JPH0650878B2 - オフセツトキヤンセル回路 - Google Patents
オフセツトキヤンセル回路Info
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- JPH0650878B2 JPH0650878B2 JP8567787A JP8567787A JPH0650878B2 JP H0650878 B2 JPH0650878 B2 JP H0650878B2 JP 8567787 A JP8567787 A JP 8567787A JP 8567787 A JP8567787 A JP 8567787A JP H0650878 B2 JPH0650878 B2 JP H0650878B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- voltage
- comparator
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- Dc Digital Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデジタル信号を受信する無線受信装置において
送信局の中心周波数のずれ等によって生じたオフセット
電圧をキャンセルして受信する回路に関し，特に，送信
開始時に１０１０…の同期の周期パターンを含み短時間
に最適な受信が可能な状態にする必要がある場合や，あ
るい同一の情報を送信する送信局が複数存在する複局送
信方式における受信に適したオフセットキャンセル回路
に関する。
送信局の中心周波数のずれ等によって生じたオフセット
電圧をキャンセルして受信する回路に関し，特に，送信
開始時に１０１０…の同期の周期パターンを含み短時間
に最適な受信が可能な状態にする必要がある場合や，あ
るい同一の情報を送信する送信局が複数存在する複局送
信方式における受信に適したオフセットキャンセル回路
に関する。
デジタル信号を受信する無線受信装置の信号検出回路の
従来例を第４図に示す。
従来例を第４図に示す。
第４図では，カップリングコンデンサ１０１，抵抗器１
０２により直流分をカットし，ダイオード103，104を使
ってオフセットキャンセルを行なっている。ここで，ダ
イオード103，104の導通電圧ＶDは入力ＩＮの信号の振
幅とほぼ同程度のものが選ばれる。カップリングコンデ
ンサ１０１を通った後入力ＩＮの信号の振幅を越えると
きにはダイオード103，104のいずれかが導通して電圧Ｖ
D以内に制限される。
０２により直流分をカットし，ダイオード103，104を使
ってオフセットキャンセルを行なっている。ここで，ダ
イオード103，104の導通電圧ＶDは入力ＩＮの信号の振
幅とほぼ同程度のものが選ばれる。カップリングコンデ
ンサ１０１を通った後入力ＩＮの信号の振幅を越えると
きにはダイオード103，104のいずれかが導通して電圧Ｖ
D以内に制限される。
すなわち，送信局の中心周波数と受信装置の局部発振周
波数がずれている場合，受信開始時に周波数のずれに応
じた直流変動を生じる。この直流変動はダイオード10
3，104のいずれかが導通する事によって抑えられ，最適
受信可能状態に達する。
波数がずれている場合，受信開始時に周波数のずれに応
じた直流変動を生じる。この直流変動はダイオード10
3，104のいずれかが導通する事によって抑えられ，最適
受信可能状態に達する。
カップリングコンデンサ１０１を通った後は比較器１０
５により比較される。また，この比較出力は抵抗器１０
６を通って帰還され，入力側のカップリングコンデンサ
１０１および抵抗器１０２で失なわれた低周波成分を再
生している。
５により比較される。また，この比較出力は抵抗器１０
６を通って帰還され，入力側のカップリングコンデンサ
１０１および抵抗器１０２で失なわれた低周波成分を再
生している。
この回路の動作例を第５図に示す。時刻ｔ0より受信入
力ＩＮが立ち上ったとする。このとき入力ＩＮにおいて
ＶSだけオフセット電圧が生じる。このとき，カップリ
ングコンデンサ１０１を通した波形ｘ101は，ダイオー
ド１０３が導通するため，電圧ＶD以上には立ち上らな
い。従って，以下に続くｘ101の信号波形は入力ＩＮの
信号波形を忠実に伝えていて，比較器１０５で正常に比
較される。
力ＩＮが立ち上ったとする。このとき入力ＩＮにおいて
ＶSだけオフセット電圧が生じる。このとき，カップリ
ングコンデンサ１０１を通した波形ｘ101は，ダイオー
ド１０３が導通するため，電圧ＶD以上には立ち上らな
い。従って，以下に続くｘ101の信号波形は入力ＩＮの
信号波形を忠実に伝えていて，比較器１０５で正常に比
較される。
しかしながら，第４図に示す従来の回路は変調感度およ
び復調感度のばらつきと環境条件による変化が問題とな
っていた。すなわち，入力ＩＮの信号の振幅がダイオー
ド103，104の導通電圧ＶDと異なると，その分だけ誤り
率の劣化の原因になる。
び復調感度のばらつきと環境条件による変化が問題とな
っていた。すなわち，入力ＩＮの信号の振幅がダイオー
ド103，104の導通電圧ＶDと異なると，その分だけ誤り
率の劣化の原因になる。
例えば，入力ＩＮの信号の振幅が電圧ＶDより大きいと
きには，ダイオードにより信号成分の電力が失なわれて
S/Nが悪化する。逆に，信号の振幅が電圧ＶDより小さい
ときには，比較器１０５入力において直流成分がずれて
いてもいずれのダイオードも導通しないために，直流変
動がいつまでも抑えられない。
きには，ダイオードにより信号成分の電力が失なわれて
S/Nが悪化する。逆に，信号の振幅が電圧ＶDより小さい
ときには，比較器１０５入力において直流成分がずれて
いてもいずれのダイオードも導通しないために，直流変
動がいつまでも抑えられない。
これは，さらに複局送信方式における受信においても問
題になる。すなわち，複局送信方式において，複数の送
信局の電波が屈くエリアで移動する受信機は瞬時的には
異なる局の電波を最も強く受けて各送信局のオフセット
した周波数に応じて復調出力に直流変動を伴なう。この
とき，各送信局の送信周波数ばかりでなく変調感度がば
らついている場合，ある送信局に対しては長時間経って
も最適な受信が出来ずに誤り率特性が劣化したままであ
る。
題になる。すなわち，複局送信方式において，複数の送
信局の電波が屈くエリアで移動する受信機は瞬時的には
異なる局の電波を最も強く受けて各送信局のオフセット
した周波数に応じて復調出力に直流変動を伴なう。この
とき，各送信局の送信周波数ばかりでなく変調感度がば
らついている場合，ある送信局に対しては長時間経って
も最適な受信が出来ずに誤り率特性が劣化したままであ
る。
本発明のオフセットキャンセル回路は，受信した復調信
号をカップリングコンデンサを通して識別回路へ入力
し，カップリングコンデンサと識別回路の間の点Ｐと第
１の電圧源との間へ，点Ｐの電圧が第１の電圧源の電圧
より低いときには断になり，ある一定値以上高いときに
は第１の抵抗器または第１の抵抗器と第１のコンデンサ
とを並列に接続して得られるインピーダンスと等価にな
る回路を接続し，点Ｐと第２の電圧源との間へ，点Ｐの
電圧が第２の電圧源の電圧より高いときには断になり，
ある一定値以上低いときには，第２の抵抗器または第２
の抵抗器と第２のコンデンサとを並列に接続して得られ
るインピーダンスと等価になる回路を接続し，さらに，
点Ｐと第３の電圧源へ第３の抵抗器を接続して成る。
号をカップリングコンデンサを通して識別回路へ入力
し，カップリングコンデンサと識別回路の間の点Ｐと第
１の電圧源との間へ，点Ｐの電圧が第１の電圧源の電圧
より低いときには断になり，ある一定値以上高いときに
は第１の抵抗器または第１の抵抗器と第１のコンデンサ
とを並列に接続して得られるインピーダンスと等価にな
る回路を接続し，点Ｐと第２の電圧源との間へ，点Ｐの
電圧が第２の電圧源の電圧より高いときには断になり，
ある一定値以上低いときには，第２の抵抗器または第２
の抵抗器と第２のコンデンサとを並列に接続して得られ
るインピーダンスと等価になる回路を接続し，さらに，
点Ｐと第３の電圧源へ第３の抵抗器を接続して成る。
また，本発明においては，識別回路として比較器，また
は比較器の出力からその正極側入力へ抵抗器により帰還
したもの，あるいは比較器の出力をさらにフリップフロ
ップ回路で抽出してから比較器の正極側入力へ抵抗器に
より帰還した回路等が使われる。
は比較器の出力からその正極側入力へ抵抗器により帰還
したもの，あるいは比較器の出力をさらにフリップフロ
ップ回路で抽出してから比較器の正極側入力へ抵抗器に
より帰還した回路等が使われる。
第１図は本発明のオフセットキャンセル回路の実施例で
ある。受信機の復調信号は入力ＩＮとして受信され，カ
ップリングコンデンサ１を通って点Ｐにおいてオフセッ
ト電圧の補正を受ける。点Ｐにおける信号はさらに識別
回路９により中点電圧Ｖ3に対して識別され，信号処理
用のマイクロプロセッサ１０（CPU）等へ出力される。
ある。受信機の復調信号は入力ＩＮとして受信され，カ
ップリングコンデンサ１を通って点Ｐにおいてオフセッ
ト電圧の補正を受ける。点Ｐにおける信号はさらに識別
回路９により中点電圧Ｖ3に対して識別され，信号処理
用のマイクロプロセッサ１０（CPU）等へ出力される。
ここで，点Ｐにおける信号は次の様にしてオフセット電
圧の補正が行なわれる。
圧の補正が行なわれる。
第１図において，各電圧源の電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は
（Ｖ１＋Ｖ２）／２＝Ｖ3となる様に選ばれている。ダ
イオード４および７の導通電圧をＶDとする。点Ｐの電
圧ＶPがＶ1＋ＶD以上になるとダイオード４は導通し，
一方電圧がＶ２−ＶD以下になるとダイオード７が導通
する。ここで，例えば，ダイオード４が導通すると，Ｖ
Pの電圧はコンデンサ３に蓄えられる。すなわち，この
事は点Ｐに生じる正の電圧のピーク値がコンデンサ３に
蓄えられる事を意味する。同様にして，コンデンサ６に
は点Ｐに生じる負の電圧のピーク値が蓄えらえる。ま
た，Ｐ点の電圧ＶPが，Ｖ1＋ＶDＶPＶ2−ＶDの範囲
にあり，いずれのダイオード４，７も導通しないときに
はＰ点の電圧の直流成分は抵抗器８によって，電圧Ｖ3
に漸近する。このとき，コンデンサ３および６の電圧は
それぞれ抵抗器２，５により放電してＶ１，Ｖ2に近づ
く。
（Ｖ１＋Ｖ２）／２＝Ｖ3となる様に選ばれている。ダ
イオード４および７の導通電圧をＶDとする。点Ｐの電
圧ＶPがＶ1＋ＶD以上になるとダイオード４は導通し，
一方電圧がＶ２−ＶD以下になるとダイオード７が導通
する。ここで，例えば，ダイオード４が導通すると，Ｖ
Pの電圧はコンデンサ３に蓄えられる。すなわち，この
事は点Ｐに生じる正の電圧のピーク値がコンデンサ３に
蓄えられる事を意味する。同様にして，コンデンサ６に
は点Ｐに生じる負の電圧のピーク値が蓄えらえる。ま
た，Ｐ点の電圧ＶPが，Ｖ1＋ＶDＶPＶ2−ＶDの範囲
にあり，いずれのダイオード４，７も導通しないときに
はＰ点の電圧の直流成分は抵抗器８によって，電圧Ｖ3
に漸近する。このとき，コンデンサ３および６の電圧は
それぞれ抵抗器２，５により放電してＶ１，Ｖ2に近づ
く。
第１図の場合，信号を受信している定常状態において
は，入力ＩＮの信号成分の振幅はＶ1＋ＶD−Ｖ3（＝Ｖ3
−Ｖ2＋ＶD）よりもやや高めに設定する事が可能であ
る。その理由としては，この様な設定に対して，定常状
態では，従来のように信号成分の電力が失なわれる量が
極めて少ないためである。
は，入力ＩＮの信号成分の振幅はＶ1＋ＶD−Ｖ3（＝Ｖ3
−Ｖ2＋ＶD）よりもやや高めに設定する事が可能であ
る。その理由としては，この様な設定に対して，定常状
態では，従来のように信号成分の電力が失なわれる量が
極めて少ないためである。
次にこの事について詳細に説明する。まず，この様な設
定に対して，点Ｐにおける信号の電圧の正のピーク値お
よび負のピーク値がそれぞれ第１図の点Ｑ1および点Ｑ2
に蓄えられる。その結果として，定常状態ではダイオー
ド４又は７を通して信号成分のエネルギーが失なわれる
のは波形のピーク値に達したときのほんの僅かであり，
信号波形の大部分はいずれのダイオードも導通させる事
なく波形歪みを受けない。
定に対して，点Ｐにおける信号の電圧の正のピーク値お
よび負のピーク値がそれぞれ第１図の点Ｑ1および点Ｑ2
に蓄えられる。その結果として，定常状態ではダイオー
ド４又は７を通して信号成分のエネルギーが失なわれる
のは波形のピーク値に達したときのほんの僅かであり，
信号波形の大部分はいずれのダイオードも導通させる事
なく波形歪みを受けない。
このように振幅の平均値をＶ１＋ＶＤ−Ｖ3の値と比べ
てやや高めに設定することによって，ばらつきや温度変
化等によって入力ＩＮの信号成分の振幅が異なっていて
も以下に示すようにオフセット除去効果を得る事が出来
る。
てやや高めに設定することによって，ばらつきや温度変
化等によって入力ＩＮの信号成分の振幅が異なっていて
も以下に示すようにオフセット除去効果を得る事が出来
る。
受信開始時に入力ＩＮの信号にオフセットを生じたとす
ると，入力ＩＮにおける信号成分のレベルがＶ1＋ＶD−
Ｖ3の値よりやや高めに設定されているために，入力Ｉ
Ｎの振幅のバラツキに関係なくダイオード４またはダイ
オード７のいずれかが必ず導通して点Ｐにおける直流分
の電圧は速やかに一定電圧Ｖ3に漸近する。従ってこの
ときには従来例のように受信開始後いつまでも直流変動
が抑えられないというようなことは起きない。
ると，入力ＩＮにおける信号成分のレベルがＶ1＋ＶD−
Ｖ3の値よりやや高めに設定されているために，入力Ｉ
Ｎの振幅のバラツキに関係なくダイオード４またはダイ
オード７のいずれかが必ず導通して点Ｐにおける直流分
の電圧は速やかに一定電圧Ｖ3に漸近する。従ってこの
ときには従来例のように受信開始後いつまでも直流変動
が抑えられないというようなことは起きない。
例えば，正の側にオフセットした信号が入力されると，
ダイオード４を通る電流が大きくなり，コンデンサ３お
よび抵抗器２を通して流れる電流によって点Ｐの電圧は
制限されてしまいあまり高い値にはならない。従って，
入力ＩＮの信号に生じたオフセット電圧は点Ｐでは減ず
る事になる。
ダイオード４を通る電流が大きくなり，コンデンサ３お
よび抵抗器２を通して流れる電流によって点Ｐの電圧は
制限されてしまいあまり高い値にはならない。従って，
入力ＩＮの信号に生じたオフセット電圧は点Ｐでは減ず
る事になる。
次に，信号を受信している定常状態において，複局送信
での多数の局からの電波を受けながら移動する受信機に
ついて，次の様なオフセット除去効果がある。
での多数の局からの電波を受けながら移動する受信機に
ついて，次の様なオフセット除去効果がある。
まず，定常状態では，それぞれの点Ｑ1およびＱ2へは常
に，Ｐ点における信号の正のピーク値および負のピーク
値が蓄えられている。従って，この状態でオフセットが
生じたとすると，オフセットによってずれた電圧に等し
い値だけコンデンサ３またはコンデンサ６からの電荷に
よって打ち消される。そのため，短時間でＶPの直流分
はＶ3と一致する様になる。すなわち，定常状態では，
入力ＩＮの振幅のばらつきに全く関係なくオフセットの
ずれ分だけを補正する。
に，Ｐ点における信号の正のピーク値および負のピーク
値が蓄えられている。従って，この状態でオフセットが
生じたとすると，オフセットによってずれた電圧に等し
い値だけコンデンサ３またはコンデンサ６からの電荷に
よって打ち消される。そのため，短時間でＶPの直流分
はＶ3と一致する様になる。すなわち，定常状態では，
入力ＩＮの振幅のばらつきに全く関係なくオフセットの
ずれ分だけを補正する。
第１図においてコンデンサ３および６を除いても，従来
の場合と比べるとオフセット除去効果は大きい。この場
合にも，定常状態での入力ＩＮの信号の振幅はＶ1＋ＶD
−Ｖ3の値と比べてやや高めに設定してもよい。すなわ
ち，ダイオード４または７が導通したとしても，抵抗器
２または５があるために，信号成分の電力が失われる割
合は従来より少ない。この場合，信号成分のうち，特別
に高いピーク値について，抵抗器２とコンデンサ１，ま
たは抵抗器期５とコンデンサ１とで決まる時定数に従っ
て充放電が行なわれる。すなわち，この時定数の値を信
号のビット長に比べて数倍以上に選ぶ事によって，ある
ビットだけが高いピーク値の波形になったとしても，そ
のビットの波形が破壊される程度は従来より少なく正常
な受信が可能である。
の場合と比べるとオフセット除去効果は大きい。この場
合にも，定常状態での入力ＩＮの信号の振幅はＶ1＋ＶD
−Ｖ3の値と比べてやや高めに設定してもよい。すなわ
ち，ダイオード４または７が導通したとしても，抵抗器
２または５があるために，信号成分の電力が失われる割
合は従来より少ない。この場合，信号成分のうち，特別
に高いピーク値について，抵抗器２とコンデンサ１，ま
たは抵抗器期５とコンデンサ１とで決まる時定数に従っ
て充放電が行なわれる。すなわち，この時定数の値を信
号のビット長に比べて数倍以上に選ぶ事によって，ある
ビットだけが高いピーク値の波形になったとしても，そ
のビットの波形が破壊される程度は従来より少なく正常
な受信が可能である。
この場合，特にコンデンサ３および６を必要としないた
めＩＣ化を行なうには都合がよい。すなわち，カップリ
ングコンデンサ１を除いてＩＣ化を行なえば，他は全て
時定数回路を含まないため，信号伝送速度に全く依存し
ない。従って，この様なＩＣを１種類準備しておけば，
種々な回路実現において，信号速度に関係なく使われる
ため，量産効果が得られる。なお，ダイオード４，７は
他の素子あるいは回路，例えば比較回路とスイッチ回路
との組み合わせにより代用することもできる。
めＩＣ化を行なうには都合がよい。すなわち，カップリ
ングコンデンサ１を除いてＩＣ化を行なえば，他は全て
時定数回路を含まないため，信号伝送速度に全く依存し
ない。従って，この様なＩＣを１種類準備しておけば，
種々な回路実現において，信号速度に関係なく使われる
ため，量産効果が得られる。なお，ダイオード４，７は
他の素子あるいは回路，例えば比較回路とスイッチ回路
との組み合わせにより代用することもできる。
本発明において，識別回路９は，第１図に示す様な比較
器１１のみを用いる代りに，第２図または第３図に示す
回路を使用する事が考えられる。
器１１のみを用いる代りに，第２図または第３図に示す
回路を使用する事が考えられる。
第２図は，比較器１２の出力から正極側の入力へ抵抗器
１３で帰還した場合である。第２図の回路を第１図の識
別回路９に適用した場合，次の効果がある。入力ＩＮに
おける信号が常にローレベルまたは常にハイレベルが続
いたとしても，識別回路においては比較器１２からの帰
還があるため，電圧ＶPは電圧Ｖ3に漸近する事はなく，
識別可能な状態に止まる。
１３で帰還した場合である。第２図の回路を第１図の識
別回路９に適用した場合，次の効果がある。入力ＩＮに
おける信号が常にローレベルまたは常にハイレベルが続
いたとしても，識別回路においては比較器１２からの帰
還があるため，電圧ＶPは電圧Ｖ3に漸近する事はなく，
識別可能な状態に止まる。
次に，第３図は比較器１４の出力を再生クロックCLKを
用いてフリップフロップ１５により抽出した後で抵抗器
１６により比較器１４の正極側の入力へ帰還している。
第３図の回路を第１図の識別回路９に適用すれば，帰還
する電圧はビットの時間的中央で抽出したものを使って
いるため，ビット単位の信号波形としては最もS/Nの良
いものが抽出されて帰還する事になり，第２図の場合よ
り安定して動作する。
用いてフリップフロップ１５により抽出した後で抵抗器
１６により比較器１４の正極側の入力へ帰還している。
第３図の回路を第１図の識別回路９に適用すれば，帰還
する電圧はビットの時間的中央で抽出したものを使って
いるため，ビット単位の信号波形としては最もS/Nの良
いものが抽出されて帰還する事になり，第２図の場合よ
り安定して動作する。
以上説明したように本発明では，送信側の変調感度およ
び受信側の復調感度のばらつきがあっても，それに応じ
てオフセット除去が可能であり，短時間で正常な識別，
すなわち最適受信が可能になる。
び受信側の復調感度のばらつきがあっても，それに応じ
てオフセット除去が可能であり，短時間で正常な識別，
すなわち最適受信が可能になる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明のオフセットキャンセル回路の具体的実
施例，第２図は第１図で使われる識別回路の第２の例，
第３図は第１図で使われる識別回路の第３の例，第４図
は従来のオフセットキャンセル回路の一例を示し，第５
図は第４図の回路の動作を説明するための信号波形図。 図中，１はカップリングコンデンサ，１１，１２，１４
は比較器。
施例，第２図は第１図で使われる識別回路の第２の例，
第３図は第１図で使われる識別回路の第３の例，第４図
は従来のオフセットキャンセル回路の一例を示し，第５
図は第４図の回路の動作を説明するための信号波形図。 図中，１はカップリングコンデンサ，１１，１２，１４
は比較器。
Claims (4)
- 【請求項１】受信した復調信号をカップリングコンデン
サを通して識別回路へ入力し，前記カップリングコンデ
ンサと前記識別回路の間の点Ｐと第１の電圧源との間へ
第１の回路を接続し，該第１の回路は前記点Ｐの電圧が
前記第１の電圧源の電圧より低いときには断になり，あ
る一定値以上高いときには，第１の抵抗器または第１の
抵抗器と第１のコンデンサを並列に接続して得られるイ
ンピーダンスと等価になる回路であり，前記点Ｐと第２
の電圧源との間へ第２の回路を接続し，該第２の回路は
前記点Ｐの電圧が前記第２の電圧源の電圧より高いとき
には断になり，ある一定値以上低いときには，第２の抵
抗器または第２の抵抗器と第２のコンデンサとを並列に
接続して得られるインピーダンスと等価になる回路であ
り，前記点Ｐと第３の電圧源との間へ第３の抵抗器を接
続したオフセットキャンセル回路。 - 【請求項２】前記識別回路として比較器を設け，前記カ
ップリングコンデンサを通した信号を前記第３の電圧源
の電圧と比較する事により識別出力を得る事を特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のオフセットキャンセル回
路。 - 【請求項３】前記識別回路として比較器を設け，前記カ
ップリングコンデンサを通した信号を前記比較器の正極
側へ入力し，前記第３の電圧源の電圧を前記比較器の負
極側へ入力し，前記比較器の出力から正極側入力へ第４
の抵抗器で帰還する事を特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のオフセットキャンセル回路。 - 【請求項４】前記識別回路として比較器および該比較器
の出力を再生クロックで抽出する抽出回路を設け，前記
カップリングコンデンサを通した信号を前記比較器の正
極側へ入力し，前記第３の電圧源の電圧を前記比較器の
負極側へ入力し，前記抽出回路出力から前記比較器の正
極側へ第５の抵抗器で帰還する事を特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のオフセットキャンセル回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8567787A JPH0650878B2 (ja) | 1987-04-09 | 1987-04-09 | オフセツトキヤンセル回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8567787A JPH0650878B2 (ja) | 1987-04-09 | 1987-04-09 | オフセツトキヤンセル回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63252049A JPS63252049A (ja) | 1988-10-19 |
| JPH0650878B2 true JPH0650878B2 (ja) | 1994-06-29 |
Family
ID=13865464
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8567787A Expired - Fee Related JPH0650878B2 (ja) | 1987-04-09 | 1987-04-09 | オフセツトキヤンセル回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0650878B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0787471B2 (ja) * | 1988-10-31 | 1995-09-20 | 株式会社富士通ゼネラル | ディジタル無線受信機 |
-
1987
- 1987-04-09 JP JP8567787A patent/JPH0650878B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63252049A (ja) | 1988-10-19 |
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