JPH06507296A - ディジタルオーディオ信号のプリエコーを低減するためのフィルタリング方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタルオーディオ信号のブリエコーを低減するためのフィルタリング方法お よびその装置 この発明は、ディジタルオーディオ信号のブリエコー（ｐｒｅ−ｅｃｈｏｓ）を 低減するためのフィルタリング方法およびその装置に関するものである。近年、 ディジタル楽音信号やディジタルオーディオ信号の記憶、伝送あるいは処理は、 ディジタル伝送速度に対する要求の問題を克服しつつある。周波数変換によるコ ード化のような技術は、伝送速度に対する要求を区別する一方、原信号の品質を 保つのに用いられる。

しかしながら、厳密には様々な楽音信号が存在するために、上記方法あるいは技 術では、常に原信号の品質を維持し得るとは限らない。

従来、周波数変換によるコード化は、ハイファイ音のコード化に広（用いられて いる。

一般に、この櫂のコード化は、ディジタルオーディオ信号を８個のサンプルのブ ロックに時分割した後、各ブロックのウィンドウ（智１ｎｄｏｗ）によって重み 付けし、時間／周波数変換によって一組の係数を得、該係数をコード化した後、 これを最終的に伝送することにより行われる。この楢のコード化についてのさら に詳しい説明は、例えばフランス特許出願第９９１３６４９号（発明者は、ヤニ ツク・マヒｓ　−（Ｙｉｎｎｌｃｋ　ＭＡ［ＩＩＥＬＩＸ）　、公報番号は、Ｎ ｏ、２６５３２５１０である。）において有益に参照することができる。

いくつかの種類の周波数変換が使用可能であるが、修正離散コサイン変換（ＭＤ 　ＣＴ　；　Ｍｏｄｉｆｉｅｄ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｃｏ５１ｎｅ　Ｔｒａｎｓ ｆｏｒ■）は、特に興味深く、図１ａに示すように、連続する２つのブｏ、り間 におけるＮ／２サンプルの大きな重複により結合された柔らかなエツジによつて ウィンドウの重み付けを行うことにより、より大幅な速度の低減が許容される。

この種の変換によるフード化においては、変換によって発生する係数の量子化に 起因するコード化ノイズが、各ブロックが持続する間中常に一様に分布する。

例えば、弦楽器を急にブラツキング（ｐｏｕｃｈｉｎｇ）　したときのように、 サンプルブロックが動的な要素（ｎｏｎｓｔａｔｉｏｎａｒＨｙ）を含む場合、 図１ｂに示すように、信号の周波数スペクトルは実質的に平坦になる。しかしな がら、一般に、前述のコード化処理では、前述のフランス特許出願のように、ノ イズスペクトルの整形が行われる。これにより、突然の変化を含むブロックにお いて、ノイズスペクトルが実質的に平坦になり、ブロックが継続する間、一定レ ベルとなる。

すなわち、ディジタルオーディオ信号の上記ブラッキングの前の部分において、 ノイズスペクトルは、信号のレベルよりはるかに高くなり、図ＩＣに示すように 、ブリエコーの現象を生ずる減衰が実質的に存在する。

一方、ＭＤＣＴ変換を用いたコード化システムにおいては、連続するウィンドウ 間のＮ／２サンプルの重複のために、変化に先行する２つのブロックがブリエコ ーの影響を受ける。

ブリエコーの低減あるいは除去のために提寓された方法のうちの１つは、変換前 後のレベル差を低減するために、周波数変換の処理の前にサンプルブロックに与 えるべき倍率を使用する。

デコードにおいては、逆倍率を与えることによりて、低エネルギー域におけるノ イズのレベルが低下し、これによりブリエコー現象が低減される。また、例えば 、杉山による論文「適応ブロックサイズによる適応変換コード化（＾ｄａｐｔｌ ｖｅＴｒｉｎｓｆｏｒｓ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｗｉｔｈ　ａｎ　ａｄａｐｔｉｖｅ　 Ｂｌｏｃｋ　５ｉｚｅ）　、　ＩｃＡｓ５Ｐ　９０の会報５＾＋ｂｕｑｕｅｒｑ ｕｅ、　１０９３−１０９６頁Ｊによれば、より完璧な説明を参照することがで きる。

しかしながら、このような方法は、ＭＤＣＴ変換を用いる場合には倍率の要因の ために使用することができず、コード化を除き、ディジタルオーディオ信号を完 全に再生することは保証できない。

前述の方法のうち第２の方法は、様々な長さを有するブロックの使用によって行 われる。例えば、文献＋ｓＯ−ＩＥＣ−ＷＧＩ−ＭＰＥＧ　１１９７２０５に示 されるように、突然の変化を含むサンプルブロックに対する変換のサイズは、Ｎ ／８点に削減され、これにより減衰期間を制限することが可能となる。

しかしながら、この第２の方法がＭＤＣＴ変換を用いて適用されたとしても、ウ ィンドウの重み付けをするサンプルブロックを修正する必要がある。さらに、ブ ロックを処理した後に当該ブロック上の変化を検出する必要がある。これによリ 、コード化システムの遅れが増加する。さらに、長さを抑えられたブロックによ って、コード化の効果とともに周波数解像度が低下する。

最後に、箪３の方法は、１９９１年３月２７日に提出されたフランス特許出願第 １Ｉ　０２７１５号に開示されている。この出願に記載された方法においては、 信号およびノイズの局所的な特性の関数としてパラメータが便化するフィルタが 、プリエコー現象の影響を受ける再生された信号のサンプルについて、カルマン ・フィルタリング型のフィルタリングをデコード段階において行う。

最後に引用した箪３の方法によれば、既述した他の２つの方法の欠点を克服する ことができる。しかしながら、この方法は、計算処理上の大きな負担がリアルタ イム処理を不可能にするため、あらゆる場合に原信号であるディジタルオーディ オ信号を完全に再生できるわけではない。確かに、上記理由のために、カルマン ・フィルタリング型のフィルタリングに用いられるモデルは制限され、そのフィ ルタは、デコード段階において適応可能なように演算される必要があり、また、 利用可能な情報は、それを最適に定義するのに必ずしも十分でない。

この発明の目的は、上述した従来の方法の問題を解決するために、ディジタルオ ーディオ信号のプリエコーを低減するためのフィルタリング方法およびその装置 を提供することにある。

すなわち、この発明の目的に係る方法は、ディジタルオーディオ原信号のブリエ コーを処理するための方法であって、該信号は、フード化処理の後に伝送されて デコード処理されるＮ個のサンプルのプロ１りからなる一連のサンプルであり、 前記コード化処理は、周波数変換によって処理して係数ｙ　（ｋ）を得るステッ プと、該ステップの後に、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ）の伝送を行うために 前記係１ｂ＋　（ｋ）をコード化するステップとからなる共に、前記デコード処 理は、前記伝送されるコード化された係数Ｃｙ（ｋ）をデコードして係数ｙ’　 （ｋ）を得るステップと、該ステップの後に、伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）を再 生するために逆周波数変換によって処理するステップとからなる。そしてこの方 法は、さらに以下の処理を行う。すなわち、前記フード化処理において、前記コ ード化された係数Ｃ１ｌ　（ｋ）の伝送を行うために前記係数ｙ（ｋ）をコード 化するステップの後に、前記コード化された係数Ｃｙ（ｋ）をデコードし、デコ ードされた信号Ｘ′　（ｎ）を再生するために前記コード化された係数を逆周波 数変換によって処理するステップを実行し、前記原信号ｘ　（ｎ）を再生するた めに、−組の与えられたフィルタリング・テンプレートから最適のフィルタリン グ・テンプレートを決定すると共に、前記関連するフィルタリングのゲイン・パ ラメータを決定する。

そして、前記フード化された係数Ｃｙ（ｋ）、前記ゲインおよび適合したフィル タリング・テンプレート・パラメータは、前記デコード処理側へ同時に伝送され る。さらに、前記デコード処理において、前記伝送される係数をデコードするス テップおよび前記伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）を再生するために逆周波数変換に よって処理するステップの後に、前記伝送後かつ処理後の原信号ｘｔ（Ｂ）を再 生するために、前記伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）について前記適合したフィルタ リングを実行する。

また、この発明の目的に係るシステムは、ディジタルオーディオ原信号のブリエ コーを処理するシステムであって、該信号は、コーグとデコーダとの間を伝送さ れるＮ個の一連のサンプルのブロックからなる一連のサンプルｘ　（ｎ）であり 、前記コーグは、周波数変換によって処理して係数ｙ　（ｋ）を得るモジトルと 、コード化された係数の伝送を行うために前記係数ｙ　（ｋ）をコード化するモ ジトルとを有すると共に、前記デコーダは、前記伝送されるコード化された係数 をデコードして係数ｙ’　（ｋ）を得るモジュールと、伝送された原信号Ｘ’　 （ｎ）を再生するために逆周波数変換によって処理するモジトルとを有する。そ してこのシステムは、さらに以下のものを真値する。すなわち、前記コーダ倒に おいて、前記コード化するモジニールの下流に、前記コード化された係数をデコ ードし、推定係数を出力するモジュールと、デコードされた信号ｘ’　（ｎ）を 再生するために前記推定係数を逆周波数変換によって処理するモジトルと、最適 のフィルタリング・パラメータを選択すると共に、適合したフィルタリング・パ ラメータ、すなわち該適合したフィルタリングのゲインｇ　（Ｊ）およびテンプ レートＨｊ　（ｆ）を記憶するモジュールと、前記コード化された係数および前 記適合したフィルタリング・パラメータを前記デコーダへ同時伝送するために時 間マルチプレブクス化する回路とを具備する。

こうして、この発明の目的に係る方法および／ステムは、フォノグラム（′ＩＸ 話電報）やビデオグラム（ｖｉｄｅｏｇｒａｍ）の分野において、ディジタルオ ーディオ信号の伝送や記憶等の処理に適用される。

以下、この発明の目的に係る方法およびシステムについて、上記従来技術に関連 する図Ｉｓ〜図１ｃを別として下記図面を＃照し、さらに詳しく説明する。

図２麿は、この発明の目的に係る方法を実施するステップを示す図である。

図２ｂは、図２８に示したこの発明の目的に係るブリエコーを処理する方法を実 施するステップを詳細に示す図である。

図３ｓは、この発明の目的に係るブリエコーを処理する方法を実施するプリエコ ー処理システムを示すブロック図である。

図３ｂは、図３ａに示したシステムのコード化段階で構成されるフィルタ選択モ ジュールの実施例の詳細を例示する図である。

図３ｃは、図３ｂに示したフィルタ選択モジエールを構成するフィルタ選択サブ モジュールの実施例の詳細を例示する図である。

図４ａは、この発明の目的に係るデコード段階における最適のフィルタリングモ ジエールの実施例の詳細を示す図である。

図４ｂは、プリエコー現象を抑制した処理後の伝送信号を示すタイミングチャー トである。

まず、図２８および図２ｂを参照し、ディジタルオーディオ信号のブリエコーを 低減するフィルタリング方法を詳細に説明する。

この発明の目的に係る方法では、例えばＮ個のサンプルのブロックからなる一連 のサンプルｘ　（ｎ）から構成されるディジタルオーディオ信号のブリエコーの 処理を行う。これらサンプルは、コード化され、そしてデコードされた後、伝送 される。コード化の処理は、修正Ｍ散コサイン変換のような周波数変換による処 理を行うステップ１００と、このステップに続いて、係数ｙ（’ｋ）をフード化 し、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ）を得るステ１ブ１０１とからなる。一方、 デコード処理は、例えば伝送されろコード化された係数をデコードし、係数７’ 　（ｋ）を得るステップ２００と、このステップに続いて、逆周波数変換による 処理を行うステ１プ２０１とからなる。この変換は、伝送後の原信号Ｘ′を再生 する逆修正Ｎ肚コサイン変換である。

さらに図２ａに示すように、この発明の目的に係る方法は、コード化処理におい て、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ）を得る前述のコード化ステップ１０１の後 、これらコード化された係数をデコードすると共にこれを逆周波数変換してデコ ードされた信号ｘ’　（ｎ）を再生するステップ１０２を有している。

コード化段階においてデコードおよび逆周波数変換を行うステップ１０２の後に 得られるデコードされた信号ｘ’　（ｎ）は、デコード段階において逆変換する ステップ２０１の後に得られる伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）と同一であるとみな される。すなわち、これらの信号は、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ）をデコー ド処理へ伝送するステップが具なるのみであうで、この伝送は、上記コード化さ れた係数の値を全く変えることのないように行われるものだからである。

さらに図２ａに示すように、この発明の目的に係る方法は、与えられた一組のフ ィルタリング・テンプレートから最適のフィルタリング・テンプレートを決定す るステップ１０３を有している。最適のフィルタリング・テンプレートは、ゲイ ンとテンプレート・パラメータとを決定することにより得られる。すなわち、原 信号ｘ　（ｎ）を再生可能とする対応する関連のフィルタリングの変換関数を決 定することによりて得られる。

さらに、この発明の目的に係る方法においては、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ ）、ゲイン・パラメータｇ　（ｊ）および前述のコード化処理に適合するフィル タリング・テンプレートをデコード処理へ同時に伝送する。

ここで、制限のない好適な適用の態様として、フィルタリング・テンプレート・ パラメータは、例えば前述の与えられる一組のフィルタリング・テンプレートを 構成するフィルタリング要素のうち特定されたフィルタリング要素のシリアル番 号Ｊにより構成可能であることに留意すべきである。

コード化された係数Ｃｙ（ｋ）、ゲインｇ　（Ｊ）およびフィルタリング・パラ メータ１をデコード処理へ伝送した後、この発明の目的に係る方法は、デコード 段階において、伝送された係数をデコードするステップ２００および逆周波数変 換によって伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）を再生するステップ２０１の後、前記伝 送後の原信号に対して適合したフィルタリングを施し、伝送後および処理後の原 信号ｘｔ（ｎ）を生成する。この適合したフィルタリングの処理は、図２１１の ステブブ２０２に対応する。また、言うまでもなく、信号ｘｔ（ｎ）は、原信号 Ｘ（ｎ）と実質的に同一であり、ブリエコー現象は抑制される。

この発明の目的に係るディジタルオーディオ信号のブリエコーを処理する方法は 、以下の原則に基づいて実施される。

すなわち、原信号ｘ　（ｎ）に対し、ブリエコーノイズｂ　（ｎ）および逆周波 数変換の後にデコード処理段階で再生されるデコードされた原信号は、下記の関 係を満足する。

ｘ’　（ｎ）＝ｘ　（ｎ）＋ｂ　（ｎ）。

ただし、ｘ’　（ｎ）−ｘ’　（ｎ）である。

コード化段階においては、ｘ’　（ｎ）＝ｘ’　（ｎ）が成立するので、前述の ３つの信号を知ることができ、一方、デコード段階においては、伝送後の原信号 Ｘ′　（ｎ）のみが利用可能となる。

これら３つの信号のフーリエ変換をそれぞれＸ（ｆ）、Ｂ（ｆ）、Ｘ’　（ｆ） とすると、対応するスペクトルＸ　（ｆ）、Ｂ　（ｆ）は通常ばらばらであり、 したがって、ノイズｂ　（ｎ）は、インパルス応答ｈ　（ｎ）および周波数に関 する変換関数Ｈ（ｆ）のフィルタの助けを得て伝送後の原信号ｘ’　（ｎ）から 除去され得る。さらに、原信号ｘ　（ｎ）は、ブラフキングの前の先行するサン プルについて、ある限られた周波数スペクトルを極めて頬繁に示す。実際に、低 周波に対応する先行音は消去される。したがって、インパルス応答ｈ　（ｎ）の フィルタは、ローパスフィルタである。

図２ａに示すフィルタ選択ステ１ブ１０３は、周波数について実行される。

一般に、フィルタｈｊ（ｎ）は、この選択ステップの間にインパルス応答ｈｌの Ｍ個のフィルタの組から選択されるものである（ただし、ｌε［０，Ｍ−１］と する）。この選択は、畳み込み積ｘ’　（ｎ）＊ｈｊ　（ｎ）（ただし、ｊは、 前述の直の値のうちの１つを意味する。）の結果ができるだけｘ　（ｎ）に近い 値となるように行われる。こうして選択されたフィルタは、周波数についての積 ＨＪ（ｆ）　・Ｘ’　（ｆ）が前述のフーリエ変換Ｘ（ｆ）のスペクトルに最も 近くなるものとなる。

この発明の目的に係る方法の性能は、ゲインｇ　（ｊ）がフィルタｈｊ（ｎ）に 関連付けされればζ当然に改善される。

この発明の目的に係る方法の特に好適な態様によれば、その性能は、原信号のス ペクトルＸ　Ｃりと積ｇ　（Ｊ）　・Ｉ−Ｅｌ　（ｆ）との間の距離に従う。

ゲインｇおよびフィルタリング・テンプレート・パラメータが選択されると、フ ィルタ番号ｊおよびゲインｇの値がデコード処理へ伝送される。

ステップ２０２の段階におけるデコード処理は、ステップ２０１から得られる伝 送後の原信号ｘ’　（ｎ）の畳み込み積を計算することによって、フィルタのイ ンパルス応答ｈｊ（ｎ）に基づくフィルタリング・ステップを実行し、プリ二二 −現象に関連するサンプルに対して積ｇ”ｈｊ（ｎ）を合わせる。

次に、図２ｂを参照し、図２ａに示したステップ１０３において行われるフィル タ選択処理の詳細を説明する。

フィルタの選択およびゲインの算出の問題は、−組の変換関数あるいはテンプレ ートＨ１（ただし、１６　（０，Ｍ−１］とする）の範囲内で、最適のフィルタ あるいはテンプレートＨＪを検索し、また、原信号のスペクトルＸ　（ｆ）とフ ィルタリングおよびデコードされた信号のスペクトルとの間のユークリッド距離 が最小になるよう対応するゲインｇ　（ｊ）を算出することにある。

上式において、Ｆｅは原信号のサンプリング周波数を表している。

また、さらに付は加えていうと、ｇ　（ｆ）＝ｇは、最小ユークリッド距離の値 に対して得られるゲインの値を表している。

この発明の目的に係る方法の特に好適な態様によれば、ユークリッド距離の算出 は、原信号ｘ　（ｎ）およびステップ１０２の後に得られるデコードされた信号 ｘ’　（ｎ）の離散フーリエ変換による処理に続くステップ１０３０において行 われる。離散フーリエ変換による処理は、サイズＰ（ただし、Ｐ＜Ｎとする。） の離散フーリエ変換によって行われ、また、最小ユークリッド距離に対する表現 は、そして、最適のゲインｇは、下式によって与えられる。

ｇ−Ｎｕｍ　（Ｊ）／Ｄｅｍ　（Ｊ）　・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・E・・（３） さらに、フィルタあるいは最適のテンプレートＨＪは、Ｎｕｎ’　（ｊ）／Ｄｅ ｍ（ｊ）の値が最大のときに得られるものである。ユークリッド距離を算出する ステップ１０３０の後には、さらに、最適のゲインを算出する一方、対応する最 適のフィルタを選択するステップ１０３１．１０３２が続く。

ここで、上式（１）、（２）の関係においては、最適のゲインｇが定義される一 方、最適のフィルタＨ１が定義されることに留意すべきである。その表現は、下 式の関係によって定義される。すなわち、＋Ｘ１　（ｋ）−ｘ’　Ｉ　（ｋ）） ＋Ｈ１，Ｊ　（ｋ）　・　（ＸＩ　（ｋ）　・Ｘ’　ｒ　（ｋ）−Ｘｒ　（ｋ） −Ｘ’　Ｉ　（ｋ））　−−（４）上記表現において、Ｘｒ　（ｋ）およびＸ’ 　ｒ　（ｋ）は、それぞれＸ　（ｋ）およびＸ’　（に）の実部を表しており、 ＸＩ（ｋ）およびＸ’　ｌ　（ｋ）は、それぞれＸ　（ｋ）およびＸ’　（ｋ） の虚部を表している。

同様に、ＨＪ、ｒおよびＨｊ、Ｉは、変換関数あるいは最適のテンプレートＨＪ の実部および虚部を表している。

さて図２ｂに示すように、上記ステップ１０３２に続いて、ゲインｇおよび対応 する最適のフィルタ番号ｊを記憶するステップ１０３３が実行される。これによ り、ゲインの値ｇ（ｊ）、すなわちｇの対応する値およびフィルタリング・テン プレートの対応する値は、ラベル付けされ、それらの所定のアドレスに記憶され る。

次に、図３ａ等を参照し、この発明の目的に係るディジタルオーディオ信号のブ リエコーを処理するシステムの詳細を説明する。

コーグｌは、原信号ｘ　（ｎ）を係数ｙ　（ｋ）に周波数変換するモジ）−ル１ ０を有している。このモジュールｌＯについては、例えば周知のＭＤＣＴ方式に よる直接周波数変換によって処理を行うものであるので、詳述を略す。また、コ ーグ１は、コード化された係数Ｃｙ　（ｋ）を伝送するために係数ｙ　（ｋ）を コード化するモジトル１１を有している。さらに、この発明の目的に係るシステ ムは、デコーダ２において、伝送されるコード化された係数Ｃｙ　（ｋ）をデコ ードして係数ｙ’　（ｋ）を出力するモジニール２０と、例えば逆ＭＤＣＴによ る逆周波数変換を行って伝送された原信号ｘ’　（ｎ）を再生するモジトル２１ とを有している。

この発明の目的に係るシステムの好適な態様によれば、該システムは、さらにコ ーグ１内のモジトル１１の下流側に、コード化された係数Ｃｙ（ｋ）をデコード して推定係数Ｆ’　（ｋ）を出力するモジトル１２と、推定係数ｙ′　００を逆 周波数変換してデコードされた信号ｘ’　（ｎ）を再生するモジエール１３とを 有する。モジュール１２およびモジュール１３は、それぞれモジ、−ル２０およ びモジュール２１と同一構成であり、従来技術から周知のものであるので、詳述 を略す。

また、図３８に示すように、コーグｌは、さらにフィルタリングに最適のパラメ ータを選択すると共に、適合したフィルタリング・パラメータ、すなわち適合し たフィルタリングに関連するゲインｇ　（Ｊ）およびテンブレー）Ｈｊ　（ｆ） を記憶するモジュール１４を有する。さらに、多重化回路１５は、コード化され た係数Ｃｙ　（ｋ）およびフィルタリング・パラメータ（すなわち、選択された 最適のフィルタの番号Ｊおよび対応する最適のゲインｇ）を時間マルチブレック ス化してこれをデコーダ２へ供給するために設けられている。

デコーダ２は、フィルタリング・モジエール２２を有している。一般に、このフ ィルタリング・モジュール２２は、各々に固有のフィルタリング・パラメータを 有する複数の要素フィルタリング・モジトルからなるフィルタリング回路と、取 り込まれる適合したフィルタリング・パラメータｇ、ｈＪに基づき、対応する適 合したフィルタリング・モジュールのアドレス割り当てを行う回路とを有してい る。この適合したフィルタリング・モジュールは、伝送された原信号ｘ’　（ｎ ）を取り込み、伝送後かつ処理後の原信号ｘｔ（ｎ）を出力する。

この発明の目的に係るゲインタルオーディオ信号のプリエコーを処理するシステ ムは、図３ａに示すように、既述した方法に従って同様に係数Ｃｙ　（ｋ）およ びフィルタリング・パラメータ（すなわち、選択された最適のフィルタの番号ｊ および対応する最適のゲインｇ）の伝送を、多重化回路１５および対応する変換 回路によって行う。なお、これら回路は従来技術から周知のものである。

デコーダ２内のフィルタリング・モジトル２２は、単に、記憶したフィルタリン グ・テンプレート値をアドレス割り当てし、かつゲインの値に基づくことにより 、伝送後かつ処理後の原信号ｘＬ（ｎ）を再生するために伝送後の原信号Ｘ′　 （ｎ）をフィルタリングによって処理することを可能にする。

次に、図３ｂを参照し、図３ａに示したフィルタの選択を行うモジエール１４の 好適な実施例の詳細を説明する。この実施例は、原信号ｘ　（ｎ）のリアルタイ ム処理を行い、さらに原信号のサンプリング期間と概略等しい遅延時間を伴って 係数Ｃｙ　（ｋ）およびフィルタリング・パラメータの伝送を行うことに留意さ れたい。図３ｂに示すように、モジュール１３は、フィルタの最適のパラメータ を選択し、また、適合したフィルタリング・パラメータ（すなわち、適合したフ ィルタリングのゲインｇ　（Ｊ）およびテンプレートＨｊ　（ｆ））を記憶する 。このモジュール１３は、原信号ｘ　（ｎ）のＰ個のサンプル（ただし、ＰＡＮ ）およびデコードされた信号ｘ’　（ｎ）について離散７−リエ変換（ＤＦＴ） による処理を施すサブモジュール１３０を有している。

そして、サブモジュール１３０は、直接フーリエ変換係数ｘ　（ｋ）、ｘ’　（ ｋ）をそれぞれ出力する。この出力される直接フーリエ変換信号は、具体的には 、信号Ｘｒ　（ｋ）、ＸＩ　（ｋ）（ただし、ｋ＝ｏ、−・−・・−、Ｐ／２− １）およびＸ’　ｒ（ｋ）、Ｘ’　ｌ　（ｋ）（ただし、ｋ＝ｏ、　・−−−− −、Ｐ／２−１）　であることに留意されたい。ここで、添字ｒ、ｉは、原信号 およびこれに対応するデコードされた信号の直接フーリエ変換の実部と虚部とを 示している。また、直接フーリエ変換の計算は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を 行う周知の回路を用いて行われる。

サラに、図３ｂに示すように、フィルタの最適なパラメータを選択するモジトル １３１１、変換係数Ｘ　（ｋ）、Ｘ’　（ｋ）　に基づき、値Ｓｌ　（ｋ）、Ｓ ２　（ｋ）。

Ｓ３　（ｋ）およびＳ４　（ｋ）を算出するサブモジュール１３１を有している 。上記値は、関連するフィルタリング・モジトルとは無関係に、当該Ｐ個のサン プルにおける原信号およびそのデコードされた信号のエネルギーおよびエネルギ ー分布を表していることに留意されたい。また、この無関係は、モデルが周波数 応答に対して採用されることに起因することにも留意されたい。そして、上記値 の算出は、フィルタリング・モジュールの選択処理に先だって行われ、したがつ て、最適のフィルタリング・モジュールが選択される一組のフィルタリング・モ ジニールを構成するＭ個のフィルタリング・モジュールのそれぞれに対して行わ れる必要はない。これにより、計算の負荷が低減される。

さらに、フィルタの最適なパラメータを選択するモジトル１３は、フィルタリン グ・モジュールを選択するサブモジュール１３２を有している。このサブモジト ル１３２は、上記値を入力として取り込み、適合したフィルタリング・パラメー タ（すなわち、適合したフィルタリングのゲインｇ　（Ｊ）およびテンプレート Ｈ１（ｒ））を出力する。これらのパラメータは、採用されたフィルタリング・ モジトルの番号ｊの形式で出力され、ゲインｇの値に対応している。さらに、フ ード化モジトル１３３は、対応するコード化された係数Ｑ（Ｊ）、Ｑ（ｇ）を出 力することを可能にするために設けられている。これら係数Ｑ（Ｊ）。

Ｑ（ｇ）は、多重化回路１５によってデコーダ２へ伝送される。

サブモジトル１３１の好適な特徴によれば、下式の関係を満足する値５ｌ（ｋ） 、Ｓ２　（ｋ）、Ｓ３　（ｋ）およびＳ４　（ｋ）を算出することができる。

Ｓ　１　（ｋ）−（Ｘ’　ｒ　（ｋ））”＋　（Ｘ’　１　（ｋ））”　−−− −−−−−−・−−−−−−・・・−・（６）Ｓ２　（ｋ）＝Ｘｒ　（ｋ）　・ Ｘ’　ｒ　（ｋ）＋ＸＩ　（ｋ）　・Ｘ′１　（ｋ）＝（７）Ｓ３　（ｋ）＝５ ４　（ｋ−１）＋５１　（ｋ）　・山・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・旧・・・・・（８）Ｓ４　（ｋ）＝９５　（ｋ−１）＋Ｓ２　（ｋ） 　・・・・・・・・・・・・・旧・・・・・・旧・・・・・・・・・・・（９） これらの値は、ｋ＝ｏ、・・・・・・、Ｐ／２−１について全て算出される（た だし、Ｓ３　（０）−０、Ｓ４　（０）＝Ｏである。）。

次に、図３ｃを参照し、図３ｂに示したサブモジュールのうちフィルタリングを 選択するモジュール！３２の詳細について説明する。

一般に、フィルタリング・モジュールを選択するためのサブモジュールは、本質 的に２つの数値Ｎｕｍ　（１）、Ｄｅｍ　（Ｄを算出する。

一般に、フィルタリング・モノニールのテンプレートの特性は、下記の関連する 信号を効果的にフィルタリングする方法について考慮しながら決定される。

原信号ｘ　（ｎ）における動的な要素（ｎｏｎｓｔａｔｉｏｎａｒｉｔｙ）を追 跡するために、図３ｂに示す処理モジトル１３０によって出力された処理される Ｎ個のサンプルの変換ブロックは、関連するサブモジュールを選択するため各々 のサブブロックについて別々の計算を行うために、Ｐ　（ＰＡＮ）個のサブブロ ックに分割することができる。図示の実施例では、Ｎ＝１０２４個のサンプルか らなるブロックは、Ｐ−２５６個のサンプルからなる４つのサブブロックに分割 される。したがって、伝送されるべきゲインｇの４つの値および４つのフィルタ 番号ｊが存在する。

以下では、サイズＰのサブブロックに関連して、フィルタ選択処理をさらに詳細 に説明する。この処理は、連続するサブブロックの各々について個々に行われる 。

フィルタリング・モジュールｈ＋（ｎ）は、有限かつ対称のインパルス応答を有 するフィルタである。これらフィルタリング・モジトルは、ゼロ位相フィルタ（ ｎｕｌｌ　ｐｈｍｓ＋ａ　ｆｉｌｔｅｒ）を構成し、前述の式（４）、（５）の 関係は下式（１０）　。

対応するフィルタリング・モジュールは、カットオフ周波数のみが異なるローパ スフィルタ・モジュールである。

ディノタル・オーディオ信号に対して４８ｋＨｚのサンプリング周波数において は、例として下記のパラメータが採用される。

すなわち、採用されるフィルタリング・モジュールの数Ｍは、Ｍ−３２、これら のインパルス応答の長さしは、Ｌ＝４９である。この長さは、サンプルの継続時 間により計測されたものである。

これらフィルタリング・モジュールは、下記の周波数応答によって定義される。

すなわち、 １＜ｔＣ（１）（すなわち通過帯域内）に対して、Ｈｉ、ｒ　（ｆ）−１，０、 ｆ＞ｆａ　（１）（すなわち減衰帯域内）に対して、Ｈｉ、ｒ　（ｆ）−Ａとな る。

また、離散フーリエ変換係数で表せば、ｋ＜ｋＣ（１）に対して、Ｈ＋、ｒ　（ ｋ）−１，０、ｋ＞ｋａ　（１）に対して、Ｈｌ、ｒ　（ｋ）−Ａとなる。

６０ｄＢの減衰に対して、係数Ａは０．００１に等しくなり、変換帯域、すなわ ちｋｃ　（１）＜に＜ｋａ　（１）は、全てのフィルタリング・モジトルについ て等しくなる。

上述のように定義した各々のフィルタリング・モジュールについて、周波数応答 の３つの要素は一致し、通過帯域限界ｋｃ（ム）および減衰帯域限界ｋａ　（１ ）のみが異なる。

各フィルタリング・モジュールのテンプレートあるいは変換関数Ｈ１，ｒを、こ れらモジュールの３つの要素について分解することにより、関連するフィルタリ ング・モジュールのランクｊおよびゲインｇの対応する値を選択するために必要 なパラメータＮｕｍ　（＋）、Ｄｕｍ　（１）の計算が極めて容易となる。

フィルタリング・モジュールｆｃ（ｉ）のＭａｌのカットオフ周波数は、種々の 基準の関数として決定することができる。例えば、周波数に関して対数分布を示 す関数としてである。フィルタ演算の技術として知られる処理より定められたＭ 個の周波数応答は、インパルス応答を決定するのに用いられ、デコーダ内のメモ リに記憶される。

なお、図３Ｃに示したものは、フィルタ選択モジュールのある特定の配列であり 、この実施例を何等制限するものではない。

また、図３ｃに示すように、フィルタリング・モジトルを選択するモジトル１３ ２は、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）型の４つの記憶ブロック１３２１ ．１３２２．１３２３．１３２４を有しており、これらブロックは、サブモジ、 ＄−４１３１から出力される値ＳＲ（ｋ）、Ｓ２　（ｋ）、Ｓ３　（ｋ）および ＄４　（ｋ）を取り込んで記憶するために設けられている。各々の記憶ブロック は、フィルタリング・モジトルの物理アドレス監の関数として読み取りのアドレ ス割り当てが可能になっている。また、言うまでもなく、前述のフィルタリング ・モジュールの通過帯域および減衰帯域への分割を定義する値ｋｃ　（１）、ｋ ｍ（１）の関数帽ついても読み取りのアドレス割り当てが可能である。

上記記憶ブロックは、アドレス割り当ての後、それぞれ関連するフィルタリング ・モジトルに対して値を出力する。すなわち、記憶ブロック１３２１．１３２２ は、それぞれ値Ｓｌ　（ｋ）、Ｓ２　（ｋ）（ただし、ｋは［ｋｃ　（ｉ）、ｋ ｍ（Ｉ）］に属する。）を出力し、記憶ブロック１３２３．１３２４は、それぞ れ値Ｓ３．Ｓ４（ただし、ｋの値は、ｋｃ（直）、ｋａ　（１）、に−ｐ／２に 等しい。）を出力する。また、図３ｃに示すように、ｋの対応する値は、リード ・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）型のメモリによつて構成されてもよいメモリｔａ２ ０ｍ。

１３２０ｂから与えられる。

さらに、図３ｃに示すように、フィルタ選択サブモジュールは、値Ｔｒａ（ｋ） 。

Ｔｒａ２（ｋ）のテーブルを記憶する回路１３２５を有している。これらの値は 、伝送帯域の基準周波数応答を表すものである。また、減算回路１３２６ａは、 第３の記憶ブロック１３２３から出力される値Ｓ３　（Ｐ／２）、Ｓ３　（ｋｍ 　（１））を取り込み、これらの差Ｓ３　（Ｐ／２）　−３３（ｋａ　（１）） を出力する。また、減算回路１３２６１）は、第４の記憶ブロック１３２４から 出力される値５４（Ｐ／２）、Ｓ４　（ｋａ　（１））を取り込み、これらの差 Ｓ４　（Ｐ／２）−８４（ｋａ（１））を出力する。

また、フィルタ選択サブモジュールは、４つの乗算回路１３２７ａ〜１３２７ｄ を有している。第１の乗算回路１３２７ａは、第１の記憶ブロック１３２１から 出力される値５ｌ（ｋ）を取り込む一方、記憶回路１３２５から出力されるテー ブルの値Ｔｒａ２　（ｋ）を取り込み、これらの積Ｓｌ　（ｋ）＊Ｔｒａ２　（ ｋ）を出力する。

第２の乗算回路１３２７ｂは、第２の記憶ブロック１３２２から出力される値３ ２（ｋ）を取り込む一方、記憶回路１３２５から出力されるテーブルの値Ｔｒａ 　（ｋ）を取り込み、これらの積Ｓ２　（ｋ）＊Ｔｒａ　（ｋ）を出力する。

第３の乗算回路１３２７ｅは、第１の減算回路１３２６ａから出力されるＪＩ３ ３　（Ｐ／２）−Ｓ３　（ｋａ　（１））を取り込む一方、一定値Ａ２を取り込 む。ここで、値＾２は、カットオフ帯域における周波数応答のレベルを表す値Ａ を２乗した値＾１に等しい。そして、第３の乗算回路１３２７ｅは、積ｆｉ２＊ 　（Ｓ３　（Ｐ／２）−５３（ｋａ　（＋）））を出力する。

さらに、第４の乗算回路１３２７ｃ＋は、箪２の減算回路１３２６ｂから出力さ れるＷＳ４　（Ｐ／２）　−Ｓ４　（ｋａ　（１））を取り込む一方、上記一定 値Ａを取り込み、積ｐ、＊　（Ｓ４　（Ｐ／２）−８４（ｋａ　（１）））を出 力する。

そして、図３ｃに示すように、第１および第２の総計回路１３２８ａ、１３２８ ｂが設けられている。第１の総計回路１３２８ａは、第１に、第１の乗算回路１ ３２７ｍから出力される積をアキ１ムレータＡｃｔによって累算した値Ｄａｒｎ ｔ　（■）を取り込み、第２に、第３の記憶ブロック１３２３から出力される値 ５３（ｋｃ←Ｄ）に等しい値Ｄｅｍｐ　（１）を取り込み、第３に、第３の乗算 回路１３２７ｃから出力される積Ｄｅｍｃ　（ｉ）を取り込む。そして、この第 １の総計回路１３２８ａは、これらの総計値Ｄｅｍ　（＋）を出力する。

一方、第２の総計回路１３２８ｔ）は、第１に、第２の乗算回路１３２７ｂから 出力される積をアキ４ムレータＡＣ２によって累算した値Ｎｕｍｔ　（１）を取 り込み、第２に、第４の記憶プロ１り１３２４から出力される値Ｓ４（にＣ（１ ））に等しい値Ｎｕｍｐ　（１）を取り込み、第３に、第４の乗算回路１３２７ ｄから出力される積Ｎｕｍｃ　（１）を取り込む。そして、この第２の総計回路 １３２８ｂは、これらの総計値Ｎｕｍ（１）を出力する。これら第１および軍２ の総計回路１３２８ａ、１３２８ｂからそれぞれ出力される総計値Ｄｅｎ　（１ ）、Ｎｕｍ（１）は、ゲインｇ　（１）＝Ｎｕｍ　（１）／Ｄｅｍ　（１）を選 択すると共に最大ｉ［Ｎｕｍ　（１）”／Ｄｅｍ　（＋）に対する最適のフィル タＨＪを選択する回路１３２９へ供給される。

そして、図３０に示すサブモジュール１３２のフィルタ選択動作は、以下のよう に行われる。

フィルタリング−モジュールの周波数応答の型とこの応答の３つの要素（これら の形式は全てのフィルタリング・モジエールについて同一である）への分解の型 とを考慮して、ゲインと最適のフィルタリング・テンプレートとを選択するため に回路１３２９へ供給される値Ｎｕｍ　（＋）、Ｄｅｍ　（Ｊ）は、下記のよう に与えられる。すなわち、通過帯域については、Ｄｅｍｐ　（１）＝３３　（ｋ ｃ　（１）（ｓ　Ｉ　ｃ３　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・旧・・・ ・・（１２）Ｎｕｍｐ　（１）　＝　Ｓ　４　（ｋ　ｃ　（１）　［ｓ　Ｉ　ｃ ｌ　−−−−−−−（１３）伝送帯域については、 記憶回路１３２５から供給される値Ｔｒ＊（ｋ）は、伝送帯域の基準周波数応答 に対応し、この基準値は、全てのフィルタリング・モジエールについて同一であ るものと仮定される。

ｉ［Ｔｒａ２（ｋ）は、上記値Ｔｒａ（ｋ）を２乗した値である。さらに、記憶 回路１３２５は、ＲＯＭによって構成されることも可能である。例えば、減衰帯 域については、 Ｄｅｍｃ　（１）＝−Ａ２＊　（ｓｓ　（Ｐ／２）−３３（ｋａ　（１）））・ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１６）Ｎｕｍｃ　（１）＝ＡＩ　 （３４（Ｐ／２）−Ｓ４　（ｋａ　（１）））総計回路１３２８ａ、１３２８ｂ によって出力される値は、ゲイン選択回路１３２９によって用いられ、最終的に 下式の値が与えられる。

Ｄｅｍ　（１）＝Ｄｅｍｐ　（１）＋Ｄｅｍｔ　（ｉ）＋Ｄｅｍｃ　（１）・・ ・・−・・・・−・・−・・・・・・・・（！８）Ｎｕｍ　（ｉ）＝Ｎｕｍｐ　 （＋）＋Ｎｕｍｔ　←１）＋Ｎｕｍｃ　（１）・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・（１９）各々のフィルタリング・モジュールについて、すなわち各 々の添字の［１１こついて、ゲイン選択回路］３２９は、晟大基準値Ｎｕｍ　（ ｉ）’／Ｄｅｍ　（１）を満足するか否かを判断する。満足する場合、その値Ｎ ｕｎ（ｊ）、Ｄｅｍ（ｊ）が記憶されるともに、このときの添字」に対応するゲ インｇ　（ｊ）が記憶される。

全てのフィルタリング・モジュールについて判断が終了すると、すなわち全ての 添字の値１（Ｉは、範囲［０，Ｍ−１］内の値である。）について判断が繰り返 されると、ゲインｇの算出が完了する。そして、このゲインｇは、図３ｂに示し たコード化モジュール１３３によって数量化される。また、言うまでもなく、こ の数量化は、値Ｎｕｍ　（ｊ）、Ｄｅｍ　（ｊ）に基づいて直接行われる。なお 、特に限定するものでない例として、コード化モジュール１３３は、ダイナミッ クレンジが［０，２］である４ビツトの一様数量化器によつて構成することがで きる。また、最適のフィルタの添字ｊは、その一部についてＩｏｇ２（Ｍ）ビッ トで伝送されることも可能である。

最後に、図３８に示すこの発明の目的に係るブリエコーを処理するシステムにお いて、デコーダ２で行われる処理は、Ｍ要素のメモリからのインパルス応答ｈＪ 　（ｎ）の読み出しを含んでいる。インパルス応答ｔｌＪ（ｎ）に対応するアド レスは、単に、フィルタリング・モジュール２２における伝送およびフィルタリ ング処理の後に取り込まれる添字Ｊによって与えられる。上記インパルス応答は 、非量子化されたゲインが掛は合わされている。この非量子化されたゲインは、 伝送処理の際に伝送されるゲインｇに対応するものとみなされる。

図４８に示すフィルタリング・モジトル２２は、伝送される値ｊからインパルス 応答ｈｊ（ｎ）を得ることを可能にする読み出しアドレス割り当てモジュール２ ２０を有している。第１の乗算モジュール２２１は、インパルス応答ｈＪ（ｎ） と非童子化されたゲインの値ｇとを取り込み、これらの積ｇ−ｈｊ（ｎ）を箪２ の乗算モジュール２２２へ出力する。この第２の乗算モジュール２２２は、伝送 後かつ処理後の原信号を構成する畳み込み積ｘ　ｔ　（ｎ）＝ｘ’　（ｎ）本（ ｇ・ｈｊ（ｎンンを出力する。

図４ｂは、図１０に示したブリエコー現象が起こる信号に対して、この発明の目 的に係る方法を実施した結果を示す図である。図４ｂに示すように、ブリエコー ノイズは抑制され、原信号に極めて近い波形、すなわちｘ　（（ｎ）−ｘ’　（ ｎ）”　（ｇ−ｈｊ　（ｎ））が再現されているのが分かる。

以上説明したように、ゲイノタルオーディオ信号のブリエコーを低減するフィフ ーの影響を受ける信号の様々なタイプについて提供される。さらに、この発明る 実施態様の可能性に応じて定めれる。

ソ１０− 藺１０ 関３Ｕ 口３ｃ／ 国際調査報告

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. １．ディジタルオーディオ原信号のブリエコーを処理するための方法であって、 該信号は、コード化処理の後に伝送されてデコード処理されるＮ個のサンプルの ブロックからなる一連のサンプルｘ（ｎ）であり、前記コード化処理は、周波数 交換によって処理して係数ｙ（ｋ）を得るステップと、該ステップの後に、コー ド化された係数Ｃｙ（ｋ）の伝送を行うために前記係数ｙ（ｋ）をコード化する ステップとからなる共に、前記デコード処理は、前記伝送されるコード化された 係数Ｃｙ（ｋ）をデコードして係数ｙ′（ｋ）を得るステップと、該スデップの 後に、伝送後の原信号ｘ′（ｎ）を再生するために逆周波数交換によって処理す るステップとからなり、さらに、この方法は、前記コード化処理において、前記 コード化された係数Ｃｙ（ｋ）の伝送を行うために前記係数ｙ（ｋ）をコード化 するステップの後に、 前記コード化きれた係数Ｃｙ（ｋ）をデコードし、デコードされた信号ｘ′′（ ｎ）を再生するために前記コード化された係数を逆周波数変換によって処理する ステップを実行し、 前記厚信号ｘ（ｎ）を再生するたりに、一組の与えられたフィルタリング・テン プレートから最適のフィルタリング・テンプレートを決定すると共に、前記関連 するフィルタリングのゲイン・パラメータを決定し、前記コード化された係数Ｃ ｙ（ｋ）、前記ゲインおよび適合したフィルタリング・テンプレート・パラメー タを、前記デコード処理側へ同時に伝送し、さらに、前記デコード処理において 、 前記伝送される係数をデコードするステップおよび前記伝送後の原信号Ｘ′（ｎ ）を再生するために逆周波数交換によって処理するステップの後に、前記伝送後 かつ処理後の原信号ｘｔ（ｎ）を再生するために、前記伝送後の原信号ｘ′（ｎ ）について前記適合したフイルタリングを実行することを特徴とする。
2. ２．請求項１記載の方法であって、前記フィルタリングのゲインおよびテンプレ ート・パラメータを決定するステップは、前記原信号ｘ（ｎ）の周波数スペクト ルｘ（ｎ）を得るために該信号ｘ（ｎ）のフーリエ変換を実行し、 前記デコードされた信号ｘ′′（ｎ）の周波数スペクトルｘ′′（ｎ）を得るた めに該信号ｘ′′（ｎ）のフーリエ変換を実行し、一組のゲインの値ｇ（ｊ）お よび一組のフィルタリング・テンプレートから、周波数についての変換関数Ｈｊ （ｆ）によって、前記デコードされた信号の周波数スペクトルＸ′′（ｎ）のフ ィルタリング積Ｐ（ｆ）＝ｇ（ｊ）Ｈｊ（ｆ）・Ｘ′′（ｎ）を決定し、 前記原信号の周波数スペクトルおよび前記フィルタリング積の最小ユークリッド 距離ｄ（Ｘ（ｆ），Ｐ（ｆ））を決定すると共に、前記ゲインおよび適合したフ ィルタリング・テンプレート・パラメータを構成する、対応するゲインの値ｇ（ ｊ）およびフィルタリング・テンプレートの値Ｈｊ（ｆ）を記憶することを特徴 とする。
3. ３．請求項２記載の方法であって、前記ゲインおよびフィルタリング・テンプレ ートの値の組を構成するゲインの値ｇ（ｊ）およびフィルタリング・テンプレー トの値は、ラベル付けされ、それらのアドレスに記憶されることを特徴とする。
4. ４．ディジタルオーディオ原信号のプリエコーを処理するシステムであって、該 信号は、コーダとデコーダとの間を伝送されるＮ個の一連のサンプルのブロック からなる一連のサンプルｘ（ｎ）であり、前記コーダは、周波数変換によって処 理して係数ｙ（ｋ）を得るモジュールと、コード化された係数の伝送を行うため に前記係数ｙ（ｋ）をコード化するモジュールとを有すると共に、前記デコーダ は、前記伝送されるコード化された係数をデコードして係数ｙ′（ｋ）を得るモ ジュールと、伝送された原信号Ｘ′（ｎ）を再生するために逆周波数変換によっ て処理するモジュールを有し、さらに、このシステムは、前記コーダ側において 、前記コード化するモジュールの下流に、前記コード化された係数をデコードし 、推定係数を出力するモジュール（１２）と、 デコードされた信号Ｘ′′（ｎ）を再生するために前記推定係数を逆周波数変換 によって処理する（欠落）モジュール（１３）と、最適のフィルタリング・パラ メータを選択すると共に、適合したフィルタリング・パラメータ、すなわち該適 合したフィルタリングのゲインｇ（ｊ）およびテンプレートＨｊ（ｆ）を記憶す るモジュール（１４）と、前記コード化された係数および前記適合したフィルタ リング・パラメータを前記デコーダへ同時伝送するために時間マルチプレックス 化する手段（１５）とを具備することを特徴とする。
5. ５．請求項４記載のシステムであって、前記最適のフィルタリング・パラメータ を選択すると共に、適合したフィルタリング・パラメータ、すなわち該適合した フィルタリングのゲインｇ（ｊ）およびテンプレートＨｊ（ｆ）を記憶するモジ ュールは、 前記原信号ｘ（ｎ）および前記デコードされた信号ｘ′′（ｎ）のＰ（ただし、 ＰくＮ）個のサンプルについて逆フーリエ交換（ＤＦＴ）を施し、それぞれに対 応する変換係数Ｘ（ｋ），Ｘ′′（ｋ）を出力するサプモジュール（１３０）と 、前記変換係数Ｘ（ｋ），Ｘ′′（ｋ）に基づき、フィルタリング・モジュール とは無関係に前記Ｐ個のサンプルにおけるエネルギーおよびエネルギー分布を表 現する値Ｓ１（ｋ），Ｓ２（ｋ），Ｓ３（ｋ），Ｓ４（ｋ）（ただし、ｋ∈［０ ，Ｐ／２−１］）を算出するサプモジュール（１３１）と、前記値Ｓ１（ｋ）， Ｓ２（ｋ），Ｓ３（ｋ），Ｓ４（ｋ）を入力として取り込み、適合したフィルタ リング・パラメータ、すなわち適合したフイルタリングのゲインｇ（ｊ）および テンプレートＨｊ（ｆ）を、フィルタリング・モジュールの番号ｊおよび対応す るゲインの値ｇ（ｊ）の形式で出力して、フィルタリングモジュールを選択する サブモジュール（１３２）とを具備することを特徴とする。
6. ６．請求項５記載のシステムであって、前記フィルタリング・モジュールを選択 するサプモジュールは、 前記値Ｓ１（ｋ），Ｓ２（ｋ），Ｓ３（ｋ），Ｓ４（ｋ）を取り込み、これらを 記憶するランダム・アクセス・メモリ型の複数の記憶ブロックであって、各々の 記憶ブロックが、フィルタリング・モジュールの物理アドレス１の関数として読 み出しアドレスの割り当てが可能であり、前記値を関連するフィルタリング・モ ジュールへ供給する、４つの記憶ブロック（１３２１〜１３２４）と、伝送帯域 の周波数応答を表す値（Ｔｒａ（ｋ），Ｔｒａ２（ｋ））のテーブルを記憶する 記憶手段（１３２５）と、 前記第３および第４の記憶ブロックがそれぞれ出力する値Ｓ３（Ｐ／２），Ｓ３ （ｋａ（１））およびＳ４（Ｐ／２），Ｓ４（ｋａ（１））を各々取り込み、こ れらの差Ｓ３（Ｐ／２）−Ｓ３（ｋａ（１））およびＳ４（Ｐ／２）−Ｓ４（ｋ ａ（１））を各々出力する減算手段（１３２６ａ，１３２６ｂ）と、複数の乗算 回路であって、第１の乗算回路は、前記第１の記憶ブロックから出力される値Ｓ １（ｋ）を取り込む一方、前記記憶回路から出力されるデーブルの値Ｔｒａ２（ ｋ）を取り込み、これらの積Ｓ１（ｋ）＊Ｔｒａ２（ｋ）を出力し、第２の乗算 回路は、前記第２の記憶ブロックから出力される値Ｓ２（ｋ）を取り込む一方、 前記記憶手段から出力されるテーブルの値Ｔｒａ（ｋ）を取り込み、これらの積 Ｓ２（ｋ）＊Ｔｒａ（ｋ）を出力し、第３の乗算回路は、前記第１の減算手段か ら出力される差Ｓ３（Ｐ／２）−Ｓ３（ｋａ（ｉ））を取り込む一方、一定値Ａ ２＝Ａ３（ただし、Ａは、カットオフ帯域における周波数応答のレベルを表す値 である）を取り込み、これらの積Ｄｅｍｃ（ｉ）＝Ａ２＊（Ｓ３（Ｐ／２）−Ｓ ３（ｋａ（１）））を出力し、第４の乗算回路は、前記第２の減算手段から出力 される差Ｓ４（Ｐ／２）−Ｓ４（ｋａ（１））を取り込む一方、前記一定値Ａを 取り込み、これらの積Ｎｕｍｃ（１）＝Ａ＊（Ｓ４（Ｐ／２）−Ｓ４（ｋａ（１ ）））を出力する、４つの乗算回路（１３２７ａ〜１３２７ｄ）と、第１に、前 記第１の乗算回路から出力される積をアキュムレータ（ＡＣ１）によって累計し た値（Ｄｅｍｔ（１））を取り込み、第２に、前記第３の記憶ブロックから出力 される値Ｄｅｍｐ（１）＝Ｓ３（ｋｃ（１））を取り込み、第３に、前記第３の 乗算回路から出力される積Ｄｅｍｃ（１）を取り込み、これらの総計値Ｄｅｍを 出力する第１の総計回路（１３２８ａ）と、第１に、前記第２の乗算回路から出 力される積をアキュムレータ（ＡＣ２）によって累算した値Ｎｕｍｔ（ｉ）を取 り込み、第２に、前記第４の記憶ブロックから出力される値Ｎｕｍｐ（ｉ）＝Ｓ ４（ｋｃ（ｉ））を取り込み、第３に、前記第４の乗算回路から出力される積Ｎ ｕｍｃ（１）を取り込み、これらの総計値Ｎｕｍを出力する第２の総計回路（１ ３２８ｂ）と、ゲインｇ（ｉ）＝Ｎｕｍ（ｉ）／Ｄｅｍ（ｉ）と最大値Ｎｕｍ（ ｊ）２／Ｄｅｍ（ｊ）に対する最適のフィルタＨ（ｊ）とを選択する回路（１３ ２９）とを具備することを特徴とする。
7. ７．請求項４記載のシステムであって、きらに、このシステムは、デコーダ側に おいて、 各々に固有のフィルタリング・パラメータを有する複数の要素フィルタリングモ ジュールからなるフィルタリング手段と、前記取り込まれる適合したフィルタリ ング・パラメータに基づき、対応する適合したフィルタリング・モジュールのア ドレス割り当てを行う回路とを具備し、前記適合したフィルタリング・モジュー ルは、伝送される原信号ｘ′（ｎ）を取り込み、伝送後かつ処理後の原信号ｘｔ （ｎ）を出力することを特徴とする。
8. ８．請求項７記載のシステムであって、各々の要素フィルタリング・モジュール は、ラペル付けされてそれぞれのアドレスに記憶されたフィルタリング・パラメ ータ、ゲインの値ｇ（ｉ）およびフィルタリング・チンプレートの値によって定 義されることを特徴とする。