JP2695989B2 - 速度測定システム及びトップラーソナーシステム及びソナー - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の技術分野 本発明は速度測定システムに関し、特に、音響ドップ
ラーカレントプロファイラに関する。

従来技術の説明 カレントプロファイラは、種々の深さにわたって流速
を遠隔測定するソナーシステムの一種である。このよう
なカレントプロファイラは、流速による影響を研究する
ために、海洋のような海水環境だけでなく、河川や湖、
河口のような淡水環境においても使用されている。流速
を正確に測定することは、天気予報、栄養素の生物学的
研究、下水分散についての環境調査、石油を含む天然資
源の探鉱事業など、様々な分野において重要である。

一般に、この種のカレントプロファイラは、深さ方向
に関する水の「セル」の各々について鉛直方向の水柱流
速を最大限まで測定し、流速の「プロファイル」を得る
ために使用されている。一般的なカレントプロファイラ
はトランスデューサを含み、音のパルス（人間の可聴周
波数に変換して下げたときに「ピング」というような音
である）を生成し、このパルスは、水中のプランクトン
や微粒子、微小な不均質部分などで反射して後方散乱す
る。受信音は反射部分とトランスデューサとの間の相対
速度に比例するドップラー周波数シフトを有する。

このようなドップラー周波数シフトから単一の速度ベ
クトル成分（v_X）を得るための物理的要素は、以下の式
によって簡単に表すことができる。

v_x＝cf_D／2f_Tcosθ （１） 式（Ｉ）においてｃは水中音速で約1500m/秒である。し
たがって、送信周波数f_T、送信トランスデューサの偏角
θ、単一の狭帯域パルスからの受信周波数測定値および
ドップラー周波数f_Dが分かれば、１つの速度ベクトル成
分を決定することができる。測定した水平「スライス」
すなわち深さ方向のセルの相対速度は、対地船速測定値
v_eを差し引くことによって求められる。対地速度はソナ
ー範囲内であれば海底でピングを発信することによっ
て、あるいはLORANやGPSのような航法システムによって
測定することができる。図1aおよび1bは流速プロファイ
ルの一例であり、北と東の流速（v_x,v_y）を深さ方向の
セルの関数として示してある。

商業用のカレントプロファイラは、一般に電気系統用
ハウジングの周囲に方位角距離を90°ずつあけて配置さ
れた４つの発散トランスデューサで構成されている。ト
ランスデューサのこのような配列はジェーナス方式とし
て周知の技術である。３ビームシステムでは、トランス
デューサの相互中心軸に対して垂直な平面の流速は一様
であると仮定して、３つの速度成分v_x,v_y,v_z（海洋学に
関する文献では各々u,v,wと定義されている）を測定す
ることができる。しかしながら、冗長度および信頼度の
面から見て４方向ビームシステムも頻繁に使用されるよ
うになっている。このようなカレントプロファイラは、
船舶の船郭に取り付けてもよいし定置ブイに備えてもよ
い。さらに、図２に示すカレントプロファイラ100のよ
うに海底に係留することも可能である。

現在使用されているカレントプロファイラのうち、い
わゆる「パルス非干渉」システムは数百メートルの範囲
で平均流速プロファイルを測定するものである。このよ
うなパルス型ソナーでは、パルス対パルス非干渉法を利
用して流速を求めている。パルス非干渉処理を特徴とす
るカレントプロファイラでは各パルスからのエコーを独
立に利用してパルス幅の区分毎の位相変化を測定し、ド
ップラー周波数シストすなわちf_D＝θ/Tを求めている。
ここで、θは受信波形を自己相関させて算出した位相変
化であり、Ｔは測定時間幅である。混乱を避けるため
に、受信信号は短い遅れ時間の間は干渉性であり、位相
変化はこの時間について検出するものとする。さらに、
「非干渉」という用語は、パルス間で干渉性を維持する
必要はないということのみを意味するものとする。

最大プロファイル測定深さや時間の、空間の（水深方
向のセルの大きさ）分解能、速度分解能などを含む様々
な因子間においてカレントプロファイラをトレードオフ
する。時間分解能は、所望の精度で速度を推定するため
に必要な時間を示す。一般的な用途では、カレントプロ
ファイラによって測定値のセットを得てこれらの平均を
求め、速度分散すなわち２乗誤差レベルが許容範囲内に
ある単一の速度推定値を得る。

多くの場合、このようにして得られたプロファイル距
離と分解能とを組み合わせることで満足のいく結果を得
ることができる。観測を行う場合には、分散ではなく偏
りの方を重要視することも多い。偏りとは実測速度と実
速度との差である。これは、例えば帯域を制限したシス
テム成分同士が非対称であるような場合に発生する。長
時間に及ぶ平均化によって予め定められた許容範囲に対
する分散を小さくしても測定値の偏りは残る。例えば、
温度と塩度との境界において見られるような尺度の大き
い特性を測定する時には一般に偏りを使用する方が良
い。

しかしながら、パルス非干渉システムの分解能と距離
だけでは不十分な場合もある。このような場合には、内
部波、小乱流、噴射や曲流、渦流などを示す急変化前面
領域のような海洋力学的要素を検討しなければならな
い。目に見える類似性の使用、すなわちパルス非干渉シ
ステムで得られるこのような要素の描画は不鮮明すぎて
役に立たない。

パルス非干渉システムの制約となるものは、大きく分
けて３つある。第１に、平均速度測定値について許容範
囲内の統計的誤差を得るためには数秒または数分にわた
るデータを平均化しなければならない。第２に、従来の
用途について見ると、各水深毎のセルの分解能は１メー
トル以上にしなければならない。第３に、非干渉エコー
処理における基本的な制約のため小規模な乱流測定はで
きない、すなわち乱流速度は極めて急速に変化するた
め、速度分散と時間の平均測定値を得ることができない
ということである。

従来のパルス非干渉システムでは、単位時間あたりの
位相変化量または単一のパルスエコーのスペクトピーク
におけるシフト量のいずれかに基づいてドップラーシフ
トを推定している。送信波形は、一般に、パルス繰り返
し周期（PRI）を特徴とする周期的パルス列である。し
たがって、与えられた水深方向のセル内で粒子すなわち
反射物体との間を往復（エコー時間を含む）するために
は、最大プロファイル距離すなわち深さはPRIの1/2とな
る。受信エコーは、受信信号を「タイムゲートする」こ
とによって規定されるメモリービンに格納される。この
受信信号は、距離1/2 ct_nだけ離れている反射物体から
時刻t_nに受信するエコーに相当する。ゲートの開時間
は、一般に1/2 cTの距離分解能を与えるパルス長Ｔと一
致する。特定のセルにおける反射物体の速度（ｖ）とド
ップラーシフトf_Dとの間には、以下のような関係が成り
立つ。

ｖ＝1/2 lf_D （２） ここで、１は音響波長（例えば300kHzのとき１＝0.5c
m）である。

パルス非干渉システムは、ノイズに大きく影響され
る。単一パルスからドップラー周波数を推定する際の分
散上の理論的な低バウンドはクラーメル・ラオ（Cramer
-Rao）バウンドによって得られる。これは、ドップラー
周波数の標準偏差（σ_Ｄ）を用いた以下の数式によって
偏りのない推定値を近似できるからである。

σ_Ｄ＝（２πＴ）^-1（１＋36/SNR＋30/SNR²)^1/2（３）
ここで、SNRはドップラーエコーパルスの信号対雑音比
である。式（２）および（３）を使用すると、（ビーム
に沿った）半径方向速度推定値に対応する誤差σ_ｒは以
下のように求められる。

σ_ｒ＝1/2 l（２πＴ）^-1（１＋36/SNR＋30/SNR²)
^1/2 （４） したがって、与えられた搬送波周波数（トランスデュー
サによって変わる）について見ると、発信可能なピング
あたりの最小速度誤差は送信パルスの長さに反比例す
る。これはSNRが小さくなれば分散すなわち２乗誤差は
２次関数的に大きくなり、ノイズをゼロ（SNR大）に制
限すれば２乗誤差を一定にし得るということを示してい
る。このように、従来のパルス非干渉ドップラーシステ
ムは、分散を比較的一定にできる約10dbよりもかなり大
きなSNRで動作している。

ノイズを無視すると、距離分解能1/2 cTと式（４）に
よって得られるピングあたりの速度誤差σ_ｒとの積は音
響波長１に比例し、パルス長とは関係なくなる。このよ
うに距離分解能と速度誤差とが関係していることはパル
ス非干渉システムを制約する最も大きな要因となってお
り、一般に絶対速度誤差を制御するために必要とされる
平均時間を長くする直接的な原因となる。

パルス非干渉カレントプロファイラを使用した平均時
間の一例として、深さ方向に関するセル１メートル毎に
測定した300メートルの水柱をプロファイルし、１秒に
２回ピングを発信する300kHzの搬送波周波数について考
える。ここでは、送信回路と受信回路とが同一のトラン
スデューサを共有するモノスタティックシステムを使用
しているとする。距離分解能1mは1.33ミリ秒のパルス長
Ｔに相当する。式（１）および（２）から、ピングあた
りの速度誤差は約30cm/秒であることが分かる。1cm/秒
に対する半径方向速度を推定する際の標準偏差を小さく
するためには、約30²すなわち900回ピングを発信しなけ
ればならず、さらに約７分半で速度推定値を平均化する
ためには１秒あたり２回ピングを発信しなければならな
い。

パルス非干渉カレントプロファイラの速度測定値精度
を約100分の１程度に向上させたパルス干渉ドップラー
カレントプロファイラも開発されている。このようなソ
ナーシステムは数メートルの範囲にわたる流速プロファ
イルを測定することができるが、パルス干渉技術に固有
の速度の曖昧さのため、速度力学的に見て狭い範囲でし
か使用できないという極めて重大な制約がある。

一般的な送信波形について見ると、距離・速度不確定
性（左辺がσ_ｒＴの積になるように式（４）を整理して
得られる）は、信号非相関時間（例えば、エコーが水中
で相当量のエネルギーを損失するため、このエコーの自
己相関を取れない時間）とパルスの帯域幅とによって求
められる信号の時間と帯域幅との積に反比例する。信号
非相関時間は、以下の式（７）〜（９）およびノイズに
よるSNRの一時的な減少に関連している。パルス干渉方
法は、送信シーケンス全体にわたって位相の干渉性を維
持できる連続した短いパルスを送信することによってこ
の積を大きくするという基本的な前提ものもとで行われ
る。パルス間の時間を調節してピング同士の干渉を最小
限に抑える。連続したパルスによって与えらた距離のセ
ルを音にしているので、（タイムゲートすることによっ
てサンプリングした）受信信号を復調すると、特定距離
からのドップラーリターンを離散的に示すものとなる。
この結果、スペクトル解析すなわち「パルス対」アルゴ
リズム（例えばKenneth S.MillerおよびMarvin M.Rochw
arger著、IEEEトランザクション情報理論、1972年９月
号記載の「スペクトルモーメント推定への共分散の応用
（A Covariance Approach to Srectral Moment Estimat
ion）」を含む様々な方法を使用してこの信号のドップ
ラー周波数を推定することができるようになる。

独立したパルス対について速度誤差を解析する。パル
ス対推定量は最尤推定量（すなわち、修正される確率が
最も高い推定量）であり、SNRを大きく制限した場合、
パルス対あたりのドップラー速度誤差は以下のようにな
る。

σ_ｖ＝1/2 lσ_Ｄ＝2^-3/2lB （５） ここで、ＢはHzで示すドップラー帯域幅である。ガウス
相関関数指数exp−1/2（２πτＢ）²）でτを時間遅れ
とすると、（２πＢ）^-1は非相関時間である。Ｂの一般
的な値は、平方ピング（平均に含まれるピング数あたり
の分散の平方根）あたりの誤差を示す。この値は状況に
よって0.1〜2.5cm/秒になる。連続したパルス対の相関
を取るような極めて一般的な場合の速度誤差は、パルス
間隔、ドップラー帯域、信号対雑音比の複雑な関数とな
る。

送信パルスに必要とされる搬送波は２〜３サイクル程
度であるので、約５〜10cmの距離分解能でも簡単に達成
できる（例えば、300kHzで10サイクルはパルス長2.5cm
に相当し、往復時間を明確にするための速度はc/2とし
て求められる）。しかしながらパルス干渉システムでは
サンプリングを行うため、距離分解能はすぐれているに
もかかわらず、速度はサンプリングのナイキスト周波数
についてエイリアシング状態となる。これは位相が２π
ラジアン離れたサイクル同士の区別は不可能であるとい
うことを意味する。したがって、以下のような周知の
「距離・速度」の曖昧さが導かれる。

R_max V_max＝±1c/8 （６） ここで、R_maxはシステムの最大プロファイル距離であ
り、V_maxは最大速度分解能である。したがって、与えら
れた送信周波数および所望の速度分解能について見る
と、パルス干渉システムにはプロファイル距離上の制約
がある。非周期的パルス列を使用すれば曖昧さを改善で
きるが、経験から実際には約５分の１程度の向上が限度
であるとされている。結果として、従来のパルス干渉シ
ステムは、約数十メートル程度の比較的短い距離に制限
される。

周知のように、時刻ｔによる受信周波数の遅れ時間だ
け遅延した受信波形に対する従属度を測定するために自
己相関関数を使用することができる。さらに、このよう
にして得られた結果を使用してドップラー周波数を算出
できる。パルス非干渉ドップラーでは、信号の相関時間
は主にパルス幅によって決定される。パルス干渉システ
ムではパルス幅に左右される上、反射物体の動きの変化
にも影響される。このような現象のため、自己相関関数
またはこれと等価のものは狭くなり、ドップラースペク
トルピークは広くなる。スペクトルが広くなる原因は主
に３つある。すなわち、有限滞留時間、サンプル域内の
乱流、ビーム発散の３つである。

連続したパルス間の滞留時間に鑑みると、サンプル域
から外れる粒子もあれば新たに入ってくる粒子もある。
新たな粒子は任意の相で入りこんでくるため信号は約d/
Uの「滞留時間」について完全に非相関状態となる。こ
こで、ｄは距離セルの大きさについての測定値を示し、
Ｕはビームと反射物体との間の相対速度を示す。

スペクトルが広くなる他の原因として、サンプル域の
乱流を挙げることができる。サンプル域程度かこれより
狭い空間規模の乱渦流によって反射物体の速度は様々で
ある。

さらに、ビーム発散もスペクトルを広くする要因とな
る。ビーム発散による影響は、速度スペクトルとトラン
スデューサに対する法線とでなす角度のビームを横切る
小さな変化によって、サンプル域内の散乱体速度の相違
が生じること以外は乱流によるものと類似している。

ドップラースペクトルを広くするこれらの３つの作用
は以下のように推定することができる。

B_r＝0.2|u|/d （７） B_t＝2.4(ed)^1/3/1 （８） B_d＝0.84sin（Δθ）u_c /1（９） ここで、ｄは電力半値散乱容量幅、|u|はビームとスキ
ャッタとの相対速度の大きさ、ｅは乱流エネルギ損失
率、Δθは２方向電力半値ビーム幅、u_cは交差ビーム速
度成分である。全ドップラー帯域幅（Ｂ）は個々の要素
の２乗平均誤差（PMS）すなわち、Ｂ＝（B_r ²＋B_t ²＋
B_d ²）^1/2となる。

要するに、パルス干渉システムは、多くの場合プロフ
ァイル距離は数十メートル程度しかないという制約があ
る。さらに、スペクトルが広くなることに影響されるた
め、システムは極めて良い速度測定値か極めて悪い速度
測定値かのいずれかを生成し、中間を生成することはな
いという不安定さを伴う。

したがって、上述したような問題を解決するドップラ
ーカレントプロファイラは、船上、定置据付、係留など
に様々な状態で配置して使用することができる。考えら
れる用途のうち、寒流と暖流との混合についての力学が
いまだに困難かつ重要な問題である天気予報の分野で
は、長いプロファイル距離について大きな時空分解能を
必要とする。

また、空間的かつ時間的に短い流速測定値基準を全く
新しくすることで遠隔検出装置の利用が可能になる。こ
のような測定値には、内部波、小乱流、噴射や曲流、渦
流などを示す急変化前面領域の他、海洋における大規模
な構造体なども含む。このような改良されたカレントプ
ロファイラで達成できる流速プロファイル距離は、現存
する非干渉音響ドップラーカレントプロファイラによる
流速プロファイル距離と同程度のものであるが、単一パ
ルス速度推定値の分散に関しては約100分の１にするこ
とができる。

さらに、高速度応答すなわち平均化時間の短くてすむ
カレントプロファイラが望まれている。このような応答
性を良くすることで、移動している船舶にカレントプロ
ファイラを装備する場合に水平方向の空間分解能を高め
ることができる。例えば、現在は５マイルについての平
均化に必要とされる時間内で1/10マイルの高速測定値を
平均化できるカレントプロファイラは、現在の技術にお
いて価値のある改良物なのである。

発明の概要 本発明は、上述したような需要に応えることのできる
ものであり、符号化パルス広帯域音響信号を使用して速
度を測定するシステムおよび方法を含む。本発明によれ
ば、従来よりも短い速度平均化時間で長いプロファイル
距離にわたって大きな距離・速度分解能を得ることがで
きる。本発明では受信信号の直交位相成分をサンプリン
グし、これを使用して時間についての位相変化をドップ
ラーシフトとして算出する。固定された対地標準座標系
を使用して、１つ以上の相対速度成分を絶対速度成分に
変換する。

本発明は、送信トランスデューサを備える速度測定シ
ステムを含み、送信トランスデューサは位相変化の測定
方向に沿った方向にビームを発射する。さらに、速度測
定システムはパルス送信手段を含む。パルス送信手段は
送信トランスデューサにパルス列を送るためのものであ
り、このパルス列は少なくとも所定のパルス間隔を有す
る第１および第２の放出パルスを含む。速度測定システ
ムは、受信トランスデューサで受信する放出パルスのエ
コーリターンを複素サンプリングして第１の複素サンプ
ルセットを生成する手段も含む。さらに、速度測定シス
テムには、第１の複素サンプルセットを選択した時間遅
れ分だけ遅延し、第２の複素サンプルセットを生成する
手段も含まれる。さらに、速度測定システムには、第１
のサンプルセットの少なくとも一部と第２の複素サンプ
ルセットの少なくとも一部とを使用して複素相関測定値
を算出する手段も含まれる。速度測定システムは複素相
関値から速度成分を導き出す手段も含む。

本発明の他の態様によれば、位相符号化などの技術を
使用して各パルスを符号化する。好ましい実施態様で
は、０°および180°の位相符号を使用する。これらの
パルスは、パルス長に等しい遅れ時間を有する。また、
遅れ時間はトランスデューサが非送信状態にある時間を
含む。

多重直交速度成分を測定するために、モノスタティッ
クかバイスタティック配置で多数のトランスデューサを
配設することも可能である。カレントプロファイラの実
施態様において、各トランスデューサから発射されるビ
ームは音響信号であり、水柱の流速プロファイルを求め
るために深さ方向に関する多数のセルについて多数の速
度測定値を得る。後方散乱強度、粒子濃度および粒子流
量を測定するために振幅測定値を得るようにすることも
可能である。

上述した本発明の目的、他の目的や特徴などは、添付
図面を参照して以下に述べる詳細な説明および添付の請
求の範囲から一層明らかになろう。

図面の簡単な説明 図1aは、深さの関数としてプロットした東の速度ベク
トルを示すカレントプロファイルの一例の点図である。

図1bは、深さの関数としてプロットした北の速度ベク
トルを示すカレントプロファイルの一例の点図である。

図２は、トランスデューサをジューナス配置して海底
に係留したカレントプロファイラを示す斜視図である。

図３は、パルス非干渉ドップラーシステム、パルス干
渉ドップラーシステム、さらに本発明による広帯域ドッ
プラーシステムと符号化パルスドップラーシステムを含
む様々なカレントプロファイラによって送信したパルス
を比較するパルス図である。

図4a、ｂ、ｃは、本発明による送信符号の一例を示す
符号化パルスを示す図である。

図５は、本発明によるカレントプロファイラの好まし
い機械的アセンブリを示す側面図である。

図６は、図５にカレントプロファイラの上面図であ
る。

図７は、本発明によるカレントプロファイラに使用す
る電気系統の好ましい実施例を示すブロック図である。

図８は、図７に示すサンプリングモジュールの好まし
い実施例を示すブロック図である。

好ましい実施例の詳細な説明 以下、同様の構成要素には同様の参照符号を付した図
面を参照する。

図1aおよび1bについては「発明の背景」の項で上述し
た。図1aおよび1bの点図に示すカレントプロファイルの
例は、本発明によるカレントプロファイラの目的の１つ
でもある情報である。しかしながら、本発明は、従来よ
りも広範囲にわたってより正確な流速測定値を提供する
ことができる。

図２は、海底102に半永久的に係留したカレントプロ
ファイラ100を示す。この種のカレントプロファイラで
は、一般にカレントプロファイラ100の内部に備えられ
た不揮発性メモリ（図示せず）に流速についての記録を
格納する。

カレントプロファイラ100は、図２において示すよう
に、トランスデューサから発射される一組の音響ビーム
104a、ｂ、ｃ、ｄを生成する。カレントプロファイラ10
0は上を向いている。すなわち、音響ビーム104は海面に
向けて垂直に発射される。各ビーム104は、距離すなわ
ち深さ方向のセルとして周知の水平スライスに分解可能
な水柱を「照出」する。このスライスは106で示すセル
のようなものである。音響パルスを適宜送受信すること
により、パルスエコー間の位相シフトを算出する。この
位相シフトをまずドップラー周波数に変換し、続いてビ
ーム104に沿った速度に変換し、さらに108a、ｂで示す
ような１つ以上の直交流速成分に変換する。カレントプ
ロファイラ100は図２に示す配置以外の配置にすること
も可能であり、例えば、定置台甲板や自航式台甲板上、
水面係留物や海底係留物、中深層係留物上などで下向
き、上向き、または他の方向と組み合わせることができ
る。

図３は、本発明による広帯域ドップラー法およびパル
ス符号化広帯域ドップラー法を含む音響ドップラーカレ
ントプロファイラ（ADCP）に使用される様々なドップラ
ー測定値の形態を概略的に示している。最初の手法で
は、図示パルス非干渉ADCPトランスデューサ120は時刻
ｔにおいてパルス122を生成する。単一の送信パルス122
の大きさは対応する深さ方向のセルと一致する。深さ方
向のセルを通過すると、パルス122は時刻ｔにパルス長
１と等しい時間を加えたもの（LPULSE）となり、124で
示す位置に移動する。

パルス122は、各深さでの反射物体の密度に応じて深
さ方向のセル毎にエコー（図示せず）を生成する。所望
の深さの方向のセルにおける流速の測定値は、パルスの
送信と所望のエコー受信との間の予め定められた遅れ時
間に基づくものである。パルス非干渉ADCPでは、戻って
くるエコーの周波数におけるドップラーシフトを測定す
ることで流速を測定する。ドップラー周波数は、受信信
号の２つの異なるサンプリング間の位相差から間接的に
算出される。

図３において、図示の位相干渉ADCPトランスデューサ
126はパルス128を発信する。パルス128はパルス非干渉
システムのパルス122に比べて幅は短い（深さ分解能は
大きい）。パルス非干渉ドップラーシステムの場合と同
様に、各単一パルスからのエコーは次のパルス130が送
信される前にトランスデューサ126に戻る。しかしなが
ら、パルス非干渉システムとは異なり、パルス干渉シス
テムでは基本的に同一の深さにおける２つの連続したエ
コー間の位相変化を測定する。

図３には本発明による広帯域ADCPトランスデューサ13
2によって生成されたパルスも示されている。広帯域法
ではパルス134aおよび134bで示すように、ビーム（また
はこれに等価のもの）における２つ（またはそれ以上）
のパルスを同時に利用するので、この広帯域法はパルス
非干渉法ともパルス干渉法とも異なる。図３において、
これらのパルスはパルス分離幅に等しい遅れ時間L1だけ
離れている。ある程度移動してトランスデューサ132に
戻ってきたら、自己相関関数を使用して同一距離におけ
るパルスエコー間の位相変化を測定する。

パルス干渉法とは異なり、広帯域カレントプロファイ
ラの最大プロファイル距離はパルス繰り返し周期に制約
されない。パルス長すなわち幅は深さ方向のセルの長さ
よりもかなり短いので、時間と帯域との積は大きくな
る。（したがって「広帯域」と呼ぶ）。

本発明は、図３に示すパルスを特徴とする符号化パル
ス広帯域ADCPも含む。トランスデューサ138はパルス対1
40a、ｂを生成する。これらのパルスは、例えば後続の
パルス141a、ｂによって図示のように水中を伝播する。
各パルス140は、４つの同じ大きさの符号エレメント142
a、ｂ、ｃ、ｄを含む。これらの符号エレメントの各々
は、送信音響波形の１つ以上のサイクル（またはその一
部）を有する。符号エレメント142は、各エレメントが
位相の０度と180度になるような位相符号を示す。図３
では符号化パルスを２つしか示していないが、本方式を
一般化して２つ以上のパルスを含むようにすることも可
能である。

符号化パルスADCPについて見ると、位相変化の測定値
は上述した広帯域法の場合と同様である。しかしなが
ら、パルスに疑似ランダムパルス符号を適用することで
帯域幅を狭くせずにパルスを長くすることが可能にな
る。パルスを長くすればエコー電力も大きくなるので、
より一層長い距離に対する信号非相関は遅延され、シス
テムの有益なプロファイル距離は長くなる。符号化パル
スの大きさは、深さ方向のセルの大きさと同じにしても
良い。パルス分離幅すなわち遅れ時間L1とパルス長とが
等しい場合には、これらのパルスを一緒にして単一の連
続符号を送信する。

図４は、本発明による符号化パルス広帯域システムに
よって生成可能な長さの異なる「理想的な」符号化パル
スの３つの例を示す。各図（図4a、ｂ、ｃ）は１つのパ
ルスすなわちピングに相当する。トランスデューサと電
力増幅器との帯域は有限であるため、水中で発信される
実波形は図４に示したものとは若干異なる。したがっ
て、対応する実波形では位相反転後に短い回復時間が見
られる。

図4aは、144a〜ｊで示す符号エレメントについて３種
類の配列を含む。第１のコードは146で示す送信波形で
ある。各符号エレメント144は搬送波信号の４サイクル
を集めたものである。180度の位相シフトは、例えば符
号エレメント144aと144bとの間の遷移によって示される
ように符号エレメント間に発生するものである。図4aに
示すパルス例はＭ＝10個の符号エレメント144を有し、
最初の５つのエレメント144a〜ｅを反転したものが残り
の５つの符号エレメント144f〜ｊによって繰り返される
ので、基本的には連続波形146で２つのパルスを組み合
わせた形となる。符号エレメント144f〜ｊのような第２
のパルスを反転すれば、ノイズバイアスを小さくするこ
ともできる。

このように、波形146について見ると、５つの符号エ
レメントを送信するための時間に等しい遅れ時間を使用
して、最初の５つの符号エレメント144a〜ｅと反転後の
残りの５つの符号エレメント144f〜ｊとについて自己相
関（後述）を取る。一般に、各用途についての符号エレ
メントの数は深さ方向のセルの大きさと一致する。

パルス符号は、図4aにおいて147で示すような符号配
列で形成されるバイナリー形式にすることもできる。符
号配列147は、各符号エレメント144に基づいて得られる
ものであり、２ビット分に相当する。この２ビット符号
を以下の表１に示す。

表１B1 B0 位相 ０ ｘ オフ １ ０ ０度 １ １ 180度 表１において、最上位ビット（B₁）は符号エレメント14
4の期間について送信部がオン（１）であるかオフ
（０）であるかを示すものである。最下位ビット（B₀）
は、符号エレメント144の位相すなわち０°（０）また
は180°（１）を示す。表１の文字「ｘ」は「無視」状
態である。

コード配列147はバイナリー符号を十進数で表したも
のを示す。例えば、符号エレメント144aは符号配列147
の中で「２」として定義されており、送信部はオンで符
号エレメント144aは０度の位相であることを意味してい
る。位相波形148は、送信波形146および符号配列と同様
の基本情報を示すものであるが、２乗波形の形で表現さ
れている点が異なる。

図4bは、パルスの長さが２倍（Ｍ＝20）である点で図
4aの場合とは異なる符号化パルスを示す。図4bにおい
て、パルスの最初の10個の符号エレメント144は図4aの
符号エレメント144と同一である。残りの10個の符号エ
レメント144′は最初の10個を単に繰り返しただけであ
る。このように、２つのパルス144と144′とを組み合わ
せ、10個の符号エレメントを送信するための時間に相当
する遅れ時間を有する単一送信波形とする。

図4cは、二組の10個の送信符号エレメント144と144′
との間に10個の符号のエレメントむだ時間があるためパ
ルスの長さが長い（Ｍ＝30）という点で図4bに示す符号
化パルスとは異なる。したがって、遅れ時間は12符号エ
レメント分に相当する。ドップラー周波数誤差はパルス
分離幅に反比例する。距離分解能は符号化パルスの長さ
によって決まる。

速度測定システムの好ましい実施例において、自己相
関関数における中央ピークノイズとサイドローブノイズ
からの偏りをなくすために符号の選択には注意を払う。
中央ピークノイズは、送信ピングの半分について例えば
図4aに示すような第２のパルスを反転させることで効果
的に除去することができる。以下のステップはサイドロ
ーブノイズを除去するために行うものである。（１）１
つの遅れ時間においてサイドピークの両側（位相測定を
行う部分）に対する自己相関がゼロである符号を使用す
る。（２）サイドピーク周辺にあるサイドピーク近辺で
サイドローブが最小である符号を使用する。（３）平均
化によって偏りをなくすことができるように、連続した
ピングに一対の相補型符号すなわちゴレー符号を使用す
る。

距離・速度分解能の精度はパルス分離幅すなわち遅れ
時間L1によって決まり、遅れ時間が短ければ分解能は大
きくなる。１つ以上の符号エレメントに重畳するパルス
を送信することによって、遅れ時間を単一の符号化パル
ス長よりも短くすることも可能である。例えば、符号エ
レメントを表すためにアルファベット文字を使用する
と、配列「ABABA」によって、各々３つの符号エレメン
トを有する２つのパルス「ABA」を２つの符号エレメン
トを送信するために必要な時間に等しい遅れ時間で送信
することが可能になる。

したがって、本発明を適用する用途に応じたマルチパ
ルス波形について適した符号、符号長、パルス分離幅を
選択する際には様々な選択肢が存在することは当業者に
よって理解できよう。

以下、広帯域ADC用および符号化パルス広帯域ADCP用
のシステムと方法について、広帯域ADCPを例に挙げて簡
単に説明する。

図５において、本発明による広帯域ADCPを装備するた
めに必要な電気系統（図７）を保護するための機械的ア
センブリを150で示す。機械的アセンブリ150は、ジェー
ナス配置した４つのトランスデューサ152a、ｂ、ｃ、ｄ
を含む。もちろん、機械的アセンブリ150は、図５に示
すような４つのトランスデューサを含むもの以外に、５
つ以上または３つ以下のトランスデューサからなるもの
であってもよい。トランスデューサ152は、様々な金属
からなる保護用カバー内に収容された圧電セラミック基
板を含む。

一般に、トランスデューサ152は例えば75kHz、150kH
z、300kHz、600kHz、1200kHzなどの周波数のうち特定周
波数で動作するように製造される。低周波トランスデュ
ーサは長いプロファイル距離を必要とする外洋などにお
ける用途に使用される。一方、高周波トランスデューサ
は、深さ方向のセルの大きさによって特徴付けられる深
さ分解能および細かい時空基準が重要である狭水域での
用途に使用される。トランスデューサ152は、適切な音
響周波数で所望のプロファイル距離と速度との分解能を
達成できるように、カレントプロファイラアセンブリ15
0上で交換可能なように製造されている。分解能は速度
プロファイル実験値毎に変えることも可能である。トラ
ンスデューサ152の上面図を図６に示す。

図５において、トランスデューサ152は円筒形の圧力
容器154の一端に接続されている。圧力容器154には超音
波送受信用電気系統や処理装置用電気系統などが収容さ
れている。トランスデューサ152は、圧力容器154の周囲
にジェーナス配置で90°ずつ方位角をあけて配置されて
いる。直交速度成分を算出する際の自由度を大きくする
ために、トランスデューサ152を圧力容器154の長手方向
の軸から外しておく。機械的アセンブリ150は、水中で
１つ以上のケーブルおよび／またはブイと圧力容器156
の側面上に備えられた一対の取付ラグ158a、ｂとを連結
することによって、都合の良い位置に配置しておく。

I/Oコネクタ156は、圧力よって156の多端に配置され
ている。I/Oコネクタ156は、実時間でカレントプロファ
イルの後処理をしなければならないような場合に測定値
を送信する送信ケーブル（図示せず）と接続されてい
る。また、例えば磁気テープや電気的に消去可できるよ
うにプログラム可能な読出専用メモリ（EEPROM）などの
圧力容器156の電気系統に任意に配置した媒体（図示せ
ず）に流速を格納しておくことも可能である。

図７を参照すると、符号化パルス広帯域ADCPにおける
電気系統の好ましい実施例のブロック図が示されてい
る。これらの電気系統は、音響信号を受信する前端トラ
ンスデューサ160と、送受信を一元化して信号処理を行
う電気系統アセンブリ162との２つに機能の面から分け
ることも可能である。トランスデューサアセンブリ160
は特にトランスデューサ152に整合するため、トランス
デューサ152を交換する場合には必ずトランスデューサ
アセンブリ全体を交換するようにする。

図７に示すトランスデューサアセンブリを参照する
と、トランスデューサ152は各々同調送受信（T/R）スイ
ッチ回路164a、ｂ、ｃ、ｄと電気的に接続されている。
回路164の同調セクションの好ましい実施例において、
変圧器（図示せず）の一次側とトランスデューサ152の
２本のリード線とを接続し、トランスデューサのキャパ
シタンスが共振しないようにする。変圧器の二次側と直
列LC回路（図示せず）とを接続し、直列LC回路はトラン
スデューサ152の周波数にもどる。これは回路164の同調
セクションを形成する。

ダイオードネットワークおよび送信変圧器（図示せ
ず）を有する回路を使用して、LC回路におけるコンデン
サの影響をなくし、送信信号をトランスデューサ152に
送出できるようにする。したがって、回路164の送信／
受信セクションを備えることで、トランスデューサ152
は与えられた時刻においてパルスを送受信することがで
きるようになる。図面を参照して上述した広帯域ADCPの
実施例は１つのトランスデューサで時分割を行う必要の
あるモノスタティクシステムであるが、回路164に送受
信セクションを備える必要のないバイスタティック装置
も同様に適用できることは当業者によって理解できよ
う。

符号化パルスの送信はマイクロプロセッサ166によっ
て開始される。好ましい実施例において、マイクロプロ
セッサ166は、モトローラ社などの多くの販売業者から
入手可能なCMOS68000マイクロプロセッサを含む。１符
号エレメントあたりのサイクル数や符号長を含むユーザ
による特定が可能なパラメータ群はマイクロプロセッサ
166のROMに格納されている。マイクロプロセッサ166
は、デジタルバス168を介してタイミング発生器170に波
形特定パラメータを送出する。マイクロプロセッサ166
の制御下で、タイミング発生器170は、コーダ送信器172
を制御してむだ時間を含む適当な符号化パルス対を生成
する。符号化パルスは電力増幅器174において増幅さ
れ、実質上符号化音響波形としてトランスデューサ152
によって水中に送信される。

ユーザがブランク時間を特定している間、パルスは全
く送信されておらず、トランスデューサ152からのエコ
ーパルスは同調T/Rスイッチ回路164から前置増幅器178
a、ｂ、ｃ、ｄに送られる。好ましい実施例において、
前置増幅器178は地面に固定されている。送信信号とノ
イズとを合わせた受信信号は、差分増幅器によって増幅
される。増幅後の信号は、前置増幅器178から受信増幅
器180a、ｂ、ｃ、ｄに送られる。前置増幅器178を備え
ることで、増幅器178と180とを正確に制御することがで
きるようになるが、他の実施例では増幅器178と180とを
一つにしてしまっている。

好ましい実施例において、受信増幅器180の各々はシ
グネティスクSA604A半導体チップを含む。中間周波数変
換を行うためには必要であるか、SA604Aチップからなる
２つの増幅器（図示せず）はカレントプロファイラの予
期される周波数範囲以上で動作する場合もある。これら
の増幅器と各前置増幅器178の出力端とを直列に接続す
る。例えばSA604Aチップのピン５すなわちRSSI出力から
受信増幅器180によってシステムでエコーの信号強度を
利用できるようになる。好ましい実施例では、信号強度
をデジタル化して後の処理のために記録しておく。

信号強度信号を較正して音響後方散乱強度、粒子濃
度、粒子密度などの測定に使用することも可能である。
この種の測定は例えば浚渫作業などにおいて行われてい
る。浚渫を行う際、投げ出された土砂くずによってでき
た山の垂直密度および堆積密度を測定するために信号強
度を使用する。

受信増幅器180の出力信号は、同相ミキサ182a、ｂ、
ｃ、ｄおよび直交位相ミキサ183a、ｂ、ｃ、ｄに送られ
る。ミキサ182および183は受信信号と搬送波信号との積
を生成する。より詳細に言えば、搬送波信号をDC信号に
変換（ここで、搬送波信号は同相「コサイン」信号と直
交位相［サイン］信号とを含むが、まとめて直交位相信
号と呼ぶ）できるように、ミキサ182、183を使用して受
信信号をヘテロダインする。好ましい実施例において、
ミキサ182、183は、シグネティテクから入手可能な２つ
の74HC4053トリプル２チャンネルアナログマルチプレク
サ／デマルチプレクサチップとして装備しておく。直交
位相信号は、直交位相発生器184からミキサ182、183に
供給される。

好ましい実施例による直交位相発生器184は、直列に
接続された一対のＤフリップフロップ（図示せず）を備
える。第２のフリップフロップの反転出力Ｑ′は、第１
のフリップフロップの入力Ｄに戻される。動作時には、
直交位相発生器184はタイミング発生器170から発振信号
を受信する。発振信号は２つのＤフリップフロップのク
ロック入力端に供給される。このように、第２のフリッ
プフロップの反転出力Ｑ′から同相信号をサンプリング
し、第１のフリップフロップの非反転出力Ｑから直交位
相信号をサンプリングする。さらに、直交位相発生器18
4からミキサ182、183への直交位相信号を送る。

ミキサ182、183は各々対応する直交位相信号をプログ
ラム可能な低域通過フィルタ183a、ｂ、ｃ、ｄおよび18
9a、ｂ、ｃ、ｄに送る。低域通過フィルタ188は制御装
置192によってプログラムされ、例えば符号化パルスの
位相変調に相当する搬送波周波数の20％などの側波帯を
通過させる。低域通過フィルタ188、189から出力された
濾波後の直交位相信号（コサインとサインで示す）を図
８を用いて後述するサンプリングモジュール194に供給
する。

サンプリングモジュール194の機能は、図７におい
て、制御装置192とタイミング発生器170とによって制御
される。受信サイクルは、例えば符号エレメント144
（図４）のような符号配列における最後のエレメントを
送信した後でタイミング発生器170によって開始され
る。ユーザによるプログラムが可能な遅延時間経過後、
トランスデューサアセンブリ160における受信電気系統
を回復させるために、タイミング発生器170はサンプリ
ングストローブパルス列を生成する。このサンプリング
ストローブパルス列は、サンプリングモジュール194で
アナログデジタル変換をトリガするものである。好まし
い実施例において、サンプリングモジュール194はデジ
タルバス168を介して転送された１ワード（16ビット）
あたり４ビットのデジタルデータのサンプルを４つ出力
する。これは、サンプリングモジュール194を２つの別
個のアドレス可能な基板上に配置しているためであり、
１つの基板は４つのトランスデューサ152のうちの２つ
として動作する。このように、各サンプルビットは、４
つのトランスデューサ152のうち１つで受信された波形
の１つの直交位相成分の１つのサンプルに対応する。デ
ジタルデータは、デジタルバス168を介してデジタル信
号処理装置（DSP）196に送られる。好ましい実施例にお
いて、デジタルバス168は、16本のデータ線（BD0〜BD1
5）と12本のアドレス線（BA1〜BA12）を有するカスタム
式非同期バスである。好ましいデジタルバス168は、１
ワードあたり400nsの速度でデータを送信することがで
きるものである。この速度は、主にDSP196とマイクロコ
ンピュータ166の転送速度によって制限される。

DSP196は、第１のパルスの符号エレメントの数に対応
する予め定められた時間遅れた受信信号の自己相関関数
（RHh）を算出する。この関数を算出するために、DSP19
6はサンプリングモジュール194から出力された４つのコ
サイン・サイン出力の各々について独立して以下の式を
適用する。

ここで、 ｈは積分サンプル数によって示される予め定められた
遅れ時間； ｊは問題の深さ方向のセルにおける積分サンプル数； コサインとサインは、（図７に示す低域通過フィルタ
188、189のような）コサインチャネルとサインチャネル
からサンプリングしたデータ； ｉ＝(-1)^1/2； S_j＝cos_j＋sin_jｉであり； S^*はＳの複素共役を示す。

計算の一例として、与えられた深度層についてのNo.1
23から139までの遅れｈ＝３でのコサイン・サインサン
プルを表２に示す。（この例において、計算を簡単にす
るだけのためにサンプル番号をｊとし、時刻ｊでのコサ
イン・サインサンプルのラジアン角度は同一であると仮
定する。）「コサイン」の列および「サイン」の列はサ
ンプリングモジュール194から出力可能なアナログ値を
示すデータを含む。「積」の列は式（10）によって得ら
れる積を含む。

例えば、サンプルNo.j＝123部分の実積は以下のよう
になる。

cos₁₂₃ cos₁₂₆＋sin₁₂₃ sin₁₂₆＝ （−0.88769）（0.943984）＋（−0.45990）（0.32999
0）＝−0.98999 この最初の積についてｊ＋ｈ＝126であることに注意さ
れたい。ｊ＝139以上のサンプルはない。したがって、
これらのサンプルではｊ＋ｈが139より大きくなってし
まうのでｊ＝136以上は計算することができない。

積の計算後、これらを合計してDSP196から出力する。
例えば、表２に示す積を使用すると、出力値は−13.859
8＋1.9756801となる。好ましい実施例において、速度を
速くするために分解能は無視してサンプル値は１ビット
で示す。しかしながら、この方法では利用できるコサイ
ン・サイン情報のうち、失われるのは半分だけであるこ
とに注意されたい。

このように、DSP196は、サンプリングモジュール194
を介してコサイン・サインチャネルから受信した16ビッ
トデータの２つのワードについて排他的論理和をとるこ
とによって高速に積算を実行することができる。（0,
1）のデジタル表記はDSP196では（−1,＋１）として解
される。積算を実行してしまうと、EPROMに格納したル
ックアップテーブルを参照して積の合計を累積する。DS
P196には、テキサスインストルメント製16ビットデジタ
ル信号処理装置用チップTMS320E15を使用すると好まし
い。

各自己相関結果を示す複素数は,DSP196からデジタル
バス168を解してマイクロコンピュータ166に送られる。
線形システムではドップラー周波数f_Dは以下のようにな
る。

f_D＝｛tan^-1（I/R）｝/2πhT （11a） ここで、 f_Dはエコーのドップラー周波数、 Ｉは複素数の虚部、 Ｒは複素数の実部、 ｈは自己相関を求めるために使用する遅れ、 Ｔはサンプル間の時間である。

上述したようなハード上の制約があるシステムの場合、
マイクロコンピュータ166は以下のようなドップラー周
波数算出式を使用する。

f_D＝｛tan^-1（sin［πI/2］）sin［πR/2］｝/2πhT（1
1b） さらに、マイクロコンピュータ166は、式（11b）のＩと
Ｒの値を各々ゼロ遅れでの自己相関値で除算することに
よって規格化して使用する。すなわち、規格化した自己
相関関数を使用しなければならないということである。
線形システムでは、規格化ステップは除算I/Rの際に無
効となるので規格化を行う必要はない。他の実施例にお
いて、マイクロコンピュータ166は式（１）に基づいて
直交速度成分を算出し、算出した直交速度を例えば船の
速度成分を除去するなどの方法で対地速度に翻訳する。
他の実施例において、I/Oポート156（図５）を介してド
ップラー周波数および／または中間算出値を輸送船舶に
送る。カレントプロファイラ用電気系統のさらに他の実
施例では、デジタルバス168に追加したEEPROMのような
記録媒体にドップラー周波数を格納する。

DSP196は、電気系統アセンブリ162に任意に備えるこ
とのできる要素であり、その動作はマイクロコンピュー
タ166が実行することは当業者によって理解できよう。
図８は、サンプリングモジュール194の一部を示すブロ
ック図である。図示の部分は４つのトランスデューサ15
2のうちの２つから受信した処理信号をサンプリングす
るために必要な回路に相当する。好ましくはPM-7226チ
ップであるデジタル／アナログ（D/A）変換器210は、DS
P196またはマイクロコンピュータ166のいずれか一方か
ら閾値制御ワードを受信する。

変換の結果得られたアナログ信号は、比較器212a、
ｂ、ｃ、ｄに送られる。低域通過フィルタ188a、ｂおよ
び189a、ｂからの直交位相信号も比較器212に送られ
る。比較器は閾値信号と直交位相信号とを比較する。比
較器212は、例えばテキサスインストルメントから販売
されているTLC374比較器チップのような高速CMOS回路か
らなると好ましい。好ましくは４つの74HC4094 8ビット
シフトレジスタチップであるシフトレジスタ214は、内
部スレショルドに基づいて１ビットのアナログ／デジタ
ル（A/D）変換を行なう。

シフトレジスタ214が一杯になると、その出力はファ
ーストイン・ファーストアウト（FIFO）バッファ216に
送られる。このバッファは４つの４ビット×16ワード74
HC40105チップを含むと好ましい。格納したサンプル
は、128まではデジタルバス168を介してDSP196によって
アクセスされる。このように、サンプルはFIFO216にバ
ッファされているため、DSP196はシフトレジスタ214を
連続的に読み出さずにすむ。

サンプルモジュールの根底にある基本概念は、任意の
反射物体によって、エコー信号はゼロ平均信号を生成し
なければならない程の大小を生み出す。DSP196またはマ
イクロコンピュータ166は統計的計算を実行してサンプ
ルがゼロ平均であるか否かを判定する。もしゼロ平均で
なければ、D/A変換器210に新たな閾値制御ワードが書き
込まれる。この閾値操作によって、低域通過フィルタ18
8、189（図７）や比較器212、シフトレジスタ214のよう
な要素を含む回路に発生しやすい電圧オフセットをなく
すことができる。

以上説明したように、本発明は流速を測定する手段を
提供するものであり、プロファイル距離と時空分解能と
を改善できる。このような改善は、位相を符号化した音
響信号および自己相関処理によって単一の送信サイクル
に発生した２つのパルス間のドップラーシフトを測定す
ることによって達成できるものである。

上述した本発明の速度測定へのカレントプロファイル
と関連したものであるが、以下に示すような速度測定に
も同様に適用できる。例えば船速を決定するための船底
航跡、レーダーを使用した航空物体速度測定、血流測
定、管梁内の汚水速度測定や流水速度測定などの用途に
適用できる。

以上、様々な実施例に適用可能な本発明の基本的かつ
新規な特徴について詳細に説明してきたが、本発明の範
囲を逸脱することなく当業者によって装置の形状や細部
についての様々な省略や入れ替え、変更などが可能であ
る。

フロントページの続き (72)発明者 カブレラ，レーモン，ジー. アメリカ合衆国，92126，カリフォルニ ア，サン ディエゴ，リバー リム ロ ード 11864番地 (72)発明者 ターレイ，ユージーン，エー. アメリカ合衆国，02543，マサチューセ ッツ，ウッヅ ホール，ピー．オー．ボ ックス 273 (56)参考文献 特開 昭62−204734（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−131971（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−126958（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−60637（ＪＰ，Ａ) 特公 平１−58469（ＪＰ，Ｂ２) 電子通信学会編著、「電子通信シリー ズ、レーダ技術（その２）」、初版、昭 和43年４月30日発行、社団法人電子通信 学会、ｐ119〜ｐ124

Claims (15)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直交速度成分を測定するための速度測定シ
   ステムであって、 速度成分が測定される異なった方向にビームを発射する
   複数の送信トランスデューサと、 各送信トランスデューサに、所定のパルス間隔を有する
   少なくとも第１および第２のパルスを含むパルス列を供
   給するパルス送信手段と、 複数の受信トランスデューサのそれぞれによって受信さ
   れた複合エコーリターンであって、前記パルス列に含ま
   れる一連のパルスのエコーリターンである複合エコーリ
   ターンをサンプリングして、第１の複素サンプル群を生
   成する複素サンプラと、 選択された遅れ時間分前記第１の複素サンプル群を遅延
   する遅延回路と、 前記第１の複素サンプル群の少なくとも一部と、前記第
   ２の複素サンプル群の少なくとも一部とを用いて、複素
   相関の測定値を計算し、その複素相関から算出されるド
   ップラー周波数に基づく速度測定値を得て、各受信トラ
   ンスデューサに関する速度測定値から直交速度成分を算
   出するプロセッサと を備える速度測定システム。
2. 【請求項２】各パルスが符号化されている請求項１記載
   の速度測定システム。
3. 【請求項３】符号は位相符号を含む請求項２記載の速度
   測定システム。
4. 【請求項４】様々な水深毎に複数の速度測定値を得るた
   めに前記ビームが水柱状に発射される請求項１記載の速
   度測定システム。
5. 【請求項５】前記遅れ時間は選択したパルスの長さに等
   しい請求項１記載の速度測定システム。
6. 【請求項６】システムの最短距離がパルス間隔によって
   決定される請求項１記載の速度測定システム。
7. 【請求項７】速度測定値を供給するためのドップラーソ
   ナーシステムであって、複数の直交速度成分が得られる
   ように配置された複数のトランスデューサと、 各トランスデューサに、予め選択された長さを有し、予
   め選択された遅れ時間だけ離れた２つ以上のパルスを伝
   達するパルス生成器と、 各トランスデューサに接続された回路であって、幾つか
   のパルスに対するエコーからなる受信された複合エコー
   信号の直交位相サンプルを供給する複素サンプリング回
   路と、 第１の直交位相サンプルと、第１の直交位相サンプルを
   前記遅れ時間分だけ遅延した第２の直交位相サンプルと
   の自己相関を生成する自己相関手段と、各トランスデュ
   ーサに対して生成された自己相関から算出されたドップ
   ラー周波数に基づき、直交速度測定値を得る手段とを有
   するプロセッサと を備えるドップラーソナーシステム。
8. 【請求項８】前記遅れ時間が、距離・速度分解能に関す
   る予め定められた精度に従って選択されている請求項７
   記載のドップラーソナーシステム。
9. 【請求項９】前記パルスの長さが、距離分解能に関する
   予め定められた精度に従って選択されている請求項７記
   載のドップラーソナーシステム。
10. 【請求項１０】さらに、振幅を測定する振幅測定手段を
    備える請求項７記載のドップラーソナーシステム。
11. 【請求項１１】前記振幅測定手段は、バックスキャッタ
    強度を決定する手段を有する請求項10記載のドップラー
    ソナーシステム。
12. 【請求項１２】ソナーの最大距離に従属しない値である
    予め選択した遅れ時間だけ離れ、選択された時間間隔の
    少なくとも一部の間、水中にある第１および第２のパル
    スを含む音響信号を送受信するための複数のトランスデ
    ューサであって、複数の直交速度成分が得られるように
    配置された複数のトランスデューサと、 各トランスデューサが受信する、送信された音響信号に
    含まれる一連のパルスのエコーリターンを含む複合受信
    信号の直交位相成分をサンプリングするサンプラと、 サンプリングされた直交位相成分の自己相関を算出する
    手段と、 前記複合受信信号のドップラー周波数を決定する手段で
    あって、前記自己相関の結果から前記音響信号の位相変
    化を算出する手段を含む手段と、 前記ドップラー周波数を利用して速度を算出する手段と を備えるソナー。
13. 【請求項１３】前記選択された時間間隔が、選択された
    距離とソナーとの間の往復時間に依存する請求項12記載
    のソナー。
14. 【請求項１４】前記トランスデューサが、ジェーナス配
    置されている請求項12記載のソナー。
15. 【請求項１５】各パルスが符号化されている請求項12記
    載のソナー。