JPH06503163A - 速度測定システム及びトップラーソナーシステム及びソナー - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 音響ドツプラーカレントプロファイラ 元服り宵景 兄朋凶技術分野 本発明は速度測定システムに関し特＆ミ音響ドツプラーカレントプロファイラに 関する。

従来技術力説明 カレントプロファイラ１戴種々の深さにわたって流速を遠隔測定するソナーシス テムの一種である。このようなカレントプロファイラ（戯流速による影響を研究 するために、海洋のような海水環境だけでなく、河川や湖、河口のような淡水環 境においても使用されている。流速を正確に測定すること（戴天気予報、栄養素 の生物学的研究、下水分散についての環境調先石油を含む天然資源の探鉱事業な ど、様々な分野において重要である。

−ａ；　この種のカレントプロファイラ＋を深さに方向に関する水の「セル」の 各々について鉛直方向の水柱流速を最大限まで測定し流速の「プロファイル」を 得るために使用されている。一般的なカレントプロファイラはトランスデユーサ を含み、音のパルス（人間の可聴周波数に変換して下げたときに「ピング」とい うような音である）を生成し　このパルスｌｊ水中のプランクトンや微粒子、微 小な不均質部分などで反射して後方散乱する。受信音は反射部分とトランスデユ ーサとの間の相対速度に比例するドツプラー周波数シフトを有する。

このようなドツプラー周波数シフトから単一の速度ベクトル成分（ＶＸ）を得る ための物理的要素【戴以下の式によって簡単に表すことができる。

ＶＸ　＝（ｆ、　／２ｆｙ　ｃｏｓθ　（１）式（１）においてＣは水中音速で 約１５００ｍ／秒である。したがって、送信周波数１丁、送信トランスデユーサ の偏角θ、単一の狭帯域パルスからの受信周波数測定値およびドツプラー周波数 ｆ、が分かれ１戴１つの速度ベクトル成分を決定することができる。測定した水 平「スライス」すなわち深さ方向のセルの相対速度（戴対地船速測定値Ｖ、を差 し引くことによってめられる。対地速度はソナー範囲内であれば海底でピングを 発信することによって、あるいはＬＯＲＡＮやＧＰＳのような航法システムによ って測定することができる。図］ａおよびＩｂは流速プロファイルの一例であり 、北と東の流速（ＶＸ　、　Ｖｉ＋　）を深さ方向のセルの関数として示しであ る。

商業用のカレントプロファイラ広一般に電気系統用ハウジングの周囲に方位角距 離を９０°ずつあけて配置された４つの発散トランスデユーサで構成されている 。トランスデユーサのこのような配列はジェーナ又方式として周知の技術である 。３ビームシステム対戴トランスデユーサの相互中心軸に対して垂直な平面の流 速は一様であると仮定して、３つの速度成分Ｖ、　、　Ｖ、　、ＶＸ　（海洋学 に関する文献では各々Ｕ、Ｖ、Ｗと定義されている）を測定することができる。

しかしながら、冗長度および信頼度の面から見て４方向ビームシステムも頻繁に 使用されるようになっている。このようなカレントプロファイラ叫船舶の船郭に 取り付けてもよいし定置ブイに備えてもよい。さらＥＳ図２に示すカレントプロ ファイラ１００のように海底に係留することも可能である。

現在使用されているカレントプロファイラのうち、いわゆる「パルス非干渉」シ ステムは数百メートルの範囲で平均流速プロファイルを測定するものである。

このようなパルス型ソナーで【戴パルス対パルス非干渉法を利用して流速をめて いる。パルス非干渉処理を特徴とするカレントプロファイラでは各パルスから・ 　のエコーを独立に利用してパルス幅の区分毎の位相変化を測定上　ドツプラー 周波数シフトすなわちｆＤ　＝θ／Ｔをめている。ここで、θは受信波形を自己 相関させて算出した位相変化であり、Ｔは測定時間幅である。混乱を避けるため へ受信信号は短い遅れ時間の間は干渉性であり、位相変化はこの時間について検 出するものとする。さら＆ミ「非干渉」という用語法パルス間で干渉性を維持す る必要はないということのみを意味するものとする。

最大プロファイル測定深さや一時の、空間の（水深方向のセルの大きさ）分解能 、速度分解能などを含む様々な因子間においてカレントプロファイラをトレード オフする。一時分解能（戴所望の精度で速度を推定するために必要な時間を示す 。一般的な用途でＩ戴　カレントプロファイラによって測定値のセットを得てこ れらの平均をめ、速度分散すなわち２乗誤差レベルが許容範囲内にある単一の速 度推定値を得る。

多くの場合、このようにして得られたプロファイル距離と分解能とを組み合ゎせ ることで満足のいく結果を得ることができる。観測を行う場合に（戴分散ではな く偏りの方を重要視することも多い。偏りとは実測速度と実速度との差である。

これは、例えば帯域を制限したシステム成分同士が非対称であるような場合に発 生する。長時間に及ぶ平均化によって予め定められた許容範囲に対する分散を小 さくしても測定値の偏りは残る。例えば、温度と塩度との境界において見られる ような尺度の大きい特性を測定する時には一般に偏りを使用する方が良い。

しかしながら、パルス非干渉システムの分解能と距離だけでは不十分な場合もあ る。このような場合には、内部波、小乱流、噴射や曲流、渦流などを示す急変化 前面領域のような海洋力学的要素を検討しなければならない。目に見える類似性 の使用、すなわちパルス非干渉システムで得られるこのような要素の描画は不鮮 明すぎて役に立たない。

パルス非干渉システムの制約となるもの１戴大きく分けて３つある。第１く平均 速度測定値について許容範囲内の統計的誤差を得るためには数秒または数分にわ たるデータを平均化しなければならない。第２＆へ従来の用途について見ると、 各水深毎のセルの分解能は１メートル以上にしなければならない。第３へ非干渉 エコー処理における基本的な制約のため小規模な乱流測定はできない、すなわち 乱流速度は極めて急速に変化するため、速度分散と時間の平均測定値を得ること ができないということである。

従来のパルス非干渉システムで鷹単位時間あたりの位相変化量または単一のパル スエコーのスペクトルピークにおけるシフト量のいずれかに基づいてドツプラー シフトを推定している。送信波形頃一般へパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）を特徴 とする周期的パルス列である。したがって、与えられた水深方向のセル内で粒子 すなわぢ反射物体との間を往復（エコ一時間を含む）するために１戯最犬プロフ ァイル距離すなわち深さはＰＲＩの１７２となる。受信エコー（戴受信信号を「 タイムゲートする」ことによって規定されるメモリービンに格納される。

この受信信号服距離１／２ｃｔ、だけ難れている反射物体から時刻ｔ。に受信す るエコーに相当する。ゲートの開時間頃一般に１／２ｃＴの距離分解能を与える パルス長Ｔと一致する。特定のセルにおける反射物体の速度（Ｖ）とドツプラー シフトｆ、　どの間に屯以下のような関係が成り立つ。

ｖ＝１／２１　ｆｏ　（２） 二こで、■は音響波長（例えば３００ｋＨｚのときｌ＝０．５ｃｍ）である。

パルス非干渉システム成分同士に大きく影響される。単一パルスからドツプラー 周波数を推定する際の分散上の理論的な低バウンドはクラーメル・ラオ（Ｃｒａ ｍｅｒ−Ｒａｏ　）バウンドによって得られる。これ哄　ドツプラー周波数の標 準偏差（σｎ）を用いた以下の数式によって偏りのない推定量を近似できるから である。

σＤ＝（２πＴ）−１（１＋３６／ＳＮＲ＋３０／５ＮＲ２）ｌ・２　（３） ここで、ＳＮＲはドツプラーエコーパルスの信号対雑音比である。式（２）およ び（３）を使用すると、　（ビームに沿った）半径方向速度推定値に対応する誤 差σ、は以下のようにめられる。

σ、＝１／２１　（２πＴ）−１（１＋３６７ＳＮＲ）＋　３０／５ＮＲ２）　 ｌ−２（４） したがって、与えられた搬送波周波数（トランスデユーサによって変わる）につ いて見ると、発信可能なピングあたりの最小速度誤差は送信パルスの長さに反比 例する。これはＳＮＲが小さくなれば分散すなわち２乗誤差は２次関数的に大き くなり、ノイズをゼロ（ＳＮＲ犬）に制限すれば２乗誤差を一定にし得るという ことを示している。このよう＆ミ従来のパルス非干渉ドツプラーシステム＋４分 散を比較的一定にできる約１０ｄｂよりもかなり大きなＳＮＲで動作している。

ノイズを無視すると、距離分解能１／２ｃＴと式（４）によって得られるピング あたりの速度誤差σ、との積は音響波長ｌに比例しパルス長とは関係なくなる。

このように距離分解能と速度誤差とが関係していることはパルス非干渉システム を制約する最も大きな要因となっており、一般に絶討速度誤差を制御するために 必要とされる平均時間を長くする直接的な原因となる。

パルス非干渉カレントプロファイラを使用した平均時間の一例として、深さ方向 に関するセル１メートル毎に測定した３００メートルの水柱をプロファイルし１ 秒に２回ピングを発信する３００ｋＨｚの搬送波周波数について考える。ここで （戴送信回路と受信回路とが同一のトランスデユーサを共有するモノスタティッ クシステムを使用しているとする。距離分解能１ｍは１．３３ミリ秒のパルス長 Ｔに相当する。式（１）および（２）から、ピングあたりの速度誤差は約３０ｃ ｍ／秒であることが分かる。１ｃｍ／秒に対する半径方向速度を推定する際の標 準偏差を小さくするために１戴約３０２すなわち９００回ピングを発信しなけれ ばならず、さらに約７分生で速度推定値を平均化するためには１秒あたり２回ピ ングを発信しなければならない。

パルス非干渉カレントプロファイラの速度測定値精度を約１００分の１程度に向 上させたパルス干渉ドツプラーカレントプロファイラも開発されている。このよ うなソナーシステムは数メートルの範囲にわたる流速プロファイルを測定するこ とができる力Ｃ１パルス干渉技術に固有の速度の曖昧さのため、速度力学的に見 て狭い範囲でしか使用できないという極めて重大な制約がある。

７般的な送信波形について見ると、距離・速度不確定性（左辺がσ１Ｔの積にな るように式（４）を整理して得られる）（戴信号非相関時間（例え眠エコーが水 中で相当量のエネルギーを損失するため、このエコーの自己相関を取れない時間 ）とパルスの帯域幅とによってめられる信号の時間と帯域幅との積に反比例する 。信号非相関時間（戴以下の式（７）〜（９）およびノイズによるＳＮＨの一時 的な減少に関連している。パルス干渉方法法送信シーケンス全体にわたって位相 の干渉性を維持できる連続した短いパルスを送信することによってこの積を大き くするという基本的な前提のもとで行われる。パルス間の時間を調節し受信信号 を復調すると、特定距離からのドツプラーリターンを離散的に示すものとなる。

この結果、スペクトル解析すなわち「パルス対」アルゴリズム（例えばＫｅｎｎ ｅｔｈ　Ｓ、ＭｉｌｌｅｒおよびＭａｒｖｉｎ　Ｍ、Ｒｏｃｈｗａｒｇｅｒ著、 ＩＥＥＥ）ランザクジョン情報理論、１９７２年９月号記載の「スペクトルモー メント推定への共分散の応用（Ａ　Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ　Ａｐｐｒｏａｃｈ　 ｔｏ　５ｐｅｃｔｒａｌ　Ｍ。

ｍｅｎｔ　Ｅｓｔｉｍｔｉｏｎ　）　Ｊ　）を含む様々な方法を使用してこの信 号のドツプラー周波数を推定することができるようになる。

独立したパルス対についての速度誤差を解析する。パルス対推定量は最尤推定量 （すなわち、修正される確率が最も高い推定量）であり、ＳＮＲを大きく制限し た場飢パルス対あたりのドツプラー速度誤差は以下のようになる。

σ、＝１／２１　ａｏ＝２−３・’　ＩＢ　（５）ここで、ＢはＨｚで示すドツ プラー帯域幅である。ガウス相関関数指数ｅ：ｃｐ　（−１／２　（２ｒτＢ） ２）でτを時間遅れとすると、　（２πＢ）−１は非相関時間である。Ｂの一般 的な値１戴平方ピング（平均に含まれるピング数あたりの分散の平方根）あたり の誤差を示す。この値は状況によって０．１〜２．５ｅｍ／秒になる。連続した パルス対の相関を取るような極めて一般的な場合の速度誤差檄パルス間隔、ドツ プラー帯域、信号対雑音比の複雑な関数となる。

送信パルスに必要とされる搬送波は２〜３サイクル程度であるので、約５〜１０ ｃｍの距離分解能でも簡単に達成できる（例えＥ　３００ｋＨｚで１０サイクル はパルス長２．５ｃｍに相当し往復時間を明確にするための速度はｃ／２として められる）。しかしながらパルス干渉システムではサンプリングを行うため、距 離分解能はすぐれているにもかかわらず、速度はサンプリングのナイキスト周波 数についてエイリアシング状態となる。これは位相が２πラジアン離れたサンプ ル同士の区別は不可能であるということを意味する。したがって、以下のような 周知の「距離・速度」の曖昧さが導かれる。

Ｒｓｓ、　Ｖｓｓｘ　＝±ｌ　ｃ／８　（６）ここで、Ｒ＠＠Ｘ　はシステムの 最大プロファイル距離であり、Ｖｌｌ＠Ｘ　は最大速度分解能である。したがっ て、与えられた送信周波数および所望の速度分解能について見ると、パルス干渉 システムにはプロファイル距離上の制約がある。非周期的パルス列を使用すれば 曖昧さを改善できるカー経験から実際には約５分の１程度の向上が限度であると されている。結果として、従来のパルス干渉システム屯約数十メートル程度の比 較的短い距離に制限される。

周知のようく時刻むにおける受信周波数の遅れ時間だけ遅延した受信波形に対す る従属度を測定するために自己相関関数を使用することができる。さら＆へこの ようにして得られた結果を使用してドツプラー周波数を算出できる。パルス非干 渉ドツプラーで（戴信号の相関時間は主にパルス幅によって決定される。パルス 干渉システムではパルス幅に左右される二反射物体の動きの変化にも影響される 。このような現象のため、自己相関関数またはこれと等価のものは狭くなり、ド ツプラースペクトルビークは広くなる。スペクトルが広くなる原因は主に３つあ る。すなわち、有限滞留時間、サンプル域内の乱流、ビーム発散の３つである。

連続したパルス間の滞留時間に鑑みると、サンプル域から外れる粒子もあれば新 たに入ってくる粒子もある。新たな粒子は任意の相で入りこんでくるため信号は 約ｄ／Ｕの「滞留時間」について完全に非相関状態となる。ここで、ｄは距離セ ルの大きさについての測定値を示Ｌ−Ｕはビームと反射物体との間の相対速度を 示す。

スペクトルが広くなる他の原因として、サンプル域の乱流を挙げることができる 。サンプル域程度かこれより狭い空間規模の乱渦流によって反射物体の速度は様 々である。

さら＆ミ　ビーム発散もスペクトルを広くする要因となる。ビーム発散による影 響（戴速度ベクトルとトランスデユーサに対する法線とでなす角度のビームを横 切る小さな変化によって、サンプル域内の散乱体速度の相違が生じること以外は 乱流によるものと類似している。

トンプラースペクトルを広くするこれらの３つの作用は以下のように推定するこ とができる。

Ｂ、＝０．２　ｌｕｌ／ｄ　（７） ＆　＝２．　４　（ｅ　ｄ）　”　／　ｌ　（８）Ｂｄ＝０．８４ｓｉｎ（Δθ ）ｕ０／ｌ　（９）ここで、ｄは電力半値散乱容量中Ｌ　ｌｕｌはビームとスキ ャッタとの相対速度の大きさ、ｅは乱流エネルギ損失率、Δθは２方向電力半値 ビーム１５Ｌ　ｕｃ　は交差ビーム速度成分である。全ドツプラー帯域幅（Ｂ） は個々の要素の２乗平均誤差（ＦＭＳ）すなわち、Ｂ＝　（Ｂ、　２＋Ｂｔ　２ ＋＆　２）　１′２どなる。

要する＆ミバルス干渉システム（戴多くの場合プロファイル距離は数十メートル 程度しかないという制約がある。さらしへスペクトルが広くなることに影響され るため、システムは極めて良い速Ｊｆｌｔｌ定値が極めて悪い速度測定値がのい ずれかを生成し、中間を生成することはないという不安定さを伴う。

したがって、上述したような問題を解決できる音響ドツプラーカレントプロファ イラ（戴船上、定置招水係留など様々な状態で配置して使用することができる。

考えられる用途のうち、寒流と暖流との混合についての力学がいまだに困難かつ 重要な問題である天気予報の分野で１転長いプロファイル距離について大きな時 空分解能を必要とする。

また、空間的かつ時間的に短い流速測定値基準を全く新しくすることで遠隔検出 装置の利用が可能になる。このような測定値に１転円部波、小乱流、噴射や曲流 、渦流などを示す急変化前面領域の他、海洋における大規模な構造体なども含む 。このような改良されたカレントプロファイラで達成できる流速プロファイル距 離法現存する非干渉音響ドツプラーカレントプロファイラによる流速プロファイ ル距離と同程度のものであるへ単−パルス速度推定値の分散に関しては約１００ 分の１にすることができる。

さらし気高速度応答すなわち平均化時間の短くてすむカレントプロファイラが望 まれている。このように応答性を良くすることで、移動している船舶にカレント プロファイラを装備する場合に水平方向の空間分解能を高めることができる。

例えは現在は５マイルについての平均化に必要とされる時間内で１７１０マイル の速度測定値を平均化できるカレントプロファイラ（戴現在の技術において価値 のある改良物なのである。

発器ｐ慨要 本発明檄上述したような需要に応えることのできるものであり、符号化パルス広 帯域音響信号を使用して速度を測定するシステムおよび方法を含む。本発明によ れＩＬ従来よりも短い速度平均化時間で長いプロファイル距離にわたって大きな 距離・速度分解能を得ることができる。本発明では受信信号の直交位相成分をサ ンプリングし　これをイ吏用して時間についての位相変化をドツプラーシフトと して算出する。固定された対地標準座標系を使用して、１つ以上の相対速度成分 を絶対速度成分に変換する。

本発明檄送信トランスデユーサを備える速度測定システムを含み、送信トランス デユーサは位相変化の測定方向に沿った方向にビームを発射する。さらく速度測 定システムはパルス送信手段を含む。パルス送信手段は送信トランスデユーサに パルス列を送るためのものであり、このパルス列は少なくとも所定のパルス間隔 を有する第１および第２の放出パルスを含む。速度測定システム服受信トランス デユーサで受信する放出パルスのエコーリターンを複素サンプリングして第１の 複素サンプルセットを生成する手段も含む。さらく速度測定システムに（戴第１ の複素サンプルセットを選択した時間遅れ分だけ遅延上第２の複素サンプルセッ トを生成する手段も含まれる。さらく速度測定システムに（戴第１の複素サンプ ルセットの少なくとも一部と第２の複素サンプルセットの少なくとも一部とを使 用して複素相関測定値を算出する手段も含まれる。速度オリ定システムは複素相 関値から速度成分を導き出す手段も含む。

本発明の他の態様によれ１！、位相符号化などの技術を使用して各パルスを符号 化する。好ましい実施態様で１１　０’および１８０°の位相符号を使用する。

これらのパルス（ｉ％パルス長に等しい遅れ時間を有する。また、遅れ時間はト ランスデユーサが非送信状態にある時間を含む。

多重直交速度成分を測定するために、モノスタティックがパイスタティック配置 で多数のトランスデユーサを配設することも可能である。カレントプロファイラ の実施態様において、各トランスデユーサから発射されるビームは音響信号であ り、水柱の流速プロファイルをめるために深さ方向に関する多数のセルについて 多数の速度測定値を得る。後方散乱強度、粒子濃度および粒子流量を測定するた めに振幅測定値を得るようにすることも可能である。

上述した本発明の目的、他の目的や特徴など１戴添付図面を参照して以下に述べ る詳細な説明および添付の請求の範囲から一層明らかになろう。

凹面ｎ間車全説明 図１ａｌｔ、深さの関数としてプロットした東の速度ベクトルを示すカレントプ ロファイルの一例の点図である。

図１ｂ頃深さの関数としてプロットした北の速度ベクトルを示すカレントプロフ ァイルの一例の点図である。

図２哄　トランスデユーサをジェーナス配置して海底に係留したカレントプロフ ァイラを示す斜視図である。

図３は、パルス非干渉ドツプラーシステム、パルス干渉ドツプラーシステム、さ らに本発明による広帯域ドツプラーシステムと符号化パルスドツプラーシステム を含む様々なカレントプロファイラによって送信したパルスを比較するパルス図 である。

図４ａ、ｂ、ｃＬ本発明による送信符号の一例を示す符号化パルスを示す図であ る。

図５！戯本発明によるカレントプロファイラの好ましし１械的アセンブリを示す 側面図である。

図６！戴図５に示すカレントプロファイラの上面図である。

図７憾本発明によるカレントプロファイラに使用する電気系統の好ましい実施例 を示すブロック図である。

図８度図７に示すサンプルリングモジュールの好ましい実施例を示すブロック図 である。

い　の−な・Ｂ 以下、同様の構成要素には同様の参照符号を付した図面を参照する。

図１ａおよび１ｂについては「発明の背景」の項で上述した。図１ａおよびｌｂ の点図に示すカレントプロファイルの例！戯事発明によるカレントプロファイラ の目的の１つでもある情報である。しかしながら、本発明代従来よりも広範囲に わたってより正確な流速測定値を提供することができる。

図２代海底１０２に半永久的に係留したカレントプロファイラ１００を示す。

この種のカレントプロファイラで頃一般にカレントプロファイラ１００の内部に 備えられた不揮発性メモリ（図示せず）に流速についての記録を格納する。

カレントプロファイラ１００代図２において示すよう番ミ　トランスデユーサか ら発射される一組の音響ビーム１０４ａＳ　ｂ、ｃ、ｄを生成する。カレントプ ロファイラ１００は上を向いている。すなわち、音響ビーム１０４は海面に向け て垂直に発射される。各ビーム１０４１４距屋すなわち深さ方向のセルとして周 知の水平スライスに分解可能な水柱を「煎出」する。このスライスは１０６で示 すセルのようなものである。音響パルスを適宜送受信することにより、パルスエ コー間の位相シフトを算出する。この位相シフトをまずドツプラー周波数に変換 り、　続イテヒーム１０４に沿った速度に変換狐　さらに１０８ａＳ　ｂで示す ような１つ以上の直交流速成分に変換する。カレントプロファイラ１００は図２ に示す配置以外の配置にすることも可能であり、例えＥ定置台甲板や自航式台甲 板ム水面係留物や海底係留物、中深層係留物上などで下向き、上向き、または他 の方向と組み合わせることができる。

図３屯本発明による広帯域ドツプラー法およびパルス符号化広帯域ドツプラー法 を含む音響ドツプラーカレントプロファイラ（ＡＤＣＰ）に使用される様々なド ツプラー測定値の形態を概略的に示している。最初の手法で（転回示パルス非干 ＃ＡＤＣＰ）ランスデューサ１２０は時刻ｔにおいてパルス１２２を生成する。

単一の送信パルス１２２の大きさは対応する深さ方向のセルと一致する。深さ方 向のセルを通過すると、パルス１２２は時刻ｔにパルス長１と等しい時間を加え たもの（ＬＰＵＬＳＥ）どなり、１２４で示す位置に移動する。

パルス１２２ｔｋ各深さでの反射物体の密度に応じて深さ方向のセル毎にエコー （図示せず）を生成する。所望の深さ方向のセルにおける流速の測定値は、パル スの送信と所望のエコーの受信との間の予め定められた遅れ時間に基づくもので ある。パルス非干渉ＡＤＣＰでは、戻ってくるエコーの周波数におけるドツプラ ーシフトを測定することで流速を測定する。ドツプラー周波数（礼受信信号の２ つの異なるサンプリング間の位相差から間接的に算出される。

図３において、図示の位相干渉ＡＤＣＰ）ランスデューサ１２６はパルス１２８ を発信する。パルス１２８はパルス非干渉システムのパルス１２２に比べて幅は 短い（深ざ分解能は大きい）。パルス非干渉ドツプラーシステムの場合と同様に 、各単一パルスからのエコーは次のパルス１３０が送信される前にトランスデユ ーサ１２６に戻る。しかしながら、パルス非干渉システムとは異なり、パルス干 渉システムでは基本的に同一の深さにおける２つの連続したエコー間の位相変化 を測定する。

図３には本発明による広帯域ＡＤＣＰ）ランスデューサ１３２によって生成され たパルスも示されている。広帯域法ではパルス１３４ａおよび１３４ｂで示すよ うに、ビーム（またはこれに等価のもの）における２つ（またはそれ以上）のパ ルスを同時に利用するので、この広帯域法はパルス非干渉法ともパルス干渉法と も異なる。図３において、これらのパルスはパル又分離幅に等しい遅れ時間Ｌｌ だけ離れている。ある程度移動してトランスデユーサ１３２に戻ってきたら、自 己相関関数を使用して同一距離におけるパルスエコー間の位相変化を測定する。

パルス干渉法とは異なり、広帯域カレントプロファイラの最大プロファイル距離 はパルス繰り返し周期に制約されない。パルス長すなわち幅は深さ方向のセルの 長さよりもかなり短いので、時間と帯域との積は大きくなる。　（したがって［ 広帯域Ｊと呼ぶ。） 本発明（転回３に示すパルスを特徴とする符号化パルス広帯域ＡＤＣＰも含む。

トランスデユーサ１３８はパルス対１４０ａＳ　ｂを生成する。これらのパルス （戴例えば後続のパルス１４１ａ、ｂによって図示のように水中を伝播する。各 パルス１４０＋４４つの同じ大きさの符号エレメント１４２ａＳ　ｂ、ｃ、ｄを 含む。

これらの符号エレメントの各々（戴送信音響波形の１つ以上のサイクル（または その一部）を有する。符号ニレメン）１４２１４各エレメントが位相の０度と１ ８０度になるような位相符号を示す。図３では符号化パルスを２つしか示してい ないカ町本方式を一般化して２つ以上のパルスを含むようにすることも可能であ る。

符号化パルスＡＤＣＰについて見ると、位相変化の測定値は上述した広帯域法の 場合と同様である。しかしながら、パルスに疑似ランダムパル又符号を適用する ことで帯域幅を狭くせずにパルスを長くすることが可能になる。パルスを長くす ればエコー電力も大きくなるので、より一層長い距離に対する信号非相関は遅延 さね、システムの有益なプロファイル距離は長くなる。符号化パルスの大きさく 戴深さ方向のセルの大きさと同じにしても良い。パル又分離幅すなわち遅れ時間 Ｌ１とパルス長とが等しい場合に檄これらのパルスを一緒にして単一の連続符号 を送信する。

図４屯本発明による符号化パルス広帯域システムによっで生成可能な長さの異な る「理想的な」符号化パルスの３つの例を示す。各図（図４ａＳ　ｂ、ｃ）は１ つのパルスすなわちピングに相当する。トランスデユーサと電力増幅器との帯域 は有限であるため、水中で発信される実波形は図４に示したものとは若干異なる 。したがって、対応する実波形では位相反転後に短い回復時間が見られる。

図４ａｉｌ　１４４ａ−ｊで示す符号エレメントについて３種類の配列を含む。

第１のコードは１４６で示す送信波形である。各符号エレメント１４４は搬送波 信号の４サイクルを集めたものである。１８０度の位相シフト鷹例えば符号エレ メント１４４ａと１４４ｂとの間の遷移によって示されるように符号エレメント 間に発生するものである。図４ａに示すパルス例はＭ；１０個の符号エレメント １４４を有し最初の５つのエレメント１４４ａ−ｅを反転したものが残りの５つ の符号エレメント１４４ｆ−ｊによって繰り返されるので、基本的には連続波形 １４６で２つのパルスを組み合わせた形となる。符号エレメント１４４ｆ〜ｊの ような第２のパルスを反転すれ番戯　ノイズバイアスを小さくすることもでき二 のように、波形１４６について見ると、５つの符号エレメントを送信するための 時間に等１．い遅れ時間を使用して、最初の５つの符号工Ｉ／メン）１４４ａ〜 ｅど反転後の残りの５つの符号エレメント１　’＊　４　ｆ　＝　ｊとについて 自己相関（後述）を取る。＝般に、各用途についての符号エレメントの数は深さ 方向のセルの大きさと一致する。

パルス符号は、図４ａにおいて１４７で示すような符号配列で形成されるバイナ リ−形式にすることもできる。符号配列１４７鷹各同号エレメント１４４に基づ いて得られるものであり、２ビット分に相当する。この２ビット符号を以下の表 １に示す。

表１ ＢＩ　ＢＯ５ 表１において、最上位ビット（Ｂ１）は符号エレメント１４４の期間について送 信部がオン（１）であるかオフ（０）であるかを示すものである。最下位ビット （Ｂｅ　）　ｉｆ、符号エレメント１４４の位相すなわち０°　（０）または１ ８０’　（１）を示す。表１の文字「ｘ」は「無視」状態である。

コード配列１４７はバイナリ−符号を十進数で表したものを示す。例え（ｆ、符 号エレメント１４４ａは符号配列１４７の中で「２」として定義されており、送 信部はオンで符号エレメント１４４ａは０度の位相であることを意味している。

位相波形１４８１Ｌ送信波形１４６および符号配列と同様の基本情報を示すもの である力Ｃ１２乗波形の形で表現されている点が異なる。

図４ｂｌｊパルスの長さが２倍（Ｍ＝２０）である点で図４ａの場合とは異なる 符号化パルスを示す。図４ｂにおいて、パルスの最初の１０個の符号エレメント １４４は図４ａの符号エレメント１４４と同一である。残りの１ｏ個の符号エレ メント１４４′は最初の１０個を単に繰り返しただけである。このようへ　２つ のパルス１４４と１４４′とを組み合わせ、１０個の符号エレメントを送信する ための時間に相当する遅れ時間を有する単一送信波形とする。

図４ｃｌｆ、二組の１０個の送信符号エレメント１４４と１４４′との間に１０ 個の符号エレメントむだ時間があるためパルスの長ざが長い（Ｍ＝３０）という 点で図４ｂに示す符号化パルスとは異なる。したがって、遅れ時間は１２符号； レメント分に相当する。ドツプラー周波数誤差はパルス分離幅に反比例する。距 離分解能は符号化パルスの長さによって決まる。

速度測定システムの好ましい実施例において、自己相関関数における中央ピーク ノイズとサイドローブノイズからの偏りをなくすために符号の選択には注意を払 う。中央ピークノイズは、送信ピングの半分について例えば図４ａに示すような 第２のパルスを反転させることで効果的に除去することができる。以下のステッ プはサイドローブノイズを除去するために行うものである。　（１）１つの遅れ 時間においてサイドピークの両側（位相測定を行う部分）に対する自己相関がゼ ロである符号を使用する。　（２）サイドピーク周辺にあるサイドピーク近辺で サイドローブが最小である符号を使用する。　（３）平均化によって偏りをなく すことができるようへ連続したピングに一対の相補型符号すなわちボレー符号を 使用する。

距離・速度分解能の精度はパルス分離幅すなわち遅れ時間ＬＬによって決まり、 遅れ時間が短ければ分解能は大きくなる。１つ以上の符号エレメントに重畳する パルスを送信することによって、遅れ時間を単一の符号化パルス長よりも短くす ることも可能である。例え（ｆ１符号エレメントを表すためにアルファベット文 字を使用すると、配列１”ＡＢＡＢＡＪによって、各々３つの符号エレメントを 有する２つのパルス「ＡＢＡＪを２つの符号エレメントを送信するために必要な 時間に等しい遅れ時間で送信することが可能になる。

したがって、本発明を適用する用途に応じたマルチパルス波形について適した符 号、符号長、パルス分離幅を選択する際には様々な選択肢が存在することは当業 者によって理解できよう。

以下、広帯域ＡＤＣ用および符号化パルス広帯域ＡＤＣＰ用のシステムと方法に ついて、広帯域ＡＤＣＰを例に挙げて簡単に説明する。

図５において、本発明による広帯域ＡＤＣＰを装備するために必要な電気系統（ 図７）を保護するための機械的アセンブリを１５０で示す。機械的アセンブリ１ ５０屯ジエーナス配置した４つのトランスデユーサ１５２ａＳ　ｂＳ　ｃ、ｄを 含む。もちろ飄機械的アセンブリ１５０ｔ１図５に示すような４つのトランスデ ユーサを含むもの以外レミ　５つ以上または３つ以下のトランスデユーサからな るものであってもよい。トランスデユーサ１５２１Ｌ様々な金属からなる保護用 カバー内に収容された圧電セラミック基板を含む。

一般番ミ　トランスデユーサ１５２は例えば７５ｋＨｚ、１５０ｋＨｚ、３００ ｋＨｚ、６００ｋＨｚ、１２００ｋＨｚなどの周波数のうち特定周波数で動作す るように製造される。低周波トランスデユーサは長いプロファイル距離を必要と する外洋などにおける用途に使用される。一方、高周波トランスデユーサ頃深さ 方向のセルの大きさによって特徴付けられる深ざ分解能および細かい時空基準が 重要である狭水域での用途に使用される。トランスデユーサ１５２ｉ４適切な音 響周波数で所望のプロファイル距離と速度との分解能を達成できるようへカレン トプロファイラアセンブリ１５０上で交換可能なように製造されている。分解能 は速度プロファイル実験値毎に変えることも可能である。トランスデユーサ１５ ２の上面図を図６に示す。

図５において、トランスデユーサ１５２は円筒形の圧力容器１５４の一端に接続 されている。圧力容器１５４には超音波送受信用電気系統や処理装置用電気系統 などが収容されている。トランスデユーサ１５２ｊｊ圧力容器１５４の周囲にジ エーナス配置で９０°ずつ方位角をあけて配置されている。直交速度成分を算出 する際の自由度を大きくするためへ　トランスデユーサ１５２を圧力容器１５４ の長手方向の軸から外しておく。機械的アセンブリ１５０（戴水中で１つ以上の ケーブルおよび／またはブイと圧力容器１５６の側面上に備えられた一対の取付 ラグ１５８ａ、ｂとを連結することによって、都合の良い位置に配置しておく。

Ｉ１０コネクタ１５６Ｌ圧力容器１５６の多端に配置されている。Ｉ１０コネク タ１５６ｉ戯実時間でカレントプロファイルの後処理をしなければならないよう な場合に測定値を送信する送信ケーブル（図示せず）と接続されている。また、 例えば磁気テープや電気的に消去可できるようにプログラム可能な読出専用メモ リ（ＥＥＰＲＯＭ）などの圧力容器１５６の電気系統に任意に配置した媒体（図 示せず）に流速を格納しておくことも可能である。

図７を参照すると、符号化パルス広帯域ＡＤＣＰにおける電気系統の好ましい実 施例のブロック図が示されている。これらの電気系統ＩＬ音響信号を受信する前 端トランスデユーサ１６０と、送受信を一元化して信号処理を行う電気系統アセ ンブリ１６２との２つに機能の面から分けることも可能である。トランスデユー サアセンブリ１６０は特にトランスデユーサ１５２に整合するため、トランスデ ユーサ１５２を交換する場合には必ずトランスデユーサアセンブリ全体を交換す るようにする。

図７に示すトランスデユーサアセンブリを参照すると、トランスデユーサ１５２ は各々同調送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ回路１６４ａＳ　ｂ、ｃ、ｄと電気的に接 続されている。回路１６４の同調セクションの好ましい実施例において、変圧器 （図示せず）の−次側とトランスデユーサ１５２の２本のリード線とを接続獣ト ランスデユーサのキャパシタンスが共振しないようにする。変圧器の二次側と直 列ＬＣ回路（図示せず）とを接続Ｌ−，釘ＩＬｃ回路はトランスデユーサ１５２ の周波数にもどる。これは回路１６４の同調セクションを形成する。

ダイオードネットワークおよび送信変圧器（図示せず）を有する回路を使用して 、ＬＣ回路におけるコンデンサの影響をなくし送信信号をトランスデユーサ１５ ２に送出できるようにする。したがって、回路１６４の送信／受信セクションを 備えることで、トランスデユーサ１５２は与えられた時刻においてパルスを送受 信することができるようになる。図面を参照して上述した広帯域ＡＤＣＰの実施 例は１つのトランスデユーサで時分割を行う必要のあるモノスタテイクシステム であるカー回路１６４に送受信セクションを備える必要のないパイスタティック 装置も同様に適用できることは当業者によって理解できよう。

符号化パルスの送信はマイクロプロセッサ１６６によって開始される。好ましい 実施例において、マイクロプロセッサ１６６告モトローラ社などの多くの販売業 者から入手可能なＣＭＯＳ６８０００マイクロプロセツサを含む。１符号エレメ ントあたりのサイクル数や符号長を含むユーザによる特定が可能なパラメータ群 はマイクロプロセッサ１６６のＲＯＭに格納されている。マイクロプロセッサ１ ６６憾デジタルバス１６８を介してタイミング発生器１７０に波形特定パラメー タを送出する。マイクロプロセッサ１６６の制御下で、タイミング発生器１７０ 檄　コーダ送信器１７２を制御してむだ時間を含む適当な符号化パルス対を生成 する。符号化パルスは電力増幅器１７４において増幅さね、実質上符号化音響波 形としてトランスデユーサ１５２によって水中に送信される。

ユーザがブランク時間を特定しでいる間、パルスは全く送信されておらず、ｌ− ランスデューサ１５２からのエコーパルスは同調Ｔ／Ｒスイッヂ回路１６４がら 前置増幅器Ｌ７８ａ、ｂ、ｅ、、ｄに送られろ。好ましい実施例じおいて、前置 増幅器１７８は地面に固定されている。送信信号どノイズとを合わせた受信信号 は、差分増幅器によって増幅される。増幅後の信号（入装置増幅器１７８から受 信増幅器１８０ａ、ｂ、ｅＳ　ｄに送られる。前置増幅器１７８を備えることで 、増幅器１７８と１８０とを正確に制御することができるようになるカζ他の実 施例では増幅器１７８と１８０とを一つにしでしまっている。

好ましい実施例において、受信増幅器１８０の各々はシグネティクス５Ａ６０４ Ａ半導体チップを含む。中間周波数変換を行うためには必要である力”ｌ、　５ Ａ６０４Ａチツプからなる２つの増幅器（図示せず）はカレントプロファイラの 予期される周波数範囲以上で動作する場合もある。これらの増幅器と各前置増幅 器１７８の出力端とをｅｌｌに接続する。例えば５Ａ６０４Ａチツプのピン５す なわちＲ，Ｓ　Ｓ　Ｉ出力から受信増幅器１８０によってシステムでエコーの信 号強度を利用できるようになる。好ましい実施例で哄信号強度をデジタル化して 後の処理のために記録しておく。

信号強度信号を較正して音響後方散乱強度、粒子濃度、粒子密度などの測定に使 用することも可能である。この種の測定は例えば浚渫作業などにおいて行われて いる。浚渫を行う際、投げ出された土砂くずによってできた山の垂直密度および 堆積密度を測定するために信号強度を使用する。

受信増幅器１８０の出力信号頃同相ミキサ１８２ａ、ｂ、ｃ、ｄおよび直交位相 ミキサ１８３ａ、ｂＳ　ｃ、ｄに送られる。ミキサ１８２および１８３は受信信 号と搬送波信号との積を生成する。より詳細に言え＋４搬送波信号をＤＣ信号に 変換（ここで、搬送波信号は同相［コサイン］信号と直交位相［サイン］信号と を含むが、まとめて直交位相信号と呼ぶ）できるよう各ミ　ミキサ１８２．１８ ３を使用して受信信号をヘテロダインする。好ましい実施例において、ミキサ１ ８２．１８３１戴シグネテイクスから入手可能な２つの７４ＨＣ４０５３トリプ ル２チヤネルアナログマルチプレクサ／デマルチプレクサチツプとして装備して おく。直交位相信号頃直交位相発生器１８４からミキサ１８２．１８３に供給さ れる。

好ましい実施例による直交位相発生器１８４１．ｔ、、直方りに接続されたう、 ｊのＤフィリップフロップ（図示せず）を備える。第２のフリップフロップの反 転出力Ｑ′（戴第１のフリップフロップの入力りに戻される。動作時に（戴直交 位相発生器１８４はタイミング発生器１７０から発振信号を受信する。発振信号 は２つのＤフリップフロップのクロック入力端に供給される。このようレミ第２ のフリップフロップの反転出力Ｑ′から同相信号をサンプリングし第１のプリッ プフロップの非反転出力Ｑから直交位相信号をサンプリングする。さ明ミ直交位 相発生器１８４からミキサ１８２．１８３へ直交位相信号を送る。

ミキサ１８２．１８３は各々刺部する直交位相信号をプログラム可能な低域通過 フィルタ１８８ａＳ　ｂＳ　ｅ、ｄおよび１８９ａ、ｂ、ｃＳ　ｄに送る。低域 通過フィルタ］８８は制御装置１９２によってプログラムさね、例えば汗号化パ ルスの位相変調に相当する搬送波周波数の２０％などの側波帯を通過させる。低 域通過フィルタ１８８．１８９から出力された濾波後の直交位相信号（コサイン とサインで示す）を図８を用いて後述するサンプリングモジュール１９４に供給 する。

サンプリングモジュール１９４の機能（戴図７において、制御装置１９２とタイ ミング発生器１７０とによって制御される。受信サイクルミ例えば符号エレメン ト１４４（図４）のような符号配列における最後のエレメントを送信した後でタ イミング発生器、１７０によって開始される。ユーザによるプログラムが可能な 遅延時間経過後、トランスデユーサアセンブリ１６０における受信電気系統を回 復させるため＆ミ　タイミング発生器１７０はサンプリングストローブパルス列 を生成する。このサンプリングストローブパルス列檄サンプリングモジュール１ ９４でアナログデジタル変換をトリガするものである。好ましい実施例において 、サンプリングモジュール１９４はデジタルバス１６８を介して転送された１ワ ード（１６ビツト）あたり４ビツトのデジタルデータのサンプルを４つ出力する 。これ＋４サンプリングモジユール１９４を２つの別個のアドレス可能な基板上 に配置しているためであり、１つの基板は４つのトランスデユーサ１５２のうち の２つとして動作する。このようく各サンプルビット（礼　４つのトランスデユ ーサ１５２のうち１つで受信された波形の１つの直交位相成分の１つのサンプル に対応する。デジタルデータ鷹デジタルバス１６８を介してデジタル信号処理装 置（ＤＳＰ）１９６に送られる。好ましい実施例において、デジタルバス１６８ （戴　１６本のデータ線（ＢＤＯ−ＢＤ１５）と１２本のアドレス線（ＢＡＩ〜 ＢＡ１２）を有するカスタム式非同期バスである。好ましいデジタルバス１６８ （戯　１ワードあたり４００ｎｓの速度でデータを送信することができるもので ある。この速度Ｉ′！、主にＤＳＰ１９６とマイクロコンピュータ１６６の転送 速度によって制限される。

ＤＳＰ１９６は、第１のパルスの符号エレメントの数に対応する予め定められた 時間遅れた受信信号の自己相関関数（ＲＨｈ））を算出する。この関数を算出す るために、ＤＳＰ１９６はサンプリングモジュール１９４から出力された４つの コサイン・サイン出力の各々について独立して以下の式を適用する。

ｃｏｓ　４．ｈ　ｓｉｎ　、ｉ　−ｃｏｓ　Ｈｓｉｎ　ｊ＋１１　ｉ］　（１０ ）ここで、 ｈは積分サンプル数によって示される予め定められた遅れ時間：ｊは問題の深さ 方向のセルにおける積分サンプル数：コサインとサイン（戴（図７に示す低域通 過フィルタ１８８．１８９のような）コサインチャネルとサインチャネルからサ ンプリングしたデータ：１＝（−１）Ｉ・２　。

Ｓ、＝Ｃ０３ｉ　＋５ｉｎ７　ｉであり。

Ｓ・はＳの複素兵役を示す。

計算の一例として、与えられた深度層についてのＮｏ、１２３から１３９までの 遅れｈ＝３でのコサイン・サインサンプルを表２に示す。（この例において、計 算を簡単にするだけのためにサンプル番号をｊとし、時刻ｊでのコサイン・サイ ンサンプルのラジアン角度は同一であると仮定する。）「コサイン」の列および 「サイン」の列はサンプリングモジュール１９４から出力可能なアナログ値を示 すデータを含む。　「積」の列は式（１ｏ）によって得られる積を含む。

表２ サンプル　積 番号　コサイン　サイン　実　虚 １２３　−０．８８７９６　−０．４５９９０　−０．９８９９９　０．１４１ １２０１２４　−０．０９２７７　−０．９９５６８　−０．９８９９９　０． １４１１２０１２５　０、７８７７１４　−０．６１６０４　−０．９８９９９ 　０．１４１１２０１２６　０、９４３９＆４　０．３２９９９０　−ｏ、　９ ８９９９　０．１４１１２０１２７　０、２３２３５９　０．９７２６３０　− ０．９８９９９　０．１４１１２０１２８　−０．６９２８９　０．７２１０３ ７　−０．９８９９９　０．１４１１２０１２９　−０．９８１１０　−０．１ ９３４７　−０．９８９９９　０．１４１１２０１３０　−０．３６７２９　− ０．９３０１０　−０．９８９９９　０．１４１１２０１３１　０．５８４２０ ８　−０．８１１６０　−０．９８９９９　０．１４１１２０１３２　０、９９ ８５９０　０．０５３０８３　−０．９８９９９　０．１４１１２０１３３　０ 、４９４８７２　０．８６８９６５　−０．９８９９９　０．１４１１２０１３ ４　−０．４６３８２　０．８８５９２４　−０．９８９９９　０．１４１１２ ０１３５　−０．９９６０８　０．０８＆３６８　−０．９８９９９　０．１４ １１２０１３６　−０．６１２５４　−０．７９０４３　−０．９８９９９　０ ．１４１１２０１３７　０、３３４１６５　−０．９４２５１１３８　０、９７ ３６４８　刊、２２８０５１３９　０、７１７９６４　０．６９６０８０例え（ ｆ、サンプルＮｏ、ｊ＝１２３部分の実積は以下のようになる。

ＣＯ３１２３Ｃ０３１２６＋Ｓ　ｉｎ＋２３Ｓ　１ｒｂ２ａ　＝（−０，８８７ ６９）　（０，９４３９＆４）　＋　（−０，４５９９０）　（０，３２９９９ ０）　＝−０，９濃９９この最初の積についてｊ＋ｈ＝１２６であることに注意 されたい。ｊ＝１３９以上のサンプルはない。したがって、これらのサンプルで はｊ＋ｈが１３９より大きくなってしまうのでｊ＝１３６以上は計算することが できない。

積の計算後、これらを合計してＤＳＰ１９６から出力する。例えｉｆ、表２に示 す積を使用すると、出力値は−１３，＆５９８＋１．９７５６８０１となる。好 ましい実施例において、速度を速くするために分解能は無視してサンプル値は１ ビツトで示す。しがしながら、この方法では利用できるコサイン・サイン情報の うち、失われるのは半分だけであることに注意されたい。

このよう４：、　ＤＳＰ　１９６ｉＬ　サンプリングモジュール１９４を介して コサイン・サインチャネルから受信した１６ビツトデータの２つのワードについ て排他的論理和をとることによって高速に積算を実行することができる。　（０ ，１）のデジタル表記はＤＳＰ　１９６では（−１，＋１）として解される。積 算を実行してしまうと、ＥＰＲＯＭに格納したルックアップテーブルを参照して 積の合計を累積する。ＤＳＰ１９６に１戴テキサスインストルメント製１６ビツ トデジタル信号処理装置用チップＴＭＳ３２０Ｅ１５を使用すると好ましい。

各自己相関結果を示す複素数は、ＤＳＰ１９６からデジタルバス１６８を解して マイクロコンピュータ１６６に送られる。線形システムではドツプラー周波数ｆ 、は以下のようになる。

ｆｏ　＝　（ｔａｎ　−’　（Ｉ／Ｒ）　’ｔ　／２πｈＴ　（１１ａ）ここで 、 ｆＤ　はエコーのドツプラー周波数、 ｈは自己相関をめるために使用する遅わ、Ｔはサンプル間の時間である。

上述したようなハード上の制約があるシステムの場合、マイクロコンピュータ１ ６６は以下のようなドツプラー周波数算出式を使用する。

ｆ、　＝　（ｔａｎ　−’　（ｓｉｎ［ｙｒＩ／　２］５ｉｎｌｒＲ／２］）　 ’ｒ　／２ｆｆｈＴ　（１ｌ　ｂ）さらに、マイクロコンピュータ１６６は、式 （１ｌ　ｂ）の工とＲの値を各々ゼロ遅れでの自己相関値で除算することによっ て規格化して使用する。すなわち、規格化した自己相関関数を使用しなければな らないということである。線形システムで１戴規格化ステツプは除算Ｉ／Ｒの際 に無効となるので規格化を行う必要はない。他の実施例において、マイクロコン ピュータ１６６は式（１）に基づいて直交速度成分を算出し、算出した直交速度 を例えば船の速度成分を除去するなどの方法で対地速度に翻訳する。他の実施例 において、Ｉ１０ポー）１５６　（図５）を介してドツプラー周波数および／ま たは中間算出値を輸送船舶に送る。カレントプロファイラ用電気系統のさらに他 の実施例で（転デジタルバス１６８に追加したＥＥＦＲＯＭのような記録媒体に ドツプラー周波数を格納する。

ＤＳＰ１９６１Ｌ電気系統アセンブリ１６２に任意に備えることのできる要素で あり、その動作はマイクロコンピュータ１６６が実行することは当業者によって 理解できよう。　図８鷹サンプリングモジュール１９４の一部を示すブロック図 である。図示の部分は４つのトランスデユーサ１５２のうちの２つから受信した 処理信号をサンプリングするために必要な回路に相当する。好ましくはＰＭ−７ ２２６チツプであるデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２１０（戴ＤＳＰ１９ ６またはマイクロコンピュータ１６６のいずれカ一方から閾値制御ワードを受信 する。

変換の結果得ちれたアナログ信号代比較器２１２ａ、ｂ、ｃ、ｄに送られる。

低域通過フィルタ１８８ａ、ｂおよび１８９ａ、ｂからの直交位相信号も比較器 ２１２に送られる。比較器は閾値信号と直交位相信号とを比較する。比較器２１ ２屯例えばテキサスインストルメントから販売されているＴＬＣ３７４比較器チ ツプのような高速ＣＭＯ３回路からなると好ましい。好ましくは４つの７４ＨＣ ４０９４８ビツトシフトレジスタチツプであるシフトレジスタ２１４ｉ戴内部ス レショルドに基づいて１ビツトのアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換を行なう。

シフトレジスタ２１４が一杯になると、その出力はファーストイン・ファースト アウト（ＦＩＦＯ）バッファ２１６に送られる。このバッファは４つの４ビツト ×１６ワード７４ＨＣ４０１０５チツプを含むと好ましい。格納したサンプル＋ Ｌ１２８まではデジタルバス１６８を介してＤＳＰ　１９６によってアクセスさ れる。このようくサンプルはＦＩＦＯ２１６にバッファされているため、ＤＳＰ １９６はシフトレジスタ２１４を連続的に読み出さずにすむ。

サンプルモジュールの根底にある基本概念（礼任意の反射物体によって、エコー 信号はゼロ平均信号を生成しなければならない程の大小を生み出す。ＤＳＰ１９ ６またはマイクロコンピュータ１６６は統計的計算を実行してサンプルがゼロ平 均であるか否かを判定する。もしゼロ平均でなけｔＬｉｆ、、　Ｄ／Ａ変換器２ １０に新たな閾値制御ワードが書き込まれる。この閾値操作によって、低域通過 フィルタ１８８．１８９（図７）や比較器２１２、シフトレジスタ２１４のよう な要素を含む回路に発生しやすい電圧オフセットをなくすことができる。

以上説明したようく本発明は流速を測定する手段を提供するものであり、プロフ ァイル距離と時空分解能とを改善できる。このような改善Ｉｉ、位相を符号化し た音響信号および自己相関処理によって単一の送信サイクルに発生した２つのパ ルス間のドツプラーシフトを測定することによって達成できるものである。

上述した本発明の速度測定への応用はカレントプロファイルと関連したものであ るが、以下に示すような速度測定にも同様に適用できる。例え１戯船速を決定す るための船底航跡、レーダーを使用した航空物体速度測定、血流測定、管梁内の 汚水速」（す定や流水速ｆｉｌ＋定などの用途に適用できる。

以上、様々な実施例に適用可能な本発明の基本的かつ新規な特徴について詳細に 説明してきたカ一本発明の範囲を逸脱することなく当業者によって装置の形状や 細部についての様々な省略や入れ替え、変更などが可能である。

従来技術　従来技術 国際調査報告　０．Ｔ／ｌｌｔ　０１／ｎｇ１１７．。

ｏｒＴｔｕ＜　Ｑｌ／％Ｑ７Ｓ フロントページの続き り７２）発明者　デイシズ、ケント、エル。

アメリカ合衆国、　９２０６４．カリフォルニア。

ボーウェイ、ダドラー　コート　１３９９２番地 （７２）発明者　力ブレラ、レーモン、ジー。

アメリカ合衆国、　９２１２６．カリフォルニア。

サン　ディエゴ、リバー　リム　ロード１１８６４番地 （７２）発明者　ターレイ、ニージーン、ニー。

アメリカ合衆国、　０２５４３．マサチューセッツ、ウッヅ　ホール、ピー、オ ー、ボックス２７３

Claims (34)

【特許請求の範囲】
1. １．位相変化の測定方向に沿った方向にビームを発射する送信トランスデューサ と； 前記送信トランスデューサにパルス列を供給し、前記パルス列は所定のパルス間 隔を有する少なくとも第１および第２の放射パルスを含むパルス送信手段と；受 信トランスデューサから送られてくる放射パルスのエコーリターンを複素サンプ リングし、第１の複素サンプル群を生成する手段と；選択した時間遅れ分だけ前 記第１の複素サンプル群を遅延することにより、第２の複素サンプル群を生成す る手段と；前記第１の複素サンプル群の少なくとも一部と前記第２の複素段プル 群の少なくとも一部とを使用して複素相関の実測値を算出する手段と；前記複素 相関から速度成分を導出する手段と；を備える速度測定システム。
2. ２．各パルスを符号化した請求項１記載のシステム。
3. ３．符号は位相符号を含む請求項２記載のシステム。
4. ４．前記位相符号は０°と１８０°の位相符号を含む請求項３記載のシステム。
5. ５．前記送信トランスデューサと前記受信トランスデューサとは同一である請求 項１記載のシステム。
6. ６．前記送信トランスデューサと前記受信トランスデューサとは分離された構成 である請求項１記載のシステム。
7. ７．様々な水深毎に複数の速度測定値を得るために前記ビームを水柱上に発射す る請求項１記載のシステム。
8. ８．前記ビームは音響信号である請求項１記載のシステム。
9. ９．前記遅れ時間は選択したパルスの長さに等しい請求項１記載のシステム。
10. １０．前記パルスはいずれも長さが等しい請求項１記載のシステム。
11. １１．前記遅れ時間はトランスデューサカ非送信状態にある時間を含む請求項１ 記載のシステム。
12. １２．信号源兼センサの相対速度と、信号の伝播媒体によって前記信号源兼セン サから離れた反射物体が存在する領域とを測定し、前記信号源兼センサはトラン スデューサを含む方法において、 前記トランスデューサを励起し、予め定められた分離幅を有する複数のパルスを 備えた信号であって、前記パルスは少なくとも第１および第２のパルスを含む信 号を前記反射物体が存在する領域に向けて前記媒体中に発信し、前記反射物体の 領域で反射したパルスのエコーリターン群を含む信号を検出し、予め選択したサ ンプリング幅で前記エコーリターンを複素サンプリングして第１の複素サンプル 群を生成し、 前記第１の複素サンプル群を予め定められた遅れ時間だけ遅延して第２の複素サ ンプル群を生成し、 前記第１および第２のサンプル群を複素相関器に送り、前記第２の群は主に前記 第１のパルスからのエコーからなり、前記第１の群は主に前記第２のパルスから のエコーからなり、前記第１の群の要素の複素積と前記第２の群の要素の複素共 役を出力として形成し、複素相関値を生成し、前記複素相関値から算出した位相 変化に基づいてドップラー周波数を求めることを特徴とする方法。
13. １３．前記ドップラー周波数を利用して前記反射物体の速度成分を求めるステッ プを含む請求項１２記載の方法。
14. １４．前記パルスを符号化した請求項１２記載の方法。
15. １５．前記サンプルを遅延するステップは、前記第１のサンプル群をメモリに格 納するステップを含む請求項１２記載の方法。
16. １６．予め選択した遅れ時間だけ離れた第１および第２の符号化パルスを含む音 響信号であって、前記符号化パルスは選択した時間の少なくとも一部の間水中に ある前記音響信号を送信するトランスデューサおよび該音響信号を受信するトラ ンスデューサと； 所望の距離層に応じて決まる時間幅で前記符号化パルスのエコーを含む受信信号 の直交位相成分をサンプリングするサンプラと；前記サンプリングした直交位相 成分の自己相関を算出する手段と；前記受信信号のドップラー周波数を判定する 手段であって、前記自己相関の結果から前記音響信号の位相変化を算出する手段 を含む手段と；前記ドップラー周波数を利用して速度を算出する手段と；を備え るカレントプロファイラ。
17. １７．複数の直交速度成分を得られるように複数のトランスデューサを配置した 請求項１６記載のカレントプロファイラ。
18. １８．前記トランスデューサをジェーナス配置した請求項１７記載のカレントプ ロファイラ。
19. １９．前記サンプラは電圧オフセットを制御する制御手段を含む請求項１６記載 のカレントプロファイラ。
20. ２０．前記速度算出手段ば、前記速度を地球に固定した座標系に規格化する手段 を含む請求項１６記載のカレントプロファイラ。
21. ２１．前記選択した時間幅は、選択した距離範囲における反射物体間の往復時間 およびカレントプロファイラ毎に異なる請求項１５記載のカレントプロファイラ 。
22. ２２．前記送信トランスデューサと前記受信トランスデューサとは同一である請 求項１５記載のカレントプロファイラ。
23. ２３．前記送信トランスデューサと前記受信トランスデューサとは分離された構 成である請求項１５記載のカレントプロファイラ。
24. ２４．速度測定値を求めるためのドップラーソナーシステムにおいて、トランス デューサと； 予め選択した遅れ時間だけ離れた予め選択した長さの２つ以上の符号化パルスを 前記トランスデューサに供給するパルス発生器と；前記トランスデューサに接続 され、受信エコー信号の直交位相成分を生成する複素サンプリング回路と； 第１の直交位相サンプル群と前記遅れ時間だけ遅延した第２の直交位相サンプル 群との自己相関を求める自己相関手段を含む処理装置であって、前記自己相関か ら算出したドップラー周波数に基づいて速度測定値を求める手段を含む処理装置 と； を備えるドップラーソナーシステム。
25. ２５．前記自己相関手段はデジタル信号処理装置を備える請求項２４記載のドッ プラーソナーシステム。
26. ２６．送信された信号を複数のトランスデューサで独立に受信し、複数の直交速 度成分を測定する請求項２４記載のドップラーソナーシステム。
27. ２７．前記複数のトランスデューサは非干渉信号を生成するように配置された請 求項２６記載のドップラーソナーシステム。
28. ２８．前記符号化パルスは１つ以上の符号エレメントを含み、各符号エレメント は搬送波信号の予め定められた部分によって規定され、該搬送波信号は予め選択 した位相符号群のうちの１つに基づいて位相偏重された請求項２４記載のドップ ラーソナーシステム。
29. ２９．前記遅れ時間を距離・速度分解能の所望の精度に基づいて選択する請求項 ２４記載のドップラーソナーシステム。
30. ３０．距離分解能の所望の精度に基づいて前記符号化パルスの長さを選択する請 求項２４記載のドップラーソナーシステム。
31. ３１．振幅を測定する手段を含む請求項２４記載のドップラーソナーシステム。
32. ３２．前記振幅を測定する手段は後方散乱強度を判定する手段を含む請求項３１ 記載のドップラーソナーシステム。
33. ３３．前記振幅を測定する手段は粒子濃度を判定する手段を含む請求項３１記載 のドップラーソナーシステム。
34. ３４．前記振幅を測定する手段は粒子密度を判定する手段を含む請求項３１記載 のドップラーソナーシステム。