ部を含むインピーダンス制
御回路とを備え、電源スイッチ投入時には前記定電圧素
子の不動作により前記第２ホトカプラのダイオード部を
オフにせしめて前記スイッチング素子をオフにし、前記
スイッチング素子のオン・オフ動作を停止せしめるよう
に構成した。
【００１２】
【作用】電源スイッチが投入されるとトランスの作用に
よりスイッチング素子はＯＮになる。しかし、電源スイ
ッチ投入直後には直列回路を構成する定電圧素子がＯＮ
にならないので、第２フォトカプラのダイオード部はＯ
Ｎしない。従って、第２フォトカプラのトランジスタ部
はＯＮしないので、インピーダンス制御部のインピーダ
ンスが低くなりスイッチング素子をＯＦＦにする。この
ようにしてスイッチング素子はＯＮ・ＯＦＦを繰り返し
つつ、出力側の出力電圧の上昇と共に過電流を流すこと
なく徐々に電源を立ち上げていく。
よりスイッチング素子はＯＮになる。しかし、電源スイ
ッチ投入直後には直列回路を構成する定電圧素子がＯＮ
にならないので、第２フォトカプラのダイオード部はＯ
Ｎしない。従って、第２フォトカプラのトランジスタ部
はＯＮしないので、インピーダンス制御部のインピーダ
ンスが低くなりスイッチング素子をＯＦＦにする。この
ようにしてスイッチング素子はＯＮ・ＯＦＦを繰り返し
つつ、出力側の出力電圧の上昇と共に過電流を流すこと
なく徐々に電源を立ち上げていく。
【００１３】
【実施例】以下、本発明を具体化した一実施例を図面を
参照して説明する。なお、既に説明した部分には同一符
号を付し、重複記載を省略する。
参照して説明する。なお、既に説明した部分には同一符
号を付し、重複記載を省略する。
【００１４】図１に、本発明の実施例のスイッチング電
源の回路図を示す。図１に示すように、２次出力側に
は、抵抗５，ツェナーダイオード６，第２ホトカプラの
ダイオード部１ｂからなる直列回路が接続されている。
また、第１ホトカプラのトランジスタ部２８ａのコレク
タ・エミッタ間にはＮＰＮ型トランジスタ２のコレクタ
およびエミッタが接続され、このトランジスタ２のベー
ス・コレクタ間には抵抗３が挿入され、前記トランジス
タ２のベース・エミッタ間には前記第２ホトカプラのト
ランジスタ部１ａのコレクタ・エミッタが接続されてい
る。
源の回路図を示す。図１に示すように、２次出力側に
は、抵抗５，ツェナーダイオード６，第２ホトカプラの
ダイオード部１ｂからなる直列回路が接続されている。
また、第１ホトカプラのトランジスタ部２８ａのコレク
タ・エミッタ間にはＮＰＮ型トランジスタ２のコレクタ
およびエミッタが接続され、このトランジスタ２のベー
ス・コレクタ間には抵抗３が挿入され、前記トランジス
タ２のベース・エミッタ間には前記第２ホトカプラのト
ランジスタ部１ａのコレクタ・エミッタが接続されてい
る。
【００１５】次に、動作を説明する。基本動作 基本的な動作原理は、前記図３に示した従来例と同一で
ある。即ち、入力された交流の整流→起動抵抗２２によ
るパワーＭＯＳＦＥＴ２１の起動→パワーＭＯＳＦＥＴ
２１のＯＮによるトランス１次巻線２９ａを通じてパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１にドレイン電流の供給→１次巻線２
９ａに電流が流れることによるゲート巻線２９ｂにおけ
る電圧発生→この電圧の抵抗２４，コンデンサ２５を介
してのパワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲートへの電圧印加→
パワーＭＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵抗の更なる減少に伴う
ドレイン電流の増加→ドレイン電流の増加による１次巻
線２９ａの電流増加→この電流増加によるゲート巻線２
９ｂの電圧増加によるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵
抗のさらなる低下→以上のループを繰り返してパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２１の瞬時のＯＮ→２次巻線２９ｃの電力発
生→ダイオード３１とコンデンサ３２による整流→負荷
への電力供給。
ある。即ち、入力された交流の整流→起動抵抗２２によ
るパワーＭＯＳＦＥＴ２１の起動→パワーＭＯＳＦＥＴ
２１のＯＮによるトランス１次巻線２９ａを通じてパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１にドレイン電流の供給→１次巻線２
９ａに電流が流れることによるゲート巻線２９ｂにおけ
る電圧発生→この電圧の抵抗２４，コンデンサ２５を介
してのパワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲートへの電圧印加→
パワーＭＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵抗の更なる減少に伴う
ドレイン電流の増加→ドレイン電流の増加による１次巻
線２９ａの電流増加→この電流増加によるゲート巻線２
９ｂの電圧増加によるパワーＭＯＳＦＥＴ２１のＯＮ抵
抗のさらなる低下→以上のループを繰り返してパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２１の瞬時のＯＮ→２次巻線２９ｃの電力発
生→ダイオード３１とコンデンサ３２による整流→負荷
への電力供給。
【００１６】出力電圧は検出抵抗３８および３９と誤差
増幅器３４により検出され、第１ホトカプラのダイオー
ド２８ｂを駆動して第１ホトカプラのトランジスタ２８
ａのインピーダンスを変えて、トランジスタ２３のイン
ピーダンスを変え、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電
圧を制御して発振周波数を変化させる。トランス２９の
１次巻線２９ａのインダクタンスは一定であるから、発
振周波数が高くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイ
ン電流はそのピーク値が小さくなり、出力電圧が下が
り、逆に発振周波数が低くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２
１のドレイン電流はそのピーク値が大きくなり、出力電
圧は上がる。このようにして「軽負荷時」は高い周波数
で発振し、「大負荷時」は低い周波数で発振することに
より出力電圧を一定に保っている。
増幅器３４により検出され、第１ホトカプラのダイオー
ド２８ｂを駆動して第１ホトカプラのトランジスタ２８
ａのインピーダンスを変えて、トランジスタ２３のイン
ピーダンスを変え、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電
圧を制御して発振周波数を変化させる。トランス２９の
１次巻線２９ａのインダクタンスは一定であるから、発
振周波数が高くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイ
ン電流はそのピーク値が小さくなり、出力電圧が下が
り、逆に発振周波数が低くなればパワーＭＯＳＦＥＴ２
１のドレイン電流はそのピーク値が大きくなり、出力電
圧は上がる。このようにして「軽負荷時」は高い周波数
で発振し、「大負荷時」は低い周波数で発振することに
より出力電圧を一定に保っている。
【００１７】また、「過負荷時」にはパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２１のドレイン電流を抵抗５１により検出して、抵抗
５２，抵抗５３，コンデンサ５４，抵抗５５を介してト
ランジスタ２３をＯＮしてゲート巻線２９ｂの電圧をバ
イパスし、パワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＦＦにしてパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１を過電流から保護している。本発明の要旨に係る動作 「電源の立ち上げ時」には、２次側の出力電圧は低いの
で、第１ホトカプラのダイオード部２８ｂはＯＦＦにな
っていて、第１ホトカプラのトランジスタ部２８ａをＯ
ＦＦにしてトランジスタ２３にベース電流を供給しない
ので、このままではパワーＭＯＳＦＥＴ２１は低い周波
数で発振し、そのドレイン電流のピークは大きな値にな
る。
Ｔ２１のドレイン電流を抵抗５１により検出して、抵抗
５２，抵抗５３，コンデンサ５４，抵抗５５を介してト
ランジスタ２３をＯＮしてゲート巻線２９ｂの電圧をバ
イパスし、パワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＦＦにしてパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１を過電流から保護している。本発明の要旨に係る動作 「電源の立ち上げ時」には、２次側の出力電圧は低いの
で、第１ホトカプラのダイオード部２８ｂはＯＦＦにな
っていて、第１ホトカプラのトランジスタ部２８ａをＯ
ＦＦにしてトランジスタ２３にベース電流を供給しない
ので、このままではパワーＭＯＳＦＥＴ２１は低い周波
数で発振し、そのドレイン電流のピークは大きな値にな
る。
【００１８】ところがこの時、２次側出力に抵抗５を介
して接続されているツェナーダイオード６はＯＦＦにな
っているので、第２ホトカプラのダイオード１ｂはＯＦ
Ｆになっている。従って、第２ホトカプラのトランジス
タ１ａはＯＦＦになる。従って、トランジスタ２は抵抗
３よりベース電流を提供されインピーダンスが小さくな
りトランジスタ２３のベースに電流を供給してトランジ
スタ２３をＯＮにし、パワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＦＦ
にする。
して接続されているツェナーダイオード６はＯＦＦにな
っているので、第２ホトカプラのダイオード１ｂはＯＦ
Ｆになっている。従って、第２ホトカプラのトランジス
タ１ａはＯＦＦになる。従って、トランジスタ２は抵抗
３よりベース電流を提供されインピーダンスが小さくな
りトランジスタ２３のベースに電流を供給してトランジ
スタ２３をＯＮにし、パワーＭＯＳＦＥＴ２１をＯＦＦ
にする。
【００１９】この後、パワーＭＯＳＦＥＴ２１はＯＮ・
ＯＦＦを繰り返して、２次側コンデンサ３２に徐々に電
荷が蓄積され、電源立ち上げ時に過電流を流すことな
く、徐々に電源を立ち上げる（図２（Ａ））。そして、
ツェナーダイオード６がＯＮになる電圧になると、第２
ホトカプラのダイオード部１ｂがＯＮになり、第２ホト
カプラのトランジスタ部１ａをＯＮにしてトランジスタ
２がＯＦＦになり、トランジスタ２３にベース電流を供
給しなくなる。
ＯＦＦを繰り返して、２次側コンデンサ３２に徐々に電
荷が蓄積され、電源立ち上げ時に過電流を流すことな
く、徐々に電源を立ち上げる（図２（Ａ））。そして、
ツェナーダイオード６がＯＮになる電圧になると、第２
ホトカプラのダイオード部１ｂがＯＮになり、第２ホト
カプラのトランジスタ部１ａをＯＮにしてトランジスタ
２がＯＦＦになり、トランジスタ２３にベース電流を供
給しなくなる。
【００２０】以上に説明したこの電源の立ち上げ時のパ
ワーＭＯＳＦＥＴの動作波形を図２（Ａ）に示す。ま
た、従来例のスイッチング電源の電源立ち上げ時のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１の動作波形を図２（Ｂ）に示す。
ワーＭＯＳＦＥＴの動作波形を図２（Ａ）に示す。ま
た、従来例のスイッチング電源の電源立ち上げ時のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２１の動作波形を図２（Ｂ）に示す。
【００２１】これらの図２（Ａ），（Ｂ）を比較しても
明らかなように、本実施例（図２（Ａ））によれば電源
スイッチを投入後、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン
電流は、時間の経過と共に徐々に増加しているので、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレインには過電流が流れるこ
とがない。これに対して従来の場合は（図２（Ｂ））、
電源スイッチの投入直後にパワーＭＯＳＦＥＴ２１のド
レインに過電流が流れ、時間の経過と共に徐々に減少し
ている。
明らかなように、本実施例（図２（Ａ））によれば電源
スイッチを投入後、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン
電流は、時間の経過と共に徐々に増加しているので、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレインには過電流が流れるこ
とがない。これに対して従来の場合は（図２（Ｂ））、
電源スイッチの投入直後にパワーＭＯＳＦＥＴ２１のド
レインに過電流が流れ、時間の経過と共に徐々に減少し
ている。
【００２２】前記トランジスタ２３にベース電流を供給
しなくなった後は、電源を切るまでツェナータイオード
６はＯＮし続けるので、第２ホトカプラのダイオード部
１ｂがＯＮし続けて第２ホトカプラのトランジスタ部１
ａをＯＮし続け，トランジスタ２がＯＦＦし続けトラン
ジスタ２３の動作に関与しなくなる。
しなくなった後は、電源を切るまでツェナータイオード
６はＯＮし続けるので、第２ホトカプラのダイオード部
１ｂがＯＮし続けて第２ホトカプラのトランジスタ部１
ａをＯＮし続け，トランジスタ２がＯＦＦし続けトラン
ジスタ２３の動作に関与しなくなる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば、電源立ち上げ時にスイッチング素子で
あるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流のピーク値を制
限するので、電源立ち上げ時にスイッチング素子である
パワーＭＯＳＦＥＴ，入力フィルタ，ダイオードブリッ
ジ等に過電流が流れることがなく、部品の劣化を抑える
ことができる。
本発明によれば、電源立ち上げ時にスイッチング素子で
あるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流のピーク値を制
限するので、電源立ち上げ時にスイッチング素子である
パワーＭＯＳＦＥＴ，入力フィルタ，ダイオードブリッ
ジ等に過電流が流れることがなく、部品の劣化を抑える
ことができる。
【図１】本発明の実施例のスイッチング電源の回路図で
ある。
ある。
【図２】（Ａ）は本実施例のスイッチング電源の立ち上
げ時のパワーＭＯＳＦＥＴの動作波形図であり、（Ｂ）
は従来のスイッチング電源の立ち上げ時のパワーＭＯＳ
ＦＥＴの動作波形図である。
げ時のパワーＭＯＳＦＥＴの動作波形図であり、（Ｂ）
は従来のスイッチング電源の立ち上げ時のパワーＭＯＳ
ＦＥＴの動作波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源の回路図である。
【図４】（Ａ）は従来のスイッチング電源の軽負荷時の
パワーＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧を示し、
（Ｂ）は軽負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレインソー
ス間電圧を示す。（Ｃ）は従来のスイッチング電源の大
負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧を
示し、（Ｄ）は大負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイ
ンソース間電圧を示す。
パワーＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧を示し、
（Ｂ）は軽負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレインソー
ス間電圧を示す。（Ｃ）は従来のスイッチング電源の大
負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧を
示し、（Ｄ）は大負荷時のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイ
ンソース間電圧を示す。
１ａ…第２ホトカプラのトランジスタ部 １ｂ…第２ホトカプラのダイオード部 ２…トランジスタ ５…抵抗 ６…ツェナーダイオード（定電圧素子） ２１…パワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子） ２…トランジスタ ２８ａ…第１ホトカプラのトランジスタ部 ２８ｂ…第１ホトカプラのダイオード部 ３２…コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 トランスの二次側に出力電圧の変化分を
検出する第１ホトカプラのダイオード部を含む検出回路
を備え、前記トランスの一次側に電流をオン・オフする
スイッチング素子と、このスイッチング素子をドライブ
するためドライブ回路を備え、前記検出回路の検出結果
に応じて前記ドライブ回路を構成する前記第１ホトカプ
ラのトランジスタ部のインピーダンスを制御することに
より前記スイッチング素子の発振周波数を変化せしめて
出力電圧を一定に制御する発振周波数変動型スイッチン
グ電源において、 前記トランスの二次側に挿入された定電圧素子と第２ホ
トカプラのダイオード部とを備えた直列回路と、 前記検出回路を構成する第１ホトカプラのトランジスタ
部のコレクタ・エミッタ間に接続された前記第２ホトカ
プラのトランジスタ部を含むインピーダンス制御回路と
を備え、 電源スイッチ投入時には前記定電圧素子の不動作により
前記第２ホトカプラのダイオード部をオフにせしめて前
記スイッチング素子をオフにし、前記スイッチング素子
のオン・オフ動作を停止せしめるようにしたことを特徴
とするスイッチング電源における過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20645692A JPH0662567A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源における過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20645692A JPH0662567A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源における過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0662567A true JPH0662567A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=16523684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20645692A Pending JPH0662567A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源における過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0662567A (ja) |
-
1992
- 1992-08-03 JP JP20645692A patent/JPH0662567A/ja active Pending
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