JPH06507720A - 速度測定システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分封 本発明は流体の速度を測定するための装置及びシステムに関するものであり、特 にドツプラー効果を組み合わせながら超音波エネルギーのバーストを平均流速の 測定手段として利用するシステムに関するものである。

発明の背景技術 流体の断面方向の平均速度、特に、何らかの種類の格納容器内を流れている際の 速度を測定しなくてはならない時、あるいは測定するのが望ましい時が数多くあ る。流体の容量を測定するため平均速度と流体の断面積を単純に積算するような 場合には平均速度が必要である。しがしながら、流体の速度は、離散容量Ｃｄ１ ｓｃｒｅｔｅ　ｖｏｌｕ■ｅ）の範囲内で変化することが多く、特に、流体の所 定断面積のレベル間でよく変化するため平均速度の測定は困難であることは周知 のことである。

従来の装置としては、米国特許Ｎｏ、４，０８３，２４６に開示されているよう に、電磁センサーを用いたものがあり、流路の底部近傍の流れの中にこのセンサ ーを配設している。このセンサーの出力は検出電磁波の関数として変化し、検出 の範囲はセンサーの極近傍の領域に限られてぃる。このように、センサーは流れ のうち特定のレベルでの速度を検出する。本発明によれば、液体のレベル及び液 体の高さも検出しなくてはならず、電磁ユニットの出力を液体の高さの関数とし て変調し、センサーが浸漬されている流体の平均速度を確かに表していると考え られる速度信号を得る。

その他の流速測定装置としては、ドツプラー偏移タイプのものがあり、この装置 では、既知の周波数の音響信号を移動中の流体に照射し、反射信号、特に流体中 の対象物からの反射信号を検出し、この周波数を照射信号と比較する。

この方法では、それぞれ離散速度を表す差分周波数やドツプラー周波数が得られ る。この方法を変形させたものとしては、複数のセンサーを使用し、こられのセ ンサーの出力の平均をめる方法がある。

電磁式センサーの場合、使用時間によっては急激に精度が低下する傾向があり、 特に、センサーに異物が付着した場合に精度が低下するといった問題がある。下 水路などに使用する場合は、このような問題は極めて深刻である。

また、音響タイプの装置は浮揚している識別可能な物体、粒子あるいは変動する 流体界面から反射された複数の反射波に応答する。これらの反射物は収納壁の高 さおよび／または収納壁からの距離といった変数によりその移動速度が変化する ため、受信される速度表示信号もさまざまであるといった問題がある。従来、特 定のドツプラー反射信号だけを速度表示信号として選択する試みがなされてきた 。このような方法のうちで最もすぐれた方法と思われるのは、複数の振幅が最大 な離散信号の中で最も大きな振幅、または、これらの平均周波数を有した信号を 選択する方法である。この方法の場合も、本当に速度が平均である反射源から信 号が得られるといった保証はない。例えば、はとんど水中に没しており、平均速 度よりもかなり遅い速度で移動している大形の物体のエコーの場合もある。ある いは、水面を平均速度よりも早い速度で移動してる物体からの信号の場合もある 。このように、この方法の場合も、本質的に誤差が大きくなる可能性がある。

発明の開示 従って、本発明の目的は上記従来技術の問題点を解決することにあり、パルスド ツプラー技術を用いて直接平均速度を測定し、流速を測定する改良型速度測定装 置を提供することにある。

本発明の液体速度測定装置は、所定周波数の音響信号のバーストを長手方向へ照 射したり、または、長手方向成分で音響信号のバーストを一定容量の移動流体の 内に照射するよう構成されている。上述したように、トランスミツターから遠く へバーストが伝播するのに伴って持続するドツプラーの影響を受けたエコーが複 数発生する。信号の送信直後、離散間隔のあいだ音響信号受信器をゲート制御し て、信号によって生成されたエコーを送信器から選択距離はなれた地点て受信す る。前記ゲート制御間隔は、伝播中のノく一ストに対して垂直であり、前記選択 距離はなれている平面での流体内の破片からのエコーを受信できるように選択さ れている。受信信号は次にフィルター処理され、送信信号の周波数を除去してド ツプラー偏移信号を取り出し、この信号を増幅及び二値化する。これらのデジタ ル信号を格納し、受信器が所定選択回数性ゲート制御を繰り返してデジタル信号 を生成した後にこのデジタル信号を周波数領域信号に変換し、この信号から流体 の平均速度を算出する。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明に係る速度測定システムをバイブ内の流体に使用した際の概略 図である。

第２ａ図及び第２ｂ図は、本発明のシステムの電気的なブロック図である。

第３図は、第２ｂ図のメモリー３８内に現れる処理開始後の受信信号を時間領域 で表したグラフである。

第４図は、第２ｂ図のメモリー４４内に現れる高速フーリエ変換後の振幅と周波 数のグラフ。

第５図は、第２ｂ図のメモリー４８内に現れる第４図の波形を平滑したグラフ。

第６図は、本発明のパルスを使用する実施例の概略図であり、面容積の移動流体 が示されており、この流体からの戻り信号（ｒｅｔｕｒｎ　ｓｉｇｎａｌｓ）を 受信する。

第７ａ図および第７ｂ図は、本発明のパルスを使用する実施例の電気的ブロック 図を示している。

第８図は波形Ａ−Ｆのタイミング図でタイミングの相互関係を示しており、また 、パルスを使用した実施例の動作を示している。

第９図は、受信した時間領域信号を高速フーリエ変換を行った後に第７ｂ図のメ モリー４４内に現れる信号の波形。

発明の好適実施例の説明 第１図において、渠または雨水渠バイブ８の底部近傍にハウジング］０に収納さ れて超音波発射変換器９が配置されており、この変換器は、２５０．９８０４Ｋ Ｈｚの周波数の図２ａの周波数合成器２４からの信号によって駆動されている。

通常、この信号は流体１１の内部を長手方向に伝播する。

周波数合成器２４は１６ＭＨｚのパルス発振器１２によって駆動されており、２ ５０．９８０４ＫＨｚ信号の他に、周波数合成器２４からはシステムの運転及び 制御に必要な周波数が複数出力されている。周波数合成器２４から出力される周 波数は全て同じ１６ＭＨｚクロックから生成されており、このため、これらの周 波数は同期しているか、または、コヒーレントになっている。この結果、振幅が 非常に弱い反射ドツプラー信号の検出処理能力が向上している。

受信用変換器１３はバイブ８内の送信変換器９に並設されており、様々なエコー 信号を検出する。これらのエコー信号は、速度効果が作用するため２５０．９８ ０４ＫＨｚの送出信号の周波数とは異なり、受信変換器方向への流れの場合は周 波数が高くなり（図参照）、一方、受信器から遠ざかる方向の流れの場合は周波 数が低くなる。受信側変換器１４の出力は、単純なＲ，Ｃ，型バイパスフィルタ ー１６内を通過する。このフィルターは、対象となる１５０ＫＨｚ近傍の帯域以 下で現れる信号ノイズを除去するようロールオフを行う（ｒｏｌｌｓ　ｏｆＴ） 。バイパスフィルターのコンデンサがフィルターの出力と直列に接続されている と、コンデンサによって特に情報を含まない低周波数信号の通過が阻止される。

バイパスフィルター１６の出力は、次に、プリアンプ２０に送られ、このプリア ンプでは、レベルが大変低い変換器１４からの出力を増幅する。プリアンプ２０ の出力は、ピーク・ツー・ピーク出力が出力光であるミキサー２２の必要とする 値となるよう調整する。ミキサー２２には、この他、正確に２５０ＫＨｚの固定 クロック信号が周波数合成器２４から供給されている。ミキサー２２は従来の４ 象限周乗算器型ミキサーであり、前記入力信号と２．５０　Ｋ　Ｈ２の固定クロ ック信号との差分信号を出力する。この差分信号は、このように周波数的には所 定オフセット値９８０゜４Ｈｚにゼロ、プラスまたはマイナスの値を加えた値に 常に等しくなる。前記プラスまたはマイナスはドツプラー偏移によるものであり 、エコーを発生する破片源の流速で決まる。このドツプラー周波数偏移をミキサ ー２２の出力から直接求めるのはさらに困難なことである。このため、９８０． ４Ｈｚのオフセット周波数をキャリヤー信号とする。

重要なことは、ドツプラー偏移が生じている場合、キャリヤー信号の周波数は９ ８０．４Ｈｚを中心周波数として変調されるか、あるいは、偏移してしまうとい うことである。しかしながら、ミキサー２２の出力端でのキャリヤーの相対振幅 は、キャリヤーと並存するドツプラー偏移周波数の少なくとも１００倍以上であ る。キャリヤーにこのような振幅ドミナンス（ｄｏｍｉｎａｎｃｅ）が発生する のは送信と受信用変換器９．１３がそれぞれ物理的に近接して配設されているた めである。これらの変換器は、音響的には絶縁された状態で同じエンクロージャ ーの中に収納されている。

キャリヤー中心周波数の大きな相対振幅によって、キャリヤー信号に極めて近い 周波数の低速度の移動物体からの弱出力信号エコーは効果的にマスクされる。

上述したようにバイブあるいは収納容器内での流体の移動速度が異なるため、信 号を反射し、流体と共に移動しながら速度信号を出力する破片りの移動速度も異 なることが多い。従って、図示されているように、複数のエコーが受信変換器に 反射される。この結果、合成されたこれらエコーに等しいドツプラー信号によっ て、第３図に示すように、複素時間領域信号または波形が生成される。これらの 信号または波形は、離散速度分析に直接影響されることのないことが本発明の出 願人らによって判明した。

さらに、キャリヤーの影響を軽減するため、ミキサー２２の出力を減衰ノツチフ ィルター２６を通して供給する。

前記フィルターでは、ドツプラー偏移信号である中心周波数のどちらかの側に隣 接した周波数は通過させながらも現在の中心周波数９８０．４Ｈｚまたはキャリ ヤー周波数は大幅に減衰させる。前記ノツチフィルターは、実際にはフィルター ２個をカスケード接続、すなわち、直列接続して構成されている。これらのフィ ルターの一方は、キャリヤー周波数のすぐ上の周波数でロールオフ特性がシャー プとなるバイパスフィルターであり、もう一方は、キャリヤー周波数のすぐ下の 周波数で同様にロールオフ特性がシャープとなるローパスフィルターである。こ れらのフィルターは、従来のコンデンサ切り換え型フィルターであり、周波数合 成器２４の９１ＫＨｚ信号によって切り換えられる。

ノツチフィルター２６があるため、ドツプラー信号とキャリヤー信号は効果的に 分離されており、この信号が第３図の複素時間領域波形で表される。この波形に は、周波数と位相の関係が変動する一部のドツプラー偏移信号が含まれている。

あるいは、鎖線で示されているノツチフィルター２６は省略することも可能で、 高解像度Ａ／Ｄ変換器、すなわち、１５ビツトのオーダーの装置を使用している 場合は、次のようになる。

ノツチフィルター２６を使用する場合は、その出力はローパスフィル９−２８を 経て供給される。前記ローパスフィルターは偽信号防止（ａｎｔｉ−ａｔ　ｉａ ｓｉｎｇ）フィルターとして使用されており、全ての信号の帯域幅を〇−約２． ５００Ｈｚの範囲に制限したり、対象の範囲を制限したり、また、Ａ／Ｄ変換器 ３６で信号処理する互換範囲も制限するよう機能している。このフィルターは、 ２．５００Ｈｚより大きな周波数内容（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｎｔｅｎｔ） では顕著なロールオフ特性を示して偽信号（ａｌ　ｉａｓｉｎｇ）を防止するコ ンデンサスイッチフィルターであり、合成器２４から出力される２５０ＫＨｚの 制御信号で制御されている。

次に、ローパスフィルター２８の出力はＤ／Ａ変換器３０の基準入力に供給され 、Ｄ／Ａ変換器３０の出力はアンプ３４の入力端に入力される。前記Ｄ／Ａ変換 器３０と次段のアンプ３４はプログラマブルゲインアンプ３２を構成しており、 このゲインアンプは以下で説明するようにデジタル制御信号によってゲインまた は減衰を行う。プログラマブルゲインアンプ３２の出力は従来のＡ／Ｄ変換器３ ６に出力され、この変換器のサンプリングおよび出力は周波数合成器２４からの ２ＭＨｚおよび７．８１２５ＫＨｚの信号によってそれぞれ制御されている。前 記７．８１２５ＫＨｚの周波数はＡ／Ｄ変換器３６のサンプル速度であり、この 変換器の出力は、第２ａ図に示しているように、デジタル信号プロセッサー６６ の時間領域メモリー３８に送られる。上述したように、前記Ａ／Ｄ変換器３６に は１５ビツトデバイスのような高解像Ａ／Ｄ変換器を使用することが可能であり 、このような変換器を使用するとノツチフィルター２６は不要となる。この場合 、解像度が高くなる程ダイナミックレンジが広くなり、この結果、信号の構成成 分全てを検出することが可能となる。

デジタル信号プロセッサー６６は、受信した複数のドブッラー信号の複合信号列 を監視中の流体の平均速度を表す信号へと変換するものであり、ここで、前記信 号列は常に更新されている。デジタル信号プロセッサー６６の中で処理される信 号は全て２進語の形で表される。また、デジタル信号プロセッサー６６では人力 されてくる信号の振幅を監視し、以降の処理での所望振幅範囲を越えることがな いようＤ／Ａ変換器３０ヘデジタルフイードバツクルーブを出力してメモリー３ ８に人力されてくる信号振幅の範囲を維持している。このように振幅範囲を維持 するため、デジタルレベル比較器４０が、メモリー３８内の２値ピーク電圧を監 視している。ピーク電圧がデジタルスレッショルド基準値４１によって固定され ているフルスケールレンジの約９０％を越える場合は、出力ゲインは固定率だけ 減少する。この処理は入力電圧が前記スレッショルド値を越えない限り繰り返さ れる。

デジタルプロセッサー６６のプロセッサーエレメントのタイミングと制御は従来 のタイミング／制御回路４３で行っており、また、この制御回路は周波数合成器 ２４からの８ＭＨｚマスター信号で制御されている。一般に、装置の他のエレメ ントの場合のように、前記タイミング／制御ユニット４３はマイクロプロセッサ −の内部に格納することも、あるいは、マイクロプロセッサ−で制御することも できる。制御には符号が付されており、前記タイミング／制御回路４３の出力は Ｘで示されており、このＸは図中のシステムの他の部品へ人力される。

第３図は振幅と信号列の時間とのグラフであり、メモリー３８に格納されている １５０個のサンプルのグラフであり、複合ドツプラー信号を従来の時間領域の形 で図示している。

本発明の特徴としては、メモリー３８に格納されている時間領域波形はメモリー ３８から高速フーリエ変換ユニット４２ヘサンプル毎に出力される。高速フーリ エ変換ユニット４２では時間領域波形を、第４図に示しているような周波数領域 波形に変換する。前記周波数領域波形は周波数と振幅のグラフで表されている。

この周波数領域波形は周波数領域メモリー４４に格納される。メモリーアドレス と離散周波数はそれぞれ互いに直接に対応しており、各メモリーの位置は出力さ れ、このメモリー位置には特定周波数の相対振幅を表す数値が格納されている。

このように、一群の特定周波数と速度を表す離散信号が得られる。この周波数と 速度のグループは次に周波数スペクトルを表している。一般に、このスペクトル 内の離散成分周波数は、高度の振幅分散（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｖａｒｉａｎｃ ｅ）を示す。ピーク周波数、すなわち、ピークに近い周波数を信頼性をもってＪ ）Ｊ定する方法としては、周波数領域メモリー４４のデータの曲線を１ボツクス カー移動平均’　（ｍｏｖｉｎｇ　ｂｏｘｃａｒ　ａｖｅｒａｇｉｎｇ）といっ た周知の技術を用いて平均化ユニット４６で″平滑”化する方法があり、この結 果が第５図に示されている。この平均化処理では、周波数領域メモリー４４に格 納されている最初の１０個の振幅値を平均化する。この結果、振幅平均値が更新 され、この更新値はメモリー４８の第５番目の番地に格納される。次に、周波数 領域メモリー４４内の第２番目から第１１番目の振幅値が平均化され、これらの 結果はメモリー４８の第６番目の番地に格納される。この処理は連続して行われ 、メモリー４４内の振幅値第３番目から第１２番目、第４番目から第１３番目１ ．、、、Ｃｎ−９）、、、番目を平均化する。結果が全てメモリー４８内に格納 されると上記の処理は完了する。メモリー４８は、進行周波を基準としてメモリ ー位置が割り当てられるよう構成されている。例えば、第一メモリーの位置には 最されており、一方、最後のメモリー位置には最も高い予測の振幅、例えば、２ ４８０．４Ｈｚの振幅が格納されている。この周波数範囲は、速度範囲に直すと −１，５ｍ／秒から＋４．５ｍ／秒の範囲となる。

本願出願人らは、最も高い周波数を識別することを本発明の特徴としている、す なわち、最高に近い周波数、例えば、０．９を最高周波数として選択するよう努 めている。

この周波数の選択は、格納されている周波数を低周波から高周波へと調べて行う 、また、ドロップアウトが発生する場合、すなわち、周波数成分が存在しない場 合は、存在する中で最も高い周波数だけを通過させる。

このような周波数の選択を判断するシステムの一例を以下に説明する。すでに説 明したように、メモリー４８からデジタル比較器５０へは常に振幅出力が供給さ れており、このデジタル比較器５０の補助によってまず周波数の選択が行われる 。前記比較器５０へは、この他に可変スレッショルドソース５２から可変または 制御自在な２進語基準値が供給されている。例えば、無視できる程度のノイズが 常に存在していることを考慮し、前記基準値の値は、メモリーユニット４８から の振幅値と比較した場合にデジタル比較器５０の比較処理により真の周波数カッ トオフが正確に表示されるよう、少なくとも最小値としている。同様に、所望の 率、例えば、９０％の検出ピーク速度を読み出したい場合に可変スレッショルド ５２の値をそれに応じて調節する。このパーセント点のカットオフ基準は以下の ようにして決定する。

流体中のピーク速度を正確に識別するため、第５図のグラフの最も右端の部分の 低振幅のノイズ環境から低振幅高周波成分を選択できなくてはならない。信号の 終わりとノイズの始まりの部分を正確に決定するため、可変スレッシラルドを用 いる。前記スレッショルドをクリティカル値に調整することにより、周囲騒音と 、ピーク速度そのものを示す現存するうちの最高周波数成分とを区別することが できる。もともとノイズといった要因があるため、絶対最高周波数を信頼性をも って選択することはできない場合もある。しかしながら、スレッショルド５２を 下方へ調整することにより、ピーク速度またはピーク流速に等しい、絶対高周波 よりもわずかに小さな周波を信頼性をもって選択することは可能である。このよ うに選択した場合は、選択値はほとんど流体の絶対ピーク速度に近い値を示すこ とになる。平均流速はピーク速度の約０．９であるため、スレッショルド５２を さらに下方に調整することにより、高信頼性および高再現性をもって流体の平均 速度を測定する方法を得ることが可能である。可変スレッショルドの調整は、現 場で手で行うことができ、あるいは、通信ユニット６８とタイミング／制御ユニ ット４３を介して中央コンピューターによって遠隔操作することも可能である。

ここで、ドツプラー周波数と速度は、第１図に示すように、流体の流れる方向と 略平行な単一流路に直接関連している。まれに、比較的大きなバイブの中が比較 的溝たされている場合には、流体の流れる方向から大きな角度ずれた方向へ信号 が伝播することがある。このような場合、２通りの補正が可能である。まず第一 の補正方法は可変スレショルド５２を上方に調整する方法であり、もう一つの方 法は平均化−速度変換ユニット５８から調整自在な変換係数を出力させる方法で ある。いずれの方法においても、調整は信号の伝播ラインと流体のラインが成す 角度の余弦に応じて行われる。

上記のピークまたはピーク近似速度値の決定処理は、繰り返し、例えば、６回は 行われ、タイミング／制御回路４３の制御のもとデジタル比較器５０で測定した ７回分の速度値の合計が出力される。これら７回分の速度値はメモリー５４の中 に格納される。次に、さらに精度を高める方法としては、メモリー５４の中のサ ンプル全てをデジタル比較器５６でクロス比較しその判断によりスブーリアスで 範囲を越えた測定値や極端な測定値を放棄する。例えば、極端な値のサンプルが ２個破棄されると残りの５つの測定サンプルが平均化される。このような平均化 はタイミング／制御ユニット４３の制御のもと平均化−速度変換ユニット５８に よって行われ、選択速度平均値が出力される。また、ユニット５８では、ヘルツ 単位の周波数がメートル／秒単位の速度に実際に変換される。

この時、平均化−速度変換ユニット５８を交互に使用することも可能である。最 大値より小さな速度信号を可変スレッショルドユニット５２のスレッショルドと して選んだ場合、ユニット５８の出力は平均流体速度となり、これ以上の処理は 不要となる。この場合は下方側にスイッチ６３を配設し、ユニット５８の出力は 直接出カニニット６４へ送られる。この最大値よりも小さな速度信号は現在のピ ーク速度の選択率の点から見て流体の平均速度を反映している。

あるいは、ピーク速度信号を選択するよう可変スレッショルドを設定し平均化ユ ニット５８の出力にこのピーク速度信号を反映させ、スイッチ６３を上方側に配 設し、平均化ユニット５８の出力を乗算器６２の一方の入力端に送出する。この 場合、定数ユニット６０の基準値、例えば、０゜９の乗数が定数ユニットから第 二人力として出カニニット６４へ送出される。この方法では、乗算器６２から出 カニニット６４へ平均速度信号が出力される。

例えば、出カニニット６４では、平均速度信号を表す２値読出しデータ、あるい は、単なるＡＳＣＩＩキャラクタ−列が出力される。単なる値の場合、あるいは 、その他の読み出しデータに加えて平均速度を表す値が存在する場合、この値は 通信ユニット６８に出力される。このため、システム全体を電話回線またはその 他の通信キャリヤーを介して遠隔地から制御することが可能となる。このように 、″ウェイクアップ２コールを受信し、通信ユニット６８の接続先であるタイミ ング／制御ユニット４３が流速の測定を開始するまでシステムは低電力モードで 保持することが可能である。測定結果は、このようにして返送する。

または、上記以外の何等かの方法によってあとで返送するため測定結果を通信ユ ニット６８に格納することも可能である。あるいは、速度検出ユニットを遠隔地 に配設したり、または、オプションとして、さらに分析を行うためタイミング／ 制御ユニット４３の制御によって選択されたメモリー内容をダンプするため中央 コンピュータ側からの命令を通信ユニット６８で受信させることができる。

上記システムのその他の実施例としては、第６，７ａ。

７ｂ、８および９図にシステムが示されており、このシステムでは送信変換器９ ａからの２５０．９８０４ＫＨｚの信号をゲート制御している。すなわち、送信 される信号は周波数成分を含んだバーストまたはパルス信号である。このシステ ムでは、第８図の波形Ａで示されているように、２５０．９８０４の正弦波信号 が従来のアナログスイッチまたはゲート１００（第７ａ図）の一方の入力端に送 られ、この時、合成器２４ａからはゲート１００の他方の入力端にゲート制御パ ルス（波形Ｂ）が出力される。この結果、波形Ｃが生成され、この波形は送信変 換器９ａから出力される。波形Ｂの持続期間は、所定数の離散正弦波、例えば、 ２５０個の正弦波が通過できるよう設定する。スペースの関係上波形Ｂの期間に ４個の正弦波を描いている。この結果、アナログゲート１００を通過する２５０ 個の信号パルスの各セットによって送信変換器９ａから発射された２５０個の正 弦波から成る離散信号パルスが形成される。正弦波のパルスがブロードビーム（ ｂｒｏａｄ　ｂｅａｓ）　１’　０３　（第６図）へと拡散し、バイブ８ａ中の 移動流体内を長手方向に外側へと伝播する時、正弦波のエコーは、波形りの形で 送信パルスのエネルギーで決まる持続期間内に受信側変換器１３ａへと反射され る。当然のことながら、送信変換器９ａに近接している破片からのエコーは、遠 くの破片に比べてエコーの戻り時間が短く、また、エコーの強度も高い。このよ うな強度の強い戻りエコーの場合は存続期間が長く強度の弱い信号が発生する。

これは、先述したように信号の特性がコヒーレントで流体中の破片の濃度が高い ため、時間の経過と共に減少し、ドツプラー偏移を有した連続波形りへとエコー は没入してしまう。上記のように、受信側変換器１３ａでは反射信号を検出する 。この反射信号は受信器側へ向かう流れでは高周波となり、一方、受信器から遠 ざかる流れでは低周波となる。

変換器１３ａの出力をバイパスフィルター１６ａ（３３７８図）に供給する。こ のフィルターは上述したように約２５０ＫＨｚ以下の信号ノイズを除去する。バ イパスフィルター１６８からのフィルター処理された出力はプリアンプ２０ａへ と送出され、このプリアンプは上述したように増幅およびフィルター処理の済ん だ波形りを出力する。この波形りは、ゲート１００に類似したアナログゲート１ ０２の一方の入力端へと入力される。アナログゲート１０２のもう一方のゲート 制御入力端には合成器２４ａから第８図の波形が供給される。特に、波形Ｅは正 弦波パルスを送信した後の離散期間に生成され、この波形の持続期間は選択する ようになっている。これら二つの期間は不図示の手段で調整することが可能であ る。第一の期間は、通常、変換器９ａと１３ａが内設されているパイプの径の約 ２倍の距離に等しくなるよう選択する。この距離では、送信された信号パルスの 波頭は緩やかな凹状となり、平面に近似してくる。第二の期間、すなわち、ゲー ト制御パルスＥの実際の持続期間は、この実施例では、ゲート制御パルスＢの幅 に等しく選択しており、この結果、受信された約２５０個の正弦波（４個のみ図 示）はミキサー２２ａへ送られる。

このように、プリアンプ２０ａで受信され、増幅出力されたドツプラー偏移信号 は、離散的厚みの一定容量の流体１０４（第１図）内を移動中で、送信および受 信変換器９ａおよび１３ａから選択距離の地点にある破片から生成する。

この信号は、約２５０個の受信正弦波を伴っており、この正弦波は径が約０，７ ６メートルのバイブ８ａ内での流体の厚みを表している。この技術では、送信／ 受信変換器に物理的に近接しているため発生する強い送信信号によって弱い受信 信号によるマスク効果を排除し、直接平均流体速度を測定することが可能である 。

ミキサー２２ａには、上記のように、１５０ＫＨｚ信号も供給されており、この 信号は受信信号から２５０ＫＨｚ信号を除去する場合やドツプラー偏移でオフセ ットされた９８０．４Ｈｚ信号を出力する場合に使用され、前記偏移量は破片粒 子の速度で決まる。ミキサー２２ａの入力は、送信される約２５０個の２５０． ９８０４ＫＨｚ正弦波と同じ幅のパルスでゲート制御されているため、ミキサー ２２ａの出力周波数は極めて低く、すなわち、約９８０Ｈｚとなり、ミキサー２ ２ａから出力されるのは正弦波（波形Ｆ）約１個だけである。この正弦波では、 高速フーリエ変換ユニット４２ａ　（第７ｂ図）に供給して平均速度を表す正確 な周波数領域波形が生成できないため、以下に説明するように、多数のサンプル を採取して連結する必要がある。

ミキサー２２ａのドツプラー偏移正弦波はローパスフィルター２８８（第７ａ図 ）へ出力される。上述したように、このフィルターでは２５００Ｈｚ以上の周波 数内容をロールオフ処理（ｒｏｌｌｌｎｇ　ｏ「ｒ）することにより偽信号の発 生を防止し、この後、信号はプログラマブルゲインアンプ３２ａに出力される。

上記のように、このゲインアンプではさらにデジタルレベル比較器４０ａ（第７ ｂ図）からのデジタル制御信号に応じて信号の利得または減衰を行う。さらに、 この正弦波は、Ａ／Ｄ変換器３６ａ１すなわち、合成器２４ａからの約７．８１ ２５ＫＨｚのサンプリング信号で駆動される１５ビツトオーダーの装置である高 解像度装置へと供給される。このサンプリング信号は、ＡＮＤゲート１０６の一 方の入力端へと出力される。また、前記ＡＮＤゲートの他の入力端はミキサー２ ２ａに送出する波形Ｅに連結されている。このように、Ａ／Ｄ変換器３６ａはゲ ート制御されており、約９８０Ｈｚの正弦波である波形Ｆを７．８１２５ＫＨｚ の周波数で２値化し、正弦波を表す高解像度デジタル信号を出力する。このデジ タル信号は、上述したように順次格納された複数のサンプル、一般に２０４８の オーダーのサンプルと共に時間領域メモリー３８８（第７ｂ図）に格納される。

このオーダーは必要な周波数／速度解像度を生成するのに十分なサンプル数と考 えられている。上記のゲート制御技術のおかげで、対象のサンプルのみ、すなわ ち、ゲート制御された波形りの対象部分が波形Ｅによってミキサー２２ａに格納 される。この結果、時間領域メモリー３８ａからサンプルが読み出されると、こ れらのサンプルは単一の複合波形に連結される。次に、この波形はデジタル信号 プロセッサー６６ａ内の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット４２ａへと送出さ れ、このユニットでは上記のように複合信号を第９図のように約４８０．４Ｈｚ から約２４８０．４Ｈｚの範囲の周波数領域のフォーマットに変換する。前記周 波数領域の範囲は、−１゜５メ一トル／秒から＋４．５メ一トル／秒の速度範囲 に等しい。これらの周波数値は信号プロセッサー６６ａのメモリー４４ａに格納 される。信号プロセッサー６６ａにはタイミング／制御ユニット４３ａが含まれ ており、このユニットは上述したようにシステムの他のエレメントを制御してい る。さらに、デジタルレベル比較器４８ａはプログラマブルゲイン制御アンプ３ ２ヘデジタルゲイン制御信号を出力し、この信号の振幅を上記範囲内に維持する 。

さらに、メモリー４４ａからの周波数領域信号は減算器ユニット５０ａへ供給さ れ、このユニットでは周波数領域信号から、可変ノイズスレッショルドレジスタ ５２ａに格納されている可変ノイズスレショルド値を減算する。この結果、第９ 図の点線Ｔのスレッショルドで示しているように、メモリー４４に格納されてい る周波数領域信号から、完全ではないにしてもほとんどの低振幅電子ノイズ成分 が取り除かれる。この信号はさらに積分ユニット５４ａを通過する。このユニッ トは前記データを積分し、上記のように一定容量の流体から戻ったわずかながら 湾曲している受信信号による影響を補償して平均速度信号を出力し、この信号は 速度メモリー５６ａに格納される。メモリー５６ａの内部に７つの平均速度測定 値が格納された後、平均化−速度変換器ユニット５８ａは前記７つの測定値を平 均し、こられの平均を出カニニット６４ａへと出力し、上述したようにクロス比 較処理し、さらに、範囲外スブーリアス測定値を破棄する。すでに説明したよう に、出カニニット６４は読み出しを行ったり、あるいは、平均速度信号を表示し たりすることが可能で、前記平均速度信号は電話回線などで遠隔地経由で通信ユ ニット６８へ制御自在に送出される。前記電話回線では平均化−速度変換器ユニ ット５８ａの結果を送信することが可能である。

最後の実施例において具体的な周波数やサンプルの大きさを述べたが、周波数や サンプルの大きさは上記以外のものを利用することも可能で、本発明の主旨を外 れるものではない。

このように、上記システムにより、従来よりも、精度および信頼性に極めて優れ 、実際には１．２ｃｍ／秒の範囲の精度の流体速度測定装置が得られる。ドツプ ラー偏移周波数スペクトルの関数として速度または流速は正、負またはゼロにな ることが分かる。一定の反射周波数は、接近している流体（水を流体の媒質とす る）の速度の３０ｃｍ／秒毎に約プラス１００Ｈｚ偏移し、流体の速度がマイナ スの場合は同じく約マイナス１００Ｈｚの周波数偏移が起こる。

上記のように、本発明のシステムでは高速フーリエ変換で離散周波数の存在を判 断するが、一般に存在している複数の周波数をその他の形式のスペクトル分析で 検出することも可能である。例えば、アレイまたは多重化周波数同調ＰＬＬや個 別フィルターを使用することも可能である。重要なのは、処理信号フローに含ま れている複数のエコーを考慮し、速度の全体像を生成し、この全体像から上記の ように速度の選択を行うことができるということである。　。

ＦＩＧ、　２ａ ＦＩＧ、　２ｂ ＦＩＧ、　３ ＦＩＧ、　４　ＦＩＧ、　５ ＦＩＧ、　７ａ ＦＩＧ、　７ｂ ＦＩＧ、　８ ΔＴ ＦＩＧ、　９ 補正書の写しく翻訳文）提出書 （特許法第１８４条の７第１項） １、特許出願の表示 ＰＣＴ／ＵＳ９２１０６０１４ ２、発明の名称 速度測定システム ３、特許出願人 住　所　アメリカ合衆国　アラバマ州　３５８０５ハンツヴイル　カミングス　 リサーチ　バークブラッドフォード　ブールヴアード　５ｏ２５名称　エイディ ーニス　エンヴアイロンメンタルサ〜ヴイシーズ　インコーホレイテッド４、代 理人 〒１０６東京都港区六本木５−２−１ ７に補正する。

請求項２−４および６は変更なし。

請求の範囲 １、　（補正）下水溝内に配設されており、離散期間および周波数の音響信号バ ーストを広い範囲で前記下水溝内の一定容量の移動流体に送信する音響発射手段 と、変換器を備え、離散的容量の流体内にて搬送されている対象物からのドツプ ラー偏移信号の選択部分を離散距離で受信するようゲート制御されており、前記 ドツプラー偏移信号は複数の時間領域信号を含んでいる音響受信手段と、前記時 間領域信号の前記選択部分に応答し、前記時間領域信号を複数の周波数領域信号 へと変換する周波数領域変換手段と、前記周波数領域変換手段に応答し、前記流 体のフロー平均速度を表す信号を出力する速度演算手段とから構成されているこ とを特徴とする下水溝流速測定装置。

２、前記音響発射手段と前記音響受信手段は、前記流体内に配設され、フロ一方 向のラインに沿って、重要な成分を有した信号の送信および受信を行うよう通常 は配設されている音響変換器をそれぞれ備えていることを特徴とする請求の範囲 第１項記載の流体フロー速度測定装置。

３、前記周波数領域変換手段は、前記時間領域信号を高速フーリエ変換する段を 備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の流体フロー速度測定装置。

４、前記音響受信手段は、前記ドツプラー偏移信号を選択振幅範囲内に維持する 手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第２項記載の流体フロー速度測定 装置。

５、（補正）前記音響受信手段は、音響−電気変換器と、前記変換器に応答する と共に前記音響信号バーストのうち１つのバーストの終了後の所定期間内に発生 するゲート信号にも応答し、前記ゲート信号に応答して前記ドツプラー偏移信号 の前記選択部分を出力として送出する第一ゲート手段と、前記ゲート手段に応答 し、音響信号の前記部分と選択周波数の信号とを混合し、前記選択部分から前記 音響信号の周波数成分を除去し、ドツプラー偏移信号として出力する混合手段と 、前記混合手段に応答し、振幅安定処理済み信号を出力よう配設されており、前 記混合手段の出力端に接続された基準入力端とデジタル制御入力端を備えている プログラマブルゲインアンプと、前記ゲート信号とサンプリング信号とに応答し 、ゲート処理済みの前記サンプリング信号を前記ゲート信号に応じて出力する第 二ゲート手段と、前記混合手段の出力端に接続された基準入力端とデジタル制御 入力端を備えたデジタル／アナログ変換器と、前記ゲート処理済ろサンプリング 信号に応答して入力が行われるアナログ／デジタル変換器であり、前記音響信号 のバースト終了後の前記所定間隔の間だけ前記振幅安定処理済み信号をサンプル するアナログ／デジタル変換器と、前記アナログ／デジタル変換器の出力に応答 し、前記デジタル／アナログ変換器の前記デジタル制御入力端へ入力を送る制御 手段とから構成されており、前記デジタル／アナログ変換器の出力レベルは制御 されていることを特徴とする請求の範囲第４項記載の流体フロー速度測定装置。

６、前記速度演算手段は、前記周波数領域変換手段に接続された平均化手段を備 えており、前記平均化手段は、前記選択された複数の部分を表す複数の前記周波 数領域信号を生成し、前記最後に指定された信号を平均化し、流体フローの平均 速度を出力することを特徴とする請求の範囲第２項記載の流体フロー速度測定装 置。

７、（補正）下水溝内に配設されており、通常はブロードビームである離散周波 数の音響信号を、前記下水溝内の一定量の移動流体中に送信する音響発射手段と 、流体にて搬送されている対象物から前記音響信号に関する複数のドツプラー偏 移信号を受信するよう配設された変換器を備えた音響受信手段であり、前記ドツ プラー偏移信号は離散時間期間で受信される音響受信手段と、時間領域信号列と 、前記時間領域信号列に応答し、前記信号のドツプラー周波数偏移信号を検出す る検出手段と、前記検出手段に応答し、前記ドツプラー周波数偏移信号の範囲に 関連する周波数信号を選択する周波数選択手段と、前記周波数選択手段に応答し 、前記範囲の終端領域近傍の周波数に関連する速度である前記流体フローの平均 速度を表す信号を出力する速度演算手段とから構成されていることを特徴とする 下水流速測定装置。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. １．離散期間および周波数を備えた音響信号バーストを一定容量の移動流体内へ 広範囲に送信する音響発射手段と、変換器を有しており、一定の離散距離で離散 的容量の流体内にて搬送されている対象物からのドップラー偏移信号の選択部分 を受信するようゲート制御されている音響受信手段であり、前記ドップラー偏移 信号は複数の時間領域信号で構成されている音響受信手段と、前記時間領域信号 の前記選択部分に応答し、前記時間領域信号を複数の周波数領域信号へと変換す る周波数領域変換手段と、前記周波数領域変換手段に応答し、前記流体フローの 平均速度を表す信号を出力する速度演算手段とから構成されていることを特徴と する流体フロー速度測定装置。
2. ２．前記音響発射手段と前記音響受信手段は、前記流体内に配役され、フロー方 向のラインに沿って、重要な成分を有した信号の送信および受信を行うよう通常 は配設されている音響変換器をそれぞれ備えていることを特徴とする請求の範囲 第１項記載の流体フロー速度測定装置。
3. ３．前記周波数領域変換手段は、前記時間領域信号を高速フーリエ変換する段を 備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の流体フロー速度測定装置。
4. ４．前記音響受信手段は、前記ドップラー偏移信号を選択振幅範囲内に維持する 手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第２項記載の流体フロー速度測定 装置。
5. ５．前記音響受信手段は、音響−電気変換器と、前記変換岩に応答すると共に前 記音響信号バーストのうち１つのバーストの終了後の所定期間内に発生するゲー ト信号にも応答し、前記ゲート信号に応答して前記ドップラー偏移信号の前記選 択部分を出力として送出する第一ゲート手段と、前記ゲート手段に応答し、音響 信号の前記部分と選択周波数の信号とを混合し、前記選択部分から前記音響信号 の周波数成分を除去し、ドップラー偏移信号として出力する混合手段と、前記混 合手段に応答し、振幅安定処理済み信号を出力よう配役されており、前記混合手 段の出力端に接続された基準入力端とデジタル制御入力端を備えているプログラ マブルゲインアンプと、前記ゲート信号とサンプリング信号とに応答し、ゲート 処理済みの前記サンプリング信号を前記ゲート信号に応じて出力する第二ゲート 手段と、前記混合手段の出力端に接続された基準入力端とデジタル制御入力端を 備えたデジタル／アナログ変換器と、前記ゲート処理済みサンプリング信号に応 答して入力が行われるアナログ／デジタル変換器であり、前記音響信号のバース ト終了後の前記所定間隔の間だけ前記振幅安定処理済み信号をサンプルするアナ ログ／デジタル変換器と、前記アナログ／デジタル変換器の出力に応答し、前記 デジタル／アナログ変換器の前記デジタル制御入力端へ入力を送る制御手段とか ら構成されており、前記デジタル／アナログ変換器の出力レベルは制御されてい ることを特徴とする請求の範囲第４項記載の流体フロー速度測定装置。
6. ６．前記速度演算手段は、前記周波数領域変換手段に接続された平均化手段を備 えており、前記平均化手段は、前記選択された複数の部分を表す複数の前記周波 数領域信号を生成し、前記最後に指定された（ｌａｓｔ−ｎａｍｅｄ）信号を平 均化し、流体フローの平均速度を出力することを特徴とする請求の範囲第２項記 載の流体フロー速度測定装置。
7. ７．通常はブロードビームである離散周波数の音響信号を一定量の移動流体中に 送信する音響発射手段と、流体内にて搬送されている対象物から前記音響信号に 関する複数のドップラー偏移信号を受信するよう配設された変換器を備えた音響 受信手段であり、前記ドップラー偏移信号は離散時間期間で受信される音響受信 手段と、時間領域信号列と、前記時間領域信号列に応答し、前記信号のドップラ ー周波数偏移信号を検出する周波数手段と、前記周波数手段に応答し、前記ドッ プラー周波数偏移信号の範囲に関連する周波数信号を選択する周波数選択手段と 、前記周波数選択手段に応答し、前記範囲の終端領域近傍の周波数に関連した速 度である前記流体フローの平均速度を表す信号を出力する速度演算手段とから構 成されていることを特徴とする流体フロー速度測定装置。