DE69126040T2 - Akustischer strömungsprofilmesser mit grosser dopplerbandbreite - Google Patents

Description

Hintergrund der Erfindung Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Geschwindigkeits- Meßsysteme und insbesondere auf akustische Doppler- Strömungsprofil-Meßeinrichtungen.
Beschreibung des Standes der Technik
• Eine Strömungsprofil-Meßeinrichtung ist ein Typ eines Sonarsystems, das zum entfernten Messen einer Wassergeschwindigkeit über sich ändernde Bereiche verwendet wird. Strämungsprofil-Meßeinrichtungen werden in Süßwasserumgebungen, beispielsweise Flüssen, Seen und Flußmündungen, wie auch in Salzwasserumgebungen, beispielsweise dem Ozean, zum Untersuchen der Wirkungen von Strömungsgeschwindigkeiten verwendet. Die Messung von genauen Strömungsgeschwindigkeiten ist in so verschiedenartigen Bereichen wie der Wettervorhersage, biologischen Untersuchungen von Nährstoffen, Umgebungsuntersuchungen einer Abwasserverteilung und der kommerziellen Exploration nach natürlichen Ressourcen, einschließlich Öl, wichtig.
• Typischerweise werden Strömungsprofil-Meßeinrichtungen zum Messen von Strömungsgeschwindigkeiten in einer vertikalen Wassersäule für jede "Tiefenzelle" des Wassers bis zu einem maximalen Bereich verwendet, wodurch ein "Profil" aus Wassergeschwindigkeiten erzeugt wird. Das allgemeine Profil- Meßeinrichtungs-System umfaßt einen Wandler zum Erzeugen von Tonimpulsen (die, wenn sie zu menschlichen Hörfrequenzen heruntergewandelt werden, wie ein "ping" klingen), die als Echos vom Plankton, kleinen Teilchen und gering bemessenen Inhomogenitäten im Wasser zurückgestreut werden. Der empfangene Ton weist eine Doppler-Frequenzverschiebung proportional zur relativen Geschwindigkeit zwischen den Streuungsquellen und dem Wandler auf.
• Die Physik zum Bestimmen einer einzelnen Geschwindigkeitsvektorkomponente (vx) von einer solchen Doppler- Frequenzverschiebung kann knapp durch die nachfolgende Gleichung angegeben werden:
• In Gleichung (1) ist c die Geschwindigkeit des Schalls in Wasser, die etwa 1500 m/Sek. beträgt. Daher bestimmt die Doppler-Frequenzverschiebung fD eine Geschwindigkeitsvektorkomponente durch Kenntnis der übertragenen Tonfrequenz fT und des Neigungswinkels des Übertragungswandlers Θ, sowie durch Messen der empfangenen Frequenz von einem einzelnen schmalbandigen Impuls. Die relative Geschwindigkeit der gemessenen horizontalen "Scheibe" oder Tiefenzelle wird durch Heraussubtrahieren eines Meßwerts der Schiff-Erd- Bezugsgeschwindigkeit ve bestimmt. Die Erdbezugsgeschwindigkeit kann durch Pingen bzw. Beschallen des Ozeanbodens jedesmal, wenn er innerhalb eines Sonarbereichs kommt, oder mittels eines Navigationssystems, beispielsweise LORAN oder GPS, gemessen werden. Fig. 1a und 1b stellen Beispiels-Strömungsprofile dar, bei denen Nord- und Ost-Strömungsgeschwindigkeiten (vx, vy) als eine Funktion von Tiefenzellen dargestellt sind.
• Handelsübliche Strömungsprofil-Meßeinrichtungen sind typischerweise als eine Anordnung aus vier divergierenden Wandlern angeordnet, die mit 90º-Winkelabständen voneinander um das Elektronikgehäuse herum angeordnet sind. Diese Wandleranordnung ist in der Technik als Janus-Anordnung bekannt. Ein Drei-Strahlsystem ermöglicht Messungen von drei Geschwindigkeitskomponenten vx, vy und vz (die in der ozeanographischen Literatur entsprechend als u, v, w bezeichnet werden) unter der Annahme, daß Strömungen in der Ebene senkrecht zu der beiderseitigen Achse der Wandler gleichförmig sind.
• Jedoch werden für eine Redundanz und Zuverlässigkeit oftmals vier Strahlen verwendet. Das Strömungsprofil-System kann am Rumpf eines Schiffs befestigt werden, an stationären Bojen verbleiben oder am Ozeanboden vertäut werden, wie dies bei einer Strömungsprofil-Meßeinrichtung 100 der Fall ist, die in Fig. 2 dargestellt ist.
• Eine Klasse der derzeit in Anwendung befindlichen Strömungsprofil-Meßeinrichtungen, sogenannte "impulsinkohärente" Systeme, messen mittlere Strömungsprofile über Bereiche von Hunderten von Metern. Diese Impulssonarsysteme verwenden ein inkohärentes Impuls-zu-Impuls-Verfahren, um die Strömungsgeschwindigkeit abzuleiten. Profil-Meßeinrichtungen, die durch eine impulsinkohärente Verarbeitung gekennzeichnet sind, verwenden die Echos von jedem Impuls unabhängig, wobei sie Phasenänderungen über einen Bruchteil der Impulsdauer messen, um die Doppler-Frequenzverschiebung zu bestimmen, d. h. fD = Θ/T, wobei Θ eine Phasenänderung ist, die durch das Durchführen einer Autokorrelation an einer empfangenen Wellenform berechnet wird, und T eine Meßperiode ist. Um eine Verwirrung zu vermeiden, kann gesagt werden, daß das empfangene Signal während der kurzen Verzögerungszeit, über die die Phasenänderung erfaßt wird, kohärent ist; der Ausdruck "inkohärent" betrifft nur die Tatsache, daß eine Kohärenz zwischen Impulsen nicht beibehalten werden muß.
• Strömungsprofil-Meßeinrichtungen sind Kompromissen unter einer Vielzahl von Faktoren unterworfen, einschließlich eines maximalen Profilierungsbereichs und einer zeitlichen, räumlichen (die Größe der Tiefenzelle) und einer Geschwindigkeits- Auflösung. Die zeitliche Auflösung bezieht sich auf die Zeit, die zum Erzielen einer Geschwindigkeitsschätzung mit dem erforderlichen Genauigkeitsgrad erforderlich ist. Bei typischen Anwendungen wird eine Strömungsprofil-Meßeinrichtung eine Reihe von Messungen durchführen, die dann zusammen gemittelt werden, um eine einzelne Geschwindigkeitsabschätzung mit einem akzeptierbaren Grad einer Geschwindigkeitsabweichung oder einem quadratischen Fehler zu erzeugen.
• Für viele Anwendungen ist die sich daraus ergebende Kombination von Profilbereich und -auflösung ausreichend, um brauchbare Ergebnisse zu erzeugen. Oftmals ist das Bias bzw. ein systematischer Fehler eher ein Grund zur Besorgnis als die Abweichung in den Beobachtungen. Bias ist der Unterschied zwischen der gemessenen Geschwindigkeit und der tatsächlichen Geschwindigkeit. Es wird zum Beispiel durch Asymmetrien in den bandbeschränkten Systemkomponenten verursacht. Ein Messungsbias verbleibt sogar, nachdem ein Langzeit-Mitteln die Abweichung hinsichtlich einer vorbestimmten, akzeptierbaren Grenze verringert hat. Zum Beispiel wird eine Biasdominanz typischerweise in Messungen groß bemessener Strukturelemente gefunden, wie jenen, die bei Temperatur- und Salinitätsgrenzflächen gefunden werden.
• Für andere Anwendungen sind Bereich und Auflösung von impulskohärenten Systemen trotzdem ungeeignet. Diese Anwendungen machen die Untersuchung von der ozeanischen Dynamik erforderlich, beispielsweise internen Wellen, gering bemessenen Turbulenzen, scharf bemessenen Vorderbereichen, die Jets umreißen, Mäandern und Wirbeln. Unter Verwendung einer sichtbaren Analogie sind die Bilder, die durch solche Strukturen mittels eines impulsinkohärenten Systems erzeugt werden, zu verschwommen, um von irgendwelchem Nutzen zu sein.
• Die primären Beschränkungen der bestehenden impulsinkohärenten Systeme sind dreifach. Erstens sind viele Sekunden oder Minuten des Mittelns erforderlich, um akzeptierbare statistische Fehler bei der mittleren Geschwindigkeitsmessung zu erzeugen. Zweitens ist für traditionelle Anwendungen die Tiefenzellenauflösung auf einen Meter oder mehr beschränkt. Drittens ist eine Messung schmal bemessener Turbulenzen aufgrund der grundsätzlichen Beschränkungen der inkohärenten Echoverarbeitung nicht möglich, nämlich, da die Turbulenz Geschwindigkeiten erzeugt, die sich für die möglichen Kombinationen aus Geschwindigkeitsabweichungen und der Zeit zum Mitteln der Messungen zu schnell ändern.
• Konventionelle impulsinkohärente Systeme schätzen die Doppler- Verschiebung aus entweder der Phasenänderung pro Einheitszeit oder der Verschiebung bei der spektralen Spitze eines einzelnen Impulsechos. Die übertragene Wellenform ist typischerweise ein periodischer Impulszug, der durch ein Impuls- Wiederholungsintervall (PRI) gekennzeichnet ist. So entspricht zum Vorsehen eines Rundherumansprechens (einschließlich der Echozeit) der Teilchen oder Streuungsquellen in einer vorgegebenen Tiefenzelle der maximale Profilbereich oder die maximale Profiltiefe der Hälfte des PRI. Die empfangenen Echos werden in Speicherbins gesetzt, die durch eine "Zeit- Torsteuerung" des empfangenen Signals bestimmt werden, d. h. Echos, die zum Zeitpunkt tn empfangen werden, kommen von Streuungsquellen, die bei der Entfernung ½ctn angeordnet sind. Die Breite des Tors wird gewöhnlich an die Impulsdauer T angepaßt, was eine Bereichsauflösung von ½cT ergibt. Die Geschwindigkeit (v) der Strömungsquellen in einer bestimmten Zelle ist auf die Doppler-Verschiebung fD durch die nachfolgende Gleichung bezogen:
• v = ½lfD (2)
• wobei l die akustische Wellenlänge (z. B. 1 = 0,5 cm bei 300 kHz) ist.
• Impulsinkohärente Systeme werden durch Noise bzw. Rauschen deutlich beeinträchtigt. Eine theoretische untere Grenze der Abweichung der Dopplerfrequenz, die aus einem einzelnen Impuls geschätzt wird, wird durch die Cramer-Rao-Grenze gegeben, die für eine keinem Bias unterzogene Schätzung etwa durch die nachfolgende Gleichung für die Standardabweichung ( D) der Dopplerfrequenz:
• D = (2πT)&supmin;¹ (1 + 36/SNR + 30/SNR²)½ (3)
• angegeben ist, wobei SNR das Signal-Rauschen-Verhältnis des dopplerverschobenen Echoimpulses ist. Bei Anwendung der Gleichungen (2) und (3) wird der zugehörige Fehler bei der Radialgeschwindigkeits-(längs des Strahls)-Abschätzung durch die nachfolgende Gleichung gegeben:
• r = ½l(2πT)&supmin;¹ (1 + 36/SNR + 30/SNR²)½ (4)
• Daher ist für eine gegebene Trägerfrequenz, die von dem Wandler abhängt, der minimale Geschwindigkeitsfehler, der pro Ping erzielbar ist, umgekehrt proportional zur Dauer des übertragenen Impulses. Es kann gezeigt werden, daß die Varianz bzw. Abweichung oder der quadratische Fehler quadratisch zu einem geringeren SNR hin zunimmt und zu einer Konstanten im Grenzbereich des Nullrauschens (eines großen SNR) tendiert. Daher arbeiten konventionelle impulsinkohärente Dopplersysteme gut über eine SNR von ungefähr 10 db, wo die Varianz relativ konstant ist.
• Unter Vernachlässigung des Rauschens ist es ersichtlich, daß das Produkt der Bereichsauflösung, ½cT, und des Geschwindigkeitsfehlers pro Ping, r aus Gleichung (4), proportional zur akustischen Wellenlänge l und unabhängig von der Impulsdauer ist. Dieser Bereichsauflösungs- Geschwindigkeitsfehler-Kompromiß ist die schwerwiegendste Beschränkung der impulsinkohärenten Systeme und ist direkt für die weitestgehend erkannten langen Mittelzeiten verantwortlich, die zum Steuern des absoluten Geschwindigkeitsfehlers erforderlich sind.
• Als ein Beispiel einer Durchschnittszeit bei einer impulsinkohärenten Strömungsprofil-Meßeinrichtung wird eine 300kHz-Trägerfrequenz in Betracht gezogen, wobei über eine Wassersäule von 300 m ein Profil genommen wird, das mit Tiefenzellen von 1 m und zweimaligem Senden eines Pings pro Sekunde gemessen wird. Ferner wird ein monostatisches System angenommen, bei dem Sender- und Empfängerschaltungen den gleichen Wandler teilen. Die Bereichsauflösung von 1 m bedeutet, daß die Impulsdauer T 1,33 ms beträgt. Aus den Gleichungen (1) und (2) kann herausgefunden werden, daß der Geschwindigkeitsfehler pro Ping etwa 30 cm/s beträgt. Um die Standardabweichung bei der Abschätzung der radialen Geschwindigkeit auf 1 cm/s zu verringern, sind etwa 30² oder 900 Pings erforderlich, was bei zwei Pings pro Sekunde erforderlich macht, daß die Geschwindigkeitsbestimmung über etwa 7½ Minuten gemittelt wird.
• Impulskohärente Doppler-Strömungsprofil-Meßeinrichtungen wurden entwickelt, die die Geschwindigkeitsmessungsgenauigkeit gegenüber den impulsinkohärenten Strömungsprofil- Meßeinrichtungen um einen Faktor in der Größenordnung von 100 verbessern. Diese Sonarsysteme bilden ein Profil von Strömungsgeschwindigkeiten über Bereiche von mehreren Metern, jedoch sind sie bei der Anwendung durch schmale Geschwindigkeits-Dynamikbereiche beschränkt, die letztendlich durch Geschwindigkeits-Zweideutigkeits-Effekte verursacht werden, die den impulskohärenten Techniken inhärent sind.
• Für das allgemeine übertragen von Wellenformen ist die Bereichs- Geschwindigkeits-Unsicherheit (die durch Neuanordnen der Gleichung (4) so festgelegt wird, daß die linke Seite der Gleichung das Produkt von rT ist) umgekehrt proportional zum Zeit-Bandbreiten-Produkt des Signals, das durch die Signal- Dekorrelationszeit (z. B. die Zeit, die sich das Echo im Wasser befindet, wobei das Echo genügend Energie verliert, so daß es nicht mit sich selber korreliert werden kann) und die Impulsbandbreite bestimmt wird. Die Signal-Dekorrelationszeit ist auf die nachfolgenden Gleichungen (7 bis 9) wie auch auf einen Abfall beim SNR aufgrund des Rauschens bezogen. Die grundlegende Prämisse hinter der Impulskohärenz-Annäherung besteht darin, dieses Produkt durch Übertragen einer Reihe kurzer Impulse zu erhöhen, wobei eine Phasenkohärenz über die übertragene Abfolge beibehalten wird. Die Zeit zwischen Impulsen wird zum Minimieren der Ping-zu-Ping-Interferenz eingestellt. Eine vorgegebene Bereichszelle wird mittels aufeinanderfolgender Impulse per Sonar untersucht, so daß nach der Demodulation das empfangene Signal (durch Zeit-Torsteuerung abgetastet) eine diskrete Darstellung der Doppler-Rückkehr von dem bestimmten Bereich ist. Die Dopplerfrequenz dieses Signals kann dann mittels einer Verschiedenheit von Techniken abgeschätzt werden, einschließlich der Spektralanalyse oder des "Impulspaar"- Algorithmus (siehe z. B. "A Covariance Approach to Spectral Moment Estimation", Kenneth S. Miller und Marvin M. Rochwarger, IEEE Trans. Info. Theory, September 1972).
• Ein Geschwindigkeitsfehler für unabhängige Impulspaare wurde analysiert. Es kann gezeigt werden, daß der Impulspaar-Berechner ein Höchstwahrscheinlichkeitsberechner ist (d. h. der Berechner mit der höchsten Wahrscheinlichkeit, korrekt zu sein), und innerhalb der Grenze des großen SNR wird der Fehler der Dopplergeschwindigkeit pro Paar durch Nachfolgendes gegeben:
• v = ½l D = 2-3/2lB (5)
• wobei B die Dopplerbandbreite in Hz ist. (2πB)&supmin;¹ ist die Dekorrelationszeit unter der Annahme einer Gauss- Korrelationsfunktion exp(-½(2πτB)²), wobei τ eine Zeitverzögerung ist. Typische Werte von B zeigen einen Fehler pro Wurzel eines Ping (die Quadratwurzel der Varianz pro Anzahl von Pings, die in der Mittelung eingeschlossen sind) zwischen 0,1 und 2,5 cm/s, und zwar abhängig von den Bedingungen. In dem allgemeineren Fall, bei dem aufeinanderfolgende Paare korreliert werden, ist der Geschwindigkeitsfehler eine komplizierte Funktion des Impulsabstands, der Dopplerbandbreite und des Signal-Rausch- Verhältnisses.
• Da ein Übertragungsimpuls nur wenige Zyklen des Trägers enthalten muß, sind die Bereichsauflösungen in der Größenordnung von 5 - 10 cm leicht zu erzielen (z. B. entsprechen zehn Zyklen bei 300 kHz einer 2,5cm-Impulslänge, wobei die Geschwindigkeit zum Berücksichtigen der Rundlaufzeit bzw. Zweiwegelaufzeit als c/2 berechnet wird). Jedoch werden die Geschwindigkeiten um die Nyquist-Frequenz des Abtastens herum einem Aliaseffekt trotz deren hervorragender Bereichsauflösungsmöglichkeiten unterzogen, da bei den impulskohärenten Systemen abgetastet wird. Das bedeutet, daß Abtastwerte, die in der Phase 2π radiant voneinander entfernt sind, ununterscheidbar sind, was zu der bekannten "Bereichs-Geschwindigkeits"-Zweideutigkeit führt, die in der nachfolgenden Gleichung dargestellt ist:
• Rmax Vmax = ± lc/8 (6)
• wo Rmax der maximale Profilierbereich des Systems und Vmax die maximale Geschwindigkeitsauflösung ist. Daher ist ein impulskohärentes System für eine vorgegebene Übertragungsfrequenz und gewünschte Geschwindigkeitsauflösung hinsichtlich des Profilierbereichs beschränkt. Obwohl die Zweideutigkeit durch das Verwenden eines nichtperiodischen Impulszuges verbessert werden kann, hat die Erfahrung gezeigt, daß ein Faktor in der Größenordnung von einer fünffachen Verbesserung eine praktische Grenze ist. Folglich wurden konventionelle impulskohärente Systeme auf relativ kurze Bereiche in der Größenordnung von Zehnern von Metern beschränkt.
• Wie dies in der Technologie bekannt ist, wird die Autokorrelationsfunktion zum Messen der Abhängigkeit einer empfangenen Wellenform zur Zeit t verwendet, wobei die empfangene Wellenform um eine Verzögerungszeit verzögert ist, und das Ergebnis wird beim Berechnen der Dopplerfrequenz verwendet. Bei einem impulsinkohärenten Dopplerverfahren wird die Korrelationszeit des Signals primär durch die Impulsdauer bestimmt. Impulskohärente Systeme, die außerdem von der Impulsdauer bzw. -breite abhängig sind, sind auch auf verschiedene Änderungen bei der Streuobjektbewegung empfindlich. Dieses Phänomen bewirkt ein Verengen der Autokorrelationsfunktion oder äquivalent ein Verbreitern des Doppler-Spektralpeaks. Es gibt drei grundlegende Quellen der Spektrumsverbreiterung: endliche bzw. finite Verweilzeit, Turbulenz in dem Abtastvolumen und eine Strahldivergenz.
• Hinsichtlich der Verweilzeit zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen werden sich einige Teilchen aus dem Probevolumen bewegt haben, während neue Teilchen hineingeführt wurden. Da die neuen Teilchen bei zufälligen Phasen eintreten, wird das Signal über eine "Verweilzeit" in der Größenordnung von d/U vollständig dekorreliert, wobei d ein Maß der Größe der Bereichszelle und U die relative Geschwindigkeit zwischen dem Strahl und den Streuobjekten ist.
• Eine andere Quelle der Spektrumsverbreiterung ist die Probenvolumenturbulenz. Turbulente Wirbel mit räumlichen Abmessungen in der Größenordnung des Probevolumens oder kleiner bewirken, daß die Streuobjekte eine Verteilung der Geschwindigkeiten aufweisen.
• Letztendlich trägt eine Strahldivergenz zur Spektrumsverbreiterung bei. Dieser Effekt ist analog zur Turbulenzverbreiterung, außer daß die Vielfalt bei der Geschwindigkeit der Streuobjekte innerhalb des Probevolumens durch die geringe Abweichung über den Strahl des Winkels zwischen dem Geschwindigkeitsvektor und der Normalen zum Wandler verursacht wird.
• Die Beiträge dieser drei Effekte zur Doppler- Spektrumsverbreiterung können bestimmt werden, wie folgt:
• Br = 0,2 u /d (7)
• Bt = 2,4 (ed)1/3/l (8)
• Bd = 0,84 sin(ΔΘ)uc/l (9)
• wobei d die Halbleistungs-Streuvolumenbreite ist, u die Größe der relativen Geschwindigkeit zwischen dem Strahl und den Streuobjekten ist, e die Ableitungsrate der turbulenten Energie ist, ΔΘ die Zweiwege-Halbleistungs-Strahlbreite ist und uc die Geschwindigkeitskomponente quer zum Strahl ist. Die gesamte Dopplerbandbreite (B) ist die Hauptquadratwurzel (RMS) der einzelnen Beiträge: B = (Br² + Bt² + Bd²)½.
• DE-A-37 01 786 offenbart ein impulskohärentes System, bei dem Schallwellen in der Form von Impulsen bei abwechselnden Zeitintervallen T-Ts und T+Ts wiederholt übertragen werden. Reflektierte Wellen, die durch die Übertragung dieser Wellen erzeugt werden, werden an einem Gegenstand empfangen und reflektiert. Erste und zweite gemischte Wellen werden durch Mischen des Empfangssignals, das von den reflektierten Wellen erhalten wird, mit zwei Bezugswellen gebildet, die Phasen aufweisen, die zueinander um 90º verschoben sind. Die Phasendifferenz zwischen den vorliegenden Vektoren, die die erste und die zweite gemischte Welle darstellen, und ähnlichen Vektoren, die mit Blick auf die vorhergehende Impulsübertragung erhalten werden, wird erfaßt. Die Ultraschall- Geschwindigkeitsmeßeinrichtung erfaßt ferner die Phasendifferenz Q zwischen der Phasendifferenz, die unter Bezug auf das Zeitintervall T-Ts verursacht wird, und der Phasendifferenz, die unter Bezug auf das Zeitintervall T+Ts verursacht wird, mit Blick auf eine Phasendifferenz, die jedesmal erhalten wird, wenn ein Impuls übertragen wird. Die Doppler-Verschiebungs- Winkelfrequenz wd wird aus wd = Q/2Ts berechnet.
• FR-A-2 170 807 ist auf ein Ultraschall-Meßsystem zum Bestimmen der Geschwindigkeit und der Richtung von Strömen unter Verwendung des Dopplereffekts bezogen. Das Meßsystem weist vier Wandler und akustische Antennen, die in eine solche Strömung einzutauchen sind, zum Übertragen bzw. Empfangen von Ultraschallwellen auf.
• Zusammengefaßt, impulskohärente Systeme sind durch einen beschränkten Profilierungsbereich, oftmals gerade Zehner von Metern, beschränkt. Ferner erzeugt deren Empfindlichkeit auf eine Spektrumsverbreiterung eine Instabilität: eine Instabilität hinsichtlich des Punkts, wo das System entweder sehr gute oder sehr schlechte Geschwindigkeitsmessungen ohne etwas dazwischen erzeugt.
• Demzufolge würde eine akustische Doppler-Strömungsprofil- Meßeinrichtung, die Beschränkungen, wie jene vorstehend beschriebenen, überwindet, leicht eine Anwendung über den gesamten Bereich der schiffbordseitigen, fest montierten und vertäuten Einsatzmöglichkeiten finden. Unter den möglichen Anwendungen ist die der Wettervorhersage, wobei die Dynamik von Kalt- und Warmwassermischungen ein schwieriges und bedeutendes Problem bleibt, das größere räumlich-zeitliche Auflösungen für große Profilierbereiche erforderlich macht.
• Zudem würde ein gänzlich neuer Satz kurzräumiger und kurzzeitiger Strömungsmessungs-Abmessungen für entfernte Erfassungsinstrumente zugänglich gemacht. Diese Messungen umfassen innere Wellen, klein bemessene Turbulenzen, scharf bemessene Frontbereiche, umrissene Jets, Mäander, Wirbel und andere groß bemessene Strukturen im Ozean. Eine verbesserte Strömungsprofil-Meßeinrichtung würde einen Strömungsprofilierbereich erzielen, der zu dem der bestehenden inkohärenten Akustik-Doppler-Profil-Meßeinrichtungen vergleichbar ist, aber einen Faktor einer etwa 100-fachen Verbesserung bei der Varianz von Einzelimpuls- Geschwindigkeitsabschätzungen ermöglichen.
• Letztendlich würde es wünschenswert sein, eine Strömungsprofil- Meßeinrichtung mit einer schnellen Geschwindigkeitsantwort bereitzustellen, d. h. einer Abnahme bei der Mittelungszeit. Eine solche schnelle Antwort wird die horizontale räumliche Auflösung verbessern, falls die Strömungsprofil-Meßeinrichtung an einem sich bewegenden Schiff befestigt ist. Zum Beispiel würde eine Strömungsprofil-Meßeinrichtung, die Geschwindigkeitsmessungen über ein Zehntel einer Meile in der Zeit mitteln kann, die nun zum Mitteln über fünf Meilen erforderlich ist, eine wertvolle Verbesserung gegenüber der vorliegenden Technologie darstellen.
Darstellung der Erfindung
• Die vorstehend genannten Erfordernisse werden durch die vorliegende Erfindung erfüllt, die ein System und ein Verfahren zum Messen von Geschwindigkeiten unter Verwendung von akustischen, kodierten Impuls-Breitbandsignalen umfaßt. Die vorliegende Erfindung ermöglicht größere Bereichs- Geschwindigkeits-Auflösungen über größere Profilierbereiche bei einer geringeren Geschwindigkeits-Mittelungszeit als hierfür zuvor erzielt wurde. Die vorliegende Erfindung tastet Quadraturkomponenten eines empfangenen Signals ab, die zum Berechnen einer Phasenänderung über ein Zeitintervall als eine Dopplerfrequenz verwendet werden. Eine oder mehrere relative Geschwindigkeitskomponenten können unter Verwendung fester Erdbezugskoordinaten in absolute Geschwindigkeitskomponenten umgewandelt werden.
• Die vorliegende Erfindung umfaßt ein Geschwindigkeits-Meßsystem, das einen Übertragungswandler zum Erzeugen eines Strahls aufweist, der in eine Richtung, längs der eine Phasenänderung gemessen wird, zeigt. Das Geschwindigkeits-Meßsystem weist ferner eine Impulsübertragungseinrichtung zum Bereitstellen eines Impulszuges für den Übertragungswandler auf, wobei der Impulszug zumindest einen ersten und einen zweiten ausgesandten Impuls mit einer vorbestimmten Impulstrennung aufweist. Das Geschwindigkeits-Meßsystem umfaßt auch eine Einrichtung für ein komplexes Abtasten eines Echo-Rückkehrsignals der ausgesandten Impulse, die durch einen Empfangswandler empfangen werden, um so einen ersten Satz komplexer Abtastwerte bereitzustellen. Zudem umfaßt das Geschwindigkeits-Meßsystem eine Einrichtung zum Verzögern des ersten Satzes komplexer Abtastwerte um eine ausgewählte Zeitverzögerung, wodurch ein zweiter Satz komplexer Abtastwerte erzeugt wird. Das Geschwindigkeits-Meßsystem umfaßt auch eine Einrichtung zum Berechnen eines gemessenen Wertes einer komplexen Korrelation unter Verwendung zumindest eines Teils des ersten Satzes komplexer Abtastwerte und zumindest eines Teils des zweiten Satzes komplexer Abtastwerte.
• Letztendlich umfaßt das Geschwindigkeits-Meßsystem eine Einrichtung zum Ableiten einer Geschwindigkeitskomponente aus der komplexen Korrelation.
• Andere Aspekte der vorliegenden Erfindung liegen im Kodieren jedes Impulses unter Verwendung einer Technik vor, wie einer Phasenkodierung. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel verwendet 0º- und 180º-Phasenkodierungen. Die Impulse können eine Verzögerungszeit aufweisen, die gleich der Impulslänge ist. Auch kann die Verzögerungszeit ein Zeitintervall umfassen, wenn der Wandler nicht überträgt.
• Um mehrere orthogonale Geschwindigkeitskomponenten zu messen, kann eine Anzahl von Wandlern in entweder monostatischen oder bistatischen Anordnungen konfiguriert werden. Bei einem Ausführungsbeispiel einer Strömungsprofil-Meßeinrichtung ist der durch jeden Wandler erzeugte Strahl ein akustisches Signal, und eine Vielzahl von Geschwindigkeitsmessungen wird über eine Vielzahl von Tiefenzellen durchgeführt, um so ein Strömungsprofil einer Wassersäule auszubilden. Amplitudenmessungen können auch durchgeführt werden, um eine Rückstreustärke, eine Teilchenkonzentration und einen Teilchenfluß zu bestimmen.
• Diese sowie andere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung und den beiliegenden Ansprüchen, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen zu betrachten sind, besser ersichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1a ist ein Streuungsdiagramm eines beispielhaften Strömungsprofils, das den Ost-Geschwindigkeitsvektor als eine Funktion der Tiefe aufgetragen darstellt;
• Fig. 1b ist ein Streuungsdiagramm eines beispielhaften Strömungsprofils, das den Nord- Geschwindigkeitsvektor als eine Funktion der Tiefe aufgetragen darstellt;
• Fig. 2 ist eine perspektivische Ansicht einer Strömungsprofil-Meßeinrichtung mit einer Janus- Anordnung von Wandlern, die am Ozeanboden vertäut ist;
• Fig. 3 ist ein Impulsdiagramm, das einen Vergleich zwischen den Impulsen bereitstellt, die durch verschiedene Strömungsprofil-Meßeinrichtungen übertragen werden, die ein impulsinkohärentes Dopplersystem, ein impulskohärentes Dopplersystem, ein Breitband- Doppler-System und ein impulskodiertes Dopplersystem umfassen, wobei die beiden letztgenannten zur vorliegenden Erfindung gehören;
• Fig. 4a,b,c sind Sätze von impulskodierten Diagrammen, die beispielhafte Übertragungscodes der vorliegenden Erfindung verdeutlichen;
• Fig. 5 ist eine Seitenansicht einer bevorzugten mechanischen Anordnung für eine Strömungsprofil- Meßeinrichtung der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 6 ist eine Draufsicht der in Fig. 5 dargestellten Strömungsprofil-Meßeinrichtung von oben;
• Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Elektronik für eine Strömungsprofil-Meßeinrichtung der vorliegenden Erfindung; und
• Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des Abtastmoduls, das in Fig. 7 dargestellt ist.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
• Nun wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, wobei gleiche Bezugszeichen durchgehend auf gleiche Teile bezogen sind.
• Die Fig. 1a und 1b wurden im Abschnitt "Hintergrund der Erfindung" vorstehend eingeführt. Das beispielhafte Strömungsgeschwindigkeitsprofil, das in den Streuungsdiagrammen der Fig. 1a und 1b verdeutlicht ist, ist der Typ von Information, der auch der Gegenstand der Strömungsprofil- Meßeinrichtung der vorliegenden Erfindung ist. Jedoch bietet die vorliegende Erfindung eine größere Genauigkeit hinsichtlich der Strömungsgeschwindigkeitsmessungen, dies bei größeren Bereichen, als dies zuvor möglich war.
• Fig. 2 verdeutlicht eine Strömungsprofil-Meßeinrichtung 100, die halb dauerhaft am Ozeanboden 102 befestigt ist. Bei dieser Art des Einsatzes einer Profil-Meßeinrichtung wird eine Aufnahme von Strömungsprofilen typischerweise in einem nichtflüchtigen Speicher (nicht dargestellt) abgespeichert, der innerhalb der Strömungsprofil-Meßeinrichtung 100 angeordnet ist.
• Die Strömungsprofil-Meßeinrichtung 100 erzeugt, wie in Fig. 2 dargestellt, einen Satz akustischer Strahlen 104a, b, c, d, die von Wandlern ausgehen. Die Strömungsprofil-Meßeinrichtung bzw. der Strömungsprofilierer 100 blickt nach oben, d. h., die akustischen Strahlen 104 werden vertikal zur Ozeanoberfläche hin gerichtet. Jeder Strahl 104 "beleuchtet" eine Wassersäule, die in horizontale Scheiben zerlegt werden kann, die als Bereichs- oder Tiefenzellen bekannt sind, wie die Zelle, die bei 106 angezeigt ist. Durch eine geeignete Übertragung und einen geeigneten Empfang von Schallimpulsen wird die Phasenverschiebung zwischen Impulsechos berechnet. Die Phasenverschiebung wird dann Schritt für Schritt in eine Dopplerfrequenz, eine Geschwindigkeit längs des Strahls 104 und dann eine oder mehrere orthogonale Strömungsgeschwindigkeitskomponenten umgewandelt, wie jene, die bei 108a, b angezeigt sind. Die Strömungsprofil- Meßeinrichtung 100 kann in einer anderen Art und Weise als der in Fig. 2 dargestellten eingesetzt werden, einschließlich z. B. verschiedener Kombinationen von einer Blickrichtung nach unten, nach oben oder unter einem anderen Winkel, an festen oder sich bewegenden Plattformen oder an Vertäuungen an der Oberfläche, am Boden oder in einer mittleren Tiefe.
• Fig. 3 stellt in einer schematischen Form eine Anzahl verschiedener Doppler-Messungstechniken dar, die bei akustischen Doppler-Strömungsprofil-Meßeinrichtungen (ADCPs) verwendet werden, einschließlich des Breitband-Doppler- und des kodierten Impuls-Breitband-Dopplerverfahrens der vorliegenden Erfindung. Bei der ersten Technik wird ein impulsinkohärenter ADCP- Wandler 120 dargestellt, der zur Zeit t einen Impuls 122 erzeugt. Der einzelne übertragene Impuls 122 ist so bemessen, daß er zur zugeordneten Tiefenzelle paßt. Nach dem Durchlaufen durch eine Tiefenzelle ist der Impuls 122 bei einer Zeit t plus einer Zeit gleich der Länge bzw. Dauer des Impulses (LPULSE) dargestellt, wobei er sich zu einer neuen Stelle bewegt hat, die bei 124 angezeigt ist.
• Der Impuls 122 kann ein (nicht dargestelltes) Echo bei einer Tiefenzelle, abhängig von der Dichte von Streuobjekten bei jeder Tiefe, erzeugen. Eine Messung der Strömungsgeschwindigkeit bei der gewünschten Tiefenzelle beruht auf einer vorbestimmten Verzögerungszeit zwischen der Übertragung des Impulses und dem Empfang des gewünschten Echos. Ein impulsinkohärenter ADCP mißt die Strömungsgeschwindigkeit durch Messen der Doppler- Verschiebung in der Frequenz des zurückkehrenden Echos. Die Dopplerfrequenz wird indirekt aus der Phasendifferenz zwischen zwei verschiedenen Abtastwerten des empfangenen Signals berechnet.
• In Fig. 3 ist ein einen Impuls 128 aussendender impulskohärenter ADCP-Wandler 126 dargestellt. Der Impuls 128 weist eine kürzere Dauer (größere Tiefenauflösung) auf als der Impuls 122 des impulsinkohärenten Systems. Wie beim impulsinkohärenten Dopplersystem ist es möglich, daß das Echo von jedem einzelnen Impuls zum Wandler 126 zurückkehrt, bevor der nächste Impuls 130 übertragen wird. Jedoch beruht die grundsätzliche Messung eines impulskohärenten Systems anders als beim impulsinkohärenten System auf der Phasenänderung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Echos bei der gleichen Tiefe.
• Fig. 3 verdeutlicht auch Impulse, die durch einen Breitband- ADCP-Wandler 132 der vorliegenden Erfindung erzeugt werden. Das Breitbandverfahren unterscheidet sich von entweder dem impulsinkohärenten oder dem impulskohärenten Verfahren insofern, als daß das Breitbandverfahren zwei (oder mehr) Impulse im Strahl (oder dem Äquivalent von diesem) zur gleichen Zeit verwendet, wie beispielsweise die Impulse, die bei 134a und 134b angezeigt sind. In Fig. 3 sind die Impulse durch eine Verzögerungszeit L1 voneinander getrennt, die gleich der Impulstrennung ist. Nach dem Durchwandern einer gewissen Strecke und dem Zurückkehren des Echos zum Wandler 132 wird die Phasenänderung zwischen den Impulsechos beim gleichen Bereich unter Verwendung einer Autokorrelationsfunktion gemessen.
• Anders als beim impulskohärenten Verfahren ist der maximale Profilierbereich der Breitband-Strömungsprofil-Meßeinrichtung nicht auf das Impulswiederholungsintervall beschränkt. Die Impulsdauer oder -breite ist typischerweise viel kürzer als die Tiefenzellengröße, was zu einem großen Zeit-Bandbreite-Produkt führt (daher der Ausdruck "Breitband").
• Die vorliegende Erfindung umfaßt auch einen impulskodierten Breitband-ADCP, der durch Impulse gekennzeichnet ist, die in Fig. 3 dargestellt sind. Ein Wandler 138 erzeugt ein Impulspaar 140a, b, das durch das Wasser fortschreitet, wie dies z. B. durch die späteren Impulse 141a, b dargestellt ist. Jeder Impuls 140 umfaßt vier gleich bemessene Code-Elemente 142a, b, c, d, die jeweils einen oder mehrere Zyklen (oder Teile davon) der übertragenen akustischen Wellenform aufweisen. Die Codeelemente 142 stellen Phasenkodierungen dar, so daß jedes Element entweder eine Phase von 0 oder 180º aufweist. Während in Fig. 3 nur zwei kodierte Impulse dargestellt sind, kann das Verfahren verallgemeinert werden, um mehr als zwei Impulse zu umfassen.
• Für einen impulskodierten ADCP ist eine Messung der Phasenänderung gleich der des vorstehend erörterten Breitbandverfahrens. Jedoch wird zusätzlich die Pseudo-Zufalls- Phasenkodierung auf die Impulse angewendet, was ermöglicht, längere Impulse ohne eine Verringerung der Bandbreite zu verwenden. Längere Impulse erhöhen die Leistung des Echos, so daß die Signal-Dekorrelation auf größere Bereiche verzögert wird und der nutzbare Profilierbereich des Systems erweitert wird. Die kodierten Impulse können so groß wie die Größe der Tiefenzelle sein. Falls die Impulstrennung oder Verzögerungszeit L1 gleich der Impulslänge ist, werden die Impulse zu einer einzelnen, kontinuierlich kodierten Übertragung kombiniert.
• Fig. 4 stellt drei Beispiele von "ideal" kodierten Impulsen mit einer verschiedenen Länge dar, die durch das impulskodierte Breitbandsystem der vorliegenden Erfindung erzeugt werden können. Jedes Diagramm (Fig. 4a, b, c) gehört zu einem Impuls oder Ping. Die tatsächlichen Wellenformen, die in das Wasser eingestoßen werden, sind etwas anders als jene in Fig. 4 dargestellten, und zwar aufgrund der begrenzten Bandbreite der Wandler und des Leistungsverstärkers. Daher gibt es bei den zugehörigen tatsächlichen Wellenformen eine kurze Wiedererlangungs- bzw. Erholungszeit nach der Phasenumkehr.
• Fig. 4a umfaßt drei verschiedene Darstellungen einer Abfolge von Codeelementen. Die erste Codedarstellung ist eine Übertragungswellenform. Jedes Codeelement ist eine Sammlung von vier Zyklen des Trägersignals. Phasenverschiebungen von 180º können zwischen Codeelementen auftreten, wie dies z. B. durch den Übergang zwischen den ersten beiden Codeelementen der Fall ist. Der beispielhafte Impuls der Fig. 4a weist M = 10 Codeelemente auf, wobei die ersten fünf Codeelemente durch die letzten fünf Codeelemente umgekehrt und wiederholt werden, um so im wesentlichen zwei Impulse in der kontinuierlichen Wellenform zu kombinieren. Das Invertieren eines zweiten Impulses kann beim Verringern von einer Rauschvorspannung nützlich sein.
• Daher wird für die dargestellte Wellenform eine Autokorrelationsfunktion (wie sie weiter unten erörtert wird) hinsichtlich der ersten fünf Elemente und der letzten fünf Elemente nach einer Inversion bzw. Umkehrung unter Verwendung einer Verzögerungszeit gleich der Zeit zum Übertragen von fünf Codeelementen durchgeführt. Im typischen Fall wird die Anzahl von Codeelementen für eine bestimmte Anwendung an die Größe der Tiefenzelle angepaßt.
• Das Impulskodieren kann auch in einer binären Form dargestellt werden, wie dies in Fig. 4a durch eine Codeabfolge dargestellt ist. Die Codeabfolge beruht auf jedem Codeelement, das durch zwei Bit definiert ist. Der Zweibit-Code ist in Tabelle 1 nachfolgend dargestellt. Tabelle 1
• In Tabelle 1 zeigt das höchstwertige Bit (B&sub1;), ob der Überträger für die Dauer des Codeelements "ein" (1) oder "aus" (0) ist. Das niedrigstwertige Bit (B&sub0;) zeigt die Phase, 0º (0) oder 180º (1), des Codeelements an. Das Zeichen "x" in Tabelle 1 ist ein "Egal"-Zustand.
• Die Codeabfolge stellt das dezimale Äquivalent des binären Codes dar. Das erste Codeelement wird z. B. in der Codeabfolge als "2" definiert, was bedeutet, daß der Überträger "ein" ist und das Codeelement eine 0º-Phase darstellt. Eine Phasenwellenform bietet die gleiche grundsätzliche Information wie die Übertragungswellenform und die Codeabfolge, jedoch wird sie in der Form einer Rechteckwelle ausgedrückt.
• Fig. 4b stellt einen kodierten Impuls dar, der sich von dem in Fig. 4a insofern unterscheidet, als daß der Impuls zweimal so lang ist (M = 20). Die ersten zehn Codeelemente des Impulses in Fig. 4b sind die gleichen wie die Codeelemente der Fig. 4a. Die letzten zehn Codeelemente sind einfach eine Wiederholung der ersten zehn. So sind die beiden Impulse in einer einzelnen Übertragungswellenform mit einer Verzögerungszeit gleich der Zeit zum Übertragen von zehn Codeelementen kombiniert.
• Fig. 4c stellt einen kodierten Impuls dar, der sich von dem der Fig. 4b insofern unterscheidet, als daß der Impuls aufgrund einer Zehn-Code-Element-Totzeit, die zwischen die beiden Sätze von zehn übertragenen Codeelementen gesetzt ist, länger ist (M = 30). Daher ist die Verzögerungszeit gleich 20 Codeelementen. Der Fehler in der Dopplerfrequenz ist umgekehrt proportional zur Impulstrennung. Die Bereichsauflösung wird durch die Länge des kodierten Impulses bestimmt.
• Bei einem vorliegend bevorzugten Ausführungsbeispiel des Geschwindigkeitsmeßsystems wird der Code sorgfältig gewählt, um so einen Bias bzw. systematischen Fehler vom zentralen Spitzenwert und ein Nebenzipfelrauschen bei der Autokorrelationsfunktion zu beseitigen. Das Rauschen beim zentralen Spitzenwert wird durch das Invertieren des zweiten Impulses, wie dies z. B. in Fig. 4a dargestellt ist, bei der Hälfte der übertragenen Pings effektiv beseitigt. Die nachfolgenden Schritte werden zum Beseitigen des Nebenzipfelrauschens vorgenommen: (1) ein Code wird verwendet, der eine Null-Autokorrelation bei einer Verzögerungszeit auf jeder Seite des Seitenspitzenwertes (wo die Phasenmessungen durchgeführt werden) aufweist, (2) ein Code wird verwendet, der minimale Nebenzipfel nahe dem Seitenspitzenwert aufweist, die symmetrisch um den Seitenspitzenwert angeordnet sind, und (3) Paare von komplementären oder Golay-Codes werden auf aufeinanderfolgende Pings angewendet, so daß systematische Fehler bzw. ein Bias durch eine Mittelung gelöscht werden.
• Die Impulstrennung oder Verzögerungszeit L1 bestimmt die Genauigkeit der Bereichs-Geschwindigkeits-Auflösung, wobei eine kürzere Verzögerungszeit eine größere Auflsung bedeutet. Es ist sogar möglich, die Verzögerungszeit kürzer als die Länge eines einzelnen kodierten Impulses zu machen, und zwar durch Übertragen von Impulsen, die sich bei einem oder mehreren Codeelementen überlappen. Zum Beispiel würde unter Verwendung von Buchstaben des Alphabets zum Darstellen der Codeelemente die Abfolge "ABABA" ermöglichen, zwei Impulse "ABA" mit einer Länge von drei Codeelementen mit einer Zeitverschiebung gleich der Zeit zum Übertragen von zwei Codeelementen zu übertragen.
• Ein erfahrener Technologe wird daher verstehen und würdigen, daß es Abwägungen beim Wählen des geeigneten Codes, der Codelänge und der Impulstrennung einer Mehrfach-Impulswellenform gibt, die von der bestimmten Anwendung der vorliegenden Erfindung abhängen.
• Nachfolgend werden hier sowohl das Breitband-ADCP- als auch das impulskodierte Breitband-ADCP-System und -Verfahren allgemein als Breitband-ADCP bezeichnet, außer es wird anders angezeigt.
• Fig. 5 stellt eine mechanische Anordnung dar, die allgemein mit 150 bezeichnet wird und die die Elektronik (Fig. 7) aufnimmt und schützt, die zum Verwirklichen des Breitband-ADCP der vorliegenden Erfindung erforderlich ist. Die mechanische Anordnung bzw. Einrichtung 150 umfaßt einen Satz aus vier Wandlern 152a, b, c, d, die in einer Janus-Anordnung angeordnet sind. Die mechanische Einrichtung 150 kann natürlich eine andere Anzahl und andere Konfigurationen von Wandlern als die vier in Fig. 5 dargestellten Wandler aufnehmen. Die Wandler 152 umfassen piezoelektrische Keramikplatten, die in einer schützenden Abdeckung aus verschiedenartigen Materialien eingeschlossen sind.
• Die Wandler 152 werden typischerweise so hergestellt, daß jeder mit einer bestimmten Frequenz betrieben wird, die aus einem geeigneten Frequenzbereich gewählt wird, z. B. 75, 150, 300, 600 und 1200 kHz. Niederfrequenz-Wandler werden üblicherweise bei Anwendungen im offenen Ozean verwendet, wo ein langer Profilierbereich wünschenswert ist. Hochfrequenz-Wandler werden andererseits bei Anwendungen im flachen Wasser verwendet, wo die Tiefenauflösung, wie sie durch die Größe einer Tiefenzelle gekennzeichnet ist, und feinere räumliche und zeitliche Skalierungen wichtig sind. Die Wandler 152 werden hergestellt, an der Strömungsprofil-Einrichtung 150 leicht austauschbar zu sein, so daß die geeignete akustische Frequenz zum Erzielen der gewünschten Kombination aus Profilierbereich und Geschwindigkeitsauflösung erzielt werden kann, die sich von einem Geschwindigkeits-Profilierexperiment zum anderen ändern kann. Eine Draufsicht der Wandler 152 von oben ist in Fig. 6 verdeutlicht.
• In Fig. 5 sind die Wandler 152 mit einem Ende eines zylindrischen Druckgefäßes 154 verbunden, in dem eine akustische Sende-, Empfangs- und Verarbeitungselektronik enthalten ist. Die Wandler 152 werden mit 90º-Abständen des Winkels um den Umfang des Druckgefäßes 154 in einer Janus-Anordnung angeordnet. Um beim Berechnen orthogonaler Komponenten der Geschwindigkeit viele Freiheitsgrade zu erzielen, werden die Wandler 152 von der Längsachse des Druckgefäßes 154 aus nach außen geneigt ausgerichtet. Die mechanische Anordnung 150 ist durch das Verbinden von einem oder mehreren Kabeln und/oder Bojen an einem Paar Befestigungsnasen 158a, b, die an der Seite des Druckgefäßes 154 angeordnet sind, in einer üblichen Art und Weise im Wasser in die richtige Lage gebracht.
• Eine EIN/AUS-Verbindungseinrichtung 156 ist am anderen Ende des Druckgefäßes 154 angeordnet. Die EIN/AUS- Verbindungseinrichtung 156 ist mit einem Übertragungskabel (nicht dargestellt) für Messungen verbunden, bei denen eine Nachverarbeitung der Strömungsprofile in Echtzeit gewünscht wird. Andernfalls können die Strömungsgeschwindigkeiten auf einem Aufzeichnungsmedium (nicht dargestellt) abgespeichert werden, wie z. B. einem Magnetband oder einem elektrisch löschbaren, programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EEPROM), der wahlweise in der Elektronik des Druckgefäßes 154 angeordnet ist.
• Unter Bezugnahme auf nun Fig. 7 stellt ein Blockdiagramm ein gegenwärtig bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Elektronik bei dem impulskodierten Breitband-ADCP dar. Die Elektronik kann funktionell in eine vorderseitige Wandleranordnung 160, die akustische Signale empfängt, und eine Elektronikanordnung 162 aufgeteilt werden, die das Übertragen und Empfangen koordiniert und eine Signalverarbeitung durchführt. Da die Wandleranordnung 160 jedesmal spezifisch an die Wandler 152 angepaßt wird, wenn die Wandler 152 geändert werden, wird die ganze Wandleranordnung 160 ausgetauscht.
• Nimmt man zuerst auf die Wandleranordnung 160 Bezug, die in Fig. 7 dargestellt ist, werden die Wandler 152 mit einer aus einem Satz von Abstimm- und Übertragungs-Empfang-(T/R)- Schaltschaltungen 164a, b, c, d jeweils elektrisch verbunden. Beim gegenwärtig bevorzugten Ausführungsbeispiel des Abstimmabschnitts der Schaltung 164 wird die Primäreinheit bzw. Primärseite eines Wandlers (nicht dargestellt) mit den beiden Leitungen des Wandlers 152 verbunden, um die Kapazität des Wandlers heraus mitschwingen zu lassen. Eine Seite der Sekundärseite des Transformators bzw. Umwandlers ist mit einer Reihen-LC-Schaltung (nicht dargestellt) verbunden, die auf die Frequenz des Wandlers 152 abgestimmt bzw. eingestellt ist. Dies bildet den Abstimmabschnitt der Schaltung 164 aus.
• Eine Schaltung, die ein Diodennetzwerk und einen Sendeumformer (nicht dargestellt) aufweist, wird zum Löschen der Wirkung des Kondensators in der LC-Schaltung verwendet, was ermöglicht, das Übertragungssignal zum Wandler 152 zu führen. Der Übertragungs-/Empfangsabschnitt der Schaltung 164 ermöglicht daher, daß die Wandler 152 Impulse zu irgendeiner vorgegebenen Zeit entweder empfangen oder übertragen. Durch einen Fachmann in der relevanten Technologie wird erkannt, daß eine bistatische Realisierung auch möglich ist, die keinen Sende-/Empfangsabschnitt in der Schaltung 164 erforderlich machen würde, obwohl das Ausführungsbeispiel des Breitband-ADCP, das hier dargestellt und beschrieben wird, ein monostatisches System ist, das eine Zeitaufteilung eines einzelnen Satzes von Wandlern erforderlich macht.
• Eine impulskodierte Übertragung wird durch einen Mikrocomputer 166 eingeleitet. Bei einem vorliegend bevorzugten Ausführungsbeispiel umfaßt der Mikrocomputer 166 einen CMOS-68000-Mikroprozessor, der bei einer Anzahl von Anbietern, einschließlich Motorola, verfügbar ist. Ein durch den Anwender bestimmbarer Satz von Parametern, einschließlich der Anzahl von Zyklen pro Codeelement und der Codelänge, wird in einem ROM im Mikrocomputer 166 abgespeichert. Der Mikrocomputer 166 überträgt die für die Wellenform spezifischen Parameter über einen digitalen Bus 168 zu einem Taktgenerator 170. Unter der Steuerung des Mikrocomputers 166 steuert der Taktgenerator 170 einen Kodierungssender 172 zum Erzeugen des geeigneten Paars von kodierten Impulsen, einschließlich der Totzeit. Die kodierten Impulse werden mittels eines Leistungsverstärkers 174 verstärkt und schließlich mittels der Wandler 152 als eine kodierte akustische Wellenform ins Wasser übertragen.
• Während einiger nutzerbestimmter Austast- bzw. Leerintervalle, wenn keine Impulse übertragen bzw. gesendet werden, werden Echoimpulse, die von den Wandlern 152 empfangen werden, von den Abstimm- und T/R-Schaltschaltungen 164 zum Setzen bzw. Einstellen von Vorverstärkern 178a, b, c, d geführt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Vorverstärker 178 Differenzverstärker, wobei eine Seite der Verstärker 178 mit Erde bzw. Masse verbunden sind. Das empfangene Signal, das die Summe des übertragenen Signals und Rauschens ist, wird durch den Differenzverstärker verstärkt. Die verstärkten Signale werden von den Vorverstärkern 178 zu einem Satz Empfängerverstärker 180a, b, c, d geführt. Die Vorverstärker 178 ermöglichen, daß der Verstärkungsfaktor des kombinierten Verstärkersatzes 178 und 180 genau gesteuert werden kann, obwohl bei einem anderen Ausführungsbeispiel die beiden Verstärker 178, 180 kombiniert werden können.
• Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen die Empfängerverstärker 180 jeder einen Signetics SA604A- Halbleiterchip. Obwohl sie für Zwischenfrequenz- Umwandlungsanwendungen entwickelt wurden, können die beiden Verstärker (nicht dargestellt) des SA604A-Chips über den voraussehbaren Frequenzbereich der Strömungsprofil- Meßeinrichtung betrieben werden. Die Verstärker sind mit dem Ausgang jedes entsprechenden Vorverstärkers 178 in Reihe geschaltet. Die Signalstärke des Echos wird dem System auch durch die Empfängerverstärker 180, z. B. vom Stift 5, RSSI- Ausgang des SA604A-Chips aus verfügbar gemacht. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Signalstärke digitalisiert und für eine spätere Verarbeitung aufgezeichnet.
• Das Signalstärkesignal kann für eine Anwendung beim Messen der Rückstreustärke, der Teilchenkonzentration und des Teilchenflusses kalibriert werden. Eine Anwendung dieses Typs der Messung ist z. B. bei Ausbaggervorgängen, wo die Signalstärke beim Bestimmen der Sedimentkonzentration und des vertikalen Flusses in Fahnen verwendet wird, die durch abgeladenen Schmutz erzeugt werden.
• Die Ausgangssignale der Empfängerverstärker 180 werden zu einem Satz von phasengleichen bzw. Inphase-Mischern 182a, b, c, d und einem Satz von Quadratur-Mischern 183a, b, c, d geführt. Die Mischer 182, 183 bilden das Produkt aus dem empfangenen Signal und dem Trägersignal aus. Im einzelnen werden die Mischer 182, 183 zum Überlagern des empfangenen Signals verwendet, um so das Trägersignal in ein Gleichspannungssignal umzuwandeln bzw. zu übersetzen (wo das Trägersignal ein gleichphasiges [cosinusförmiges] und ein Quadratur- [sinusförmiges]-Signal umfaßt, die gemeinsam Quadratursignale genannt werden). Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Mischer 182, 183 als zwei 74HC4053-Dreifach-Zweikanal-Analog- Multiplexer-/Demultiplexerchips implementiert, wie jene, die von Signetics geliefert werden. Die Quadratursignale werden durch die Mischer 182, 183 von einem Quadraturgenerator 184 empfangen.
• Die Quadraturerzeugungseinrichtung bzw. der Quadraturgenerator 184 des bevorzugten Ausführungsbeispiels weist ein Paar D-Flipflops (nicht dargestellt) auf, die in Reihe geschaltet sind. Der invertierte Ausgang Q' des zweiten Flipflops wird zum Eingang D des ersten Flipflops zurückgeführt. Beim Betrieb empfängt der Quadraturgenerator 184 ein Schwingungssignal bzw. Oszillatorsignal vom Taktgenerator 170. Das Oszillatorsignal wird in den Takteingang von zwei D-Flipflops geführt. Das einphasige bzw. gleichphasige Signal wird daher vom invertierten Ausgang Q' des zweiten Flipflops abgetastet, und das Quadratursignal wird vom nicht invertierten Ausgang Q des ersten Flipflops abgetastet. Die Quadratursignale werden dann vom Quadraturgenerator 184 zu den Mischern 182, 183 geführt.
• Die Mischer 182, 183 führen deren entsprechende verstärkte Quadratursignale zu einem Satz programmierbarer Tiefpaßfilter 188a, b, c, d und 189a, b, c, d. Die Tiefpaßfilter 188 werden durch eine Steuereinrichtung 192 programmiert, um die Seitenbandfrequenzen, z. B. bis zu 20 % der Trägerfrequenz, hindurchzulassen, die der Phasenmodulation des kodierten Impulses zugehören. Die gefilterten Quadratursignal- Ausgangssignale von den Tiefpaßfiltern 188, 189 (als Cosinus- und Sinus-Kanäle beschriftet) werden in ein Abtastmodul 194 geführt, das nachfolgend unter Bezug auf Fig. 8 in genaueren Einzelheiten erörtert wird.
• Die Funktion des Abtastmoduls 194 in Fig. 7 wird durch die Steuereinrichtung 192 und den Taktgenerator 170 gesteuert. Ein Empfangszyklus wird durch den Taktgenerator 170 zu einem Zeitpunkt eingeleitet, nachdem das letzte Element einer Codeabfolge, z. B. der Codeelemente 144 (Fig. 4), übertragen wurde. Nach einer anwenderprogrammierbaren Verzögerung zum Ermöglichen des Wiederherstellens bzw. Auffrischens der Empfängerelektronik in der Wandlereinrichtung 160 erzeugt der Taktgenerator 170 einen Zug von Abtast-Strobe-Impulsen, die Analog-zu-digital-Wandler im Abtastmodul 194 triggern. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel gibt das Abtastmodul 194 vier Abtastwerte mit vier Bit digitaler Daten pro Wort (16 Bit) aus, die über den digitalen Bus 168 übertragen werden. Dies ist so, da das Abtastmodul 194 an zwei getrennt adressierbaren Leiterplatten angeordnet ist, wobei jede Leiterplatte bzw. Platte zwei der Wandler 152 bedient. Daher gehört jedes Abtastbit zu einem Abtastwert von einer Quadraturkomponente der Wellenform, die durch einen der vier Wandler 152 empfangen wurde. Die Digitaldaten werden zu einem Digitalsignalprozessor (DSP) 196 über den digitalen Bus 168 übertragen. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der digitale Bus 168 ein kundenspezifischer, asynchroner Bus mit 16 Datenleitungen (BD0-BD15) und 12 Adreßleitungen (BA1-BA12). Der bevorzugte digitale Bus 168 kann Daten mit Geschwindigkeiten bis zu 400 ns pro Wort übertragen, was in erster Linie hinsichtlich der Übertragungsraten des DSP 196 und des Mikrocomputers 166 beschränkt ist.
• Der DSP 196 berechnet die Autokorrelationsfunktion (R(h)) des empfangenen Signals mit einer vorbestimmten Verzögerung, die der Anzahl von Codeelementen in dem ersten Impuls entspricht. Um diese Funktion zu berechnen, wendet der DSP 196 die nachfolgende Gleichung für jedes der vier Cosinus-Sinus-Paar-Ausgangssignale durch das Abtastmodul 194 unabhängig an:
• wobei
• h eine vorbestimmte Verzögerung ist, die durch eine ganzzahlige Abtastwert-Nummer dargestellt wird;
• j ganzzahlige Abtastwertnummern innerhalb einer interessierenden Tiefenzelle sind;
• cos und sin Daten sind, die von Cosinus- und Sinus- Kanälen abgetastet werden (wie z. B. von den Tiefpaßfiltern 188, 189 in Fig. 7);
• i = (-1)½;
• Sj = cosj + sinji; und
• S* das Komplexkonjugierte von S bezeichnet.
• Als ein Beispiel dieser Berechnung wird nachfolgende Tabelle 2 berücksichtigt, die den Satz von Cosinus-Sinus-Abtastwerten, die von 123 bis 139 für eine vorgegebene Tiefenzelle numeriert sind, und eine Verzögerung von h = 3 aufweist. (Bei diesem Beispiel wird nur zum Zwecke der Vereinfachung von Berechnungen angenommen, daß die Abtastanzahl j und der Winkelradiant des Cosinus-Sinus-Abtastwertes zur Zeit j ein und dasselbe sind.) Die "Cosinus"- und "Sinus"-Spalten enthalten Daten, die analoge Werte darstellen, die durch das Abtastmodul 194 ausgegeben werden könnten. Die "Produkt"-Spalten enthalten die Produkte, wie sie in der Summation der Gleichung (10) definiert sind. Tabelle 2
• Zum Beispiel wird das reelle Produkt, das gegenüber der Abtastwertnummer j = 123 dargestellt ist, erhalten, wie folgt:
• cos&sub1;&sub2;&sub3;cos&sub1;&sub2;&sub6; + sin&sub1;&sub2;&sub3;sin&sub1;&sub2;&sub6; =
• (-0,88796) (0,943984) + (-0,45990) (0,329990) = -0,98999
• Es wird angemerkt, daß für dieses erste Produkt j + h = 126 gilt. Es gibt keine Abtastwerte jenseits von j = 139. Daher können Produkte jenseits von j = 136 nicht berechnet werden, da bei diesen Abtastwerten j + h größer als 139 ist.
• Nachdem die Produkte berechnet sind, werden sie durch den DSP 196 summiert und ausgegeben. Zum Beispiel ist der Ausgangswert unter Verwendung der Produkte in Tabelle 2 -13,8598 + 1,975680i. Bei dem vorliegend bevorzugten Ausführungsbeispiel wurde die Auflösung mit Blick auf die Geschwindigkeit geopfert, und jeder Abtastwert wird durch ein Bit dargestellt. Jedoch kann gezeigt werden, daß nur die Hälfte der Information, die in der Cosinus-Sinus-Information verfügbar ist, unter Verwendung dieses Verfahrens verlorengeht.
• Auf diese Art und Weise kann der DSP 196 ein schnelles Multiplizieren durch eine Exklusiv-Oder-Bildung von zwei 16-Bit- Datenworten schnell durchführen, die über das Abtastmodul 194 von den Cosinus-Sinus-Kanälen empfangen werden. Die digitale Darstellung von (0,1) wird durch den DSP 196 als (-1,+1) interpretiert. Sobald das Multiplizieren durchgeführt ist, wird die Summation der Produkte unter Verwendung einer Nachschlagtabelle bewerkstelligt, die im EPROM abgespeichert ist. Die vorliegend bevorzugte Konfiguration des DSP 196 verwendet einen 16-Bit-Digitalsignal-Prozessorchip von Texas Instruments, TMS320E15.
• Die komplexzahlige Darstellung von jedem Autokorrelationsergebnis wird vom DSP 196 über den digitalen Bus 168 zum Mikrocomputer 166 übertragen. Für lineare Systeme wird die Dopplerfrequenz fD berechnet, wie folgt:
• wobei
• fD die Dopplerfrequenz des Echos ist;
• I der Imaginärteil der komplexen Zahl ist;
• R der Realteil der komplexen Zahl ist;
• h die Verzögerung ist, die zum Berechnen der Autokorrelation verwendet wird; und
• T die Zeit zwischen Abtastwerten ist.
• Für ein fest beschränkendes System, wie beispielsweise das eine, das hier dargestellt und beschrieben ist, verwendet der Mikrocomputer 166 die nachfolgende Dopplerfrequenz-Gleichung:
• Zudem verwendet der Mikrocomputer 166 normierte Werte von I und R in Gleichung (11b) durch Dividieren von jedem durch die Autokorrelation bei einer Null-Verzögerung, d. h., die normalisierte bzw. normierte Autokorrelationsfunktion muß verwendet werden. Es wird angemerkt, daß der Normierungsschritt für lineare Systeme bei der Division I/R aufhebend wirkt und daher nicht erforderlich ist. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel berechnet der Mikrocomputer 166 orthogonale Geschwindigkeitskomponenten aufgrund von Gleichung (1) und übersetzt dann diese Geschwindigkeiten zu Erdbezugswerten, z. B. durch Heraussubstrahieren der Geschwindigkeitskomponenten, die durch das Schiff erzeugt werden. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel können die Dopplerfrequenz- und/oder andere Zwischenberechnungen über den EIN/AUS-Anschluß 156 (Fig. 5) eines befördernden Gefäßes fortgeführt werden. Bei noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Strömungsprofil- Meßeinrichtungselektronik können die Dopplerfrequenzergebnisse auf einem Aufzeichnungsmedium, beispielsweise einem EEPROM, aufgezeichnet werden, das an den digitalen Bus 168 hinzugefügt wird.
• Für jemanden, der in der relevanten Technologie erfahren ist, wird ersichtlich sein, daß der DSP 196 ein optionales Element der Elektronikanordnung 162 ist und daß die Operationen, die dort bestimmt werden, im Mikrocomputer 166 ausgeführt werden können.
• Fig. 8 stellt ein Blockdiagramm eines Teils des Abtastmoduls 194 dar. Das dargestellte Teil gehört zur Schaltungsanordnung, die zum Abtasten verarbeiteter Signale erforderlich ist, die von zwei der vier Wandler 152 empfangen werden. Ein Digital-zu- analog-(D/A)-Wandler 210, vorzugsweise ein PM-7226-Chip, empfängt ein Schwellen-Steuerwort von entweder dem DSP 196 oder dem Mikrocomputer 166.
• Die daraus folgenden Analogsignale werden zu einem Satz von Vergleichern 212a, b, c, d geführt. Die Quadratursignale von den Tiefpaßfiltern 188a, b und 189a, b werden auch zu den Vergleichern 212 geführt, die die Schwellensignale mit den Quadratursignalen vergleichen. Die Vergleicher 212 werden vorzugsweise mit Hochgeschwindigkeits-CMOS-Schaltungen realisiert, wie z. B. den TLC374-Vergleicherchips, die durch Texas Instruments vertrieben werden. Das Schieberegister 214, das vorzugsweise aus vier 74HC4094-8-Bit-Schieberegisterchips ausgebildet wird, bietet eine 1-Bit-Analog-zu-digital-(A/D)- Umwandlung, die auf einer internen Schwellenwertbildung beruht.
• Wenn das Schieberegister 214 einmal voll ist, wird dessen Ausgang zu einem Erstes-ein-erstes-aus-(FIFO)-Puffer 216 stroboskopisch ausgetaktet, der vorzugsweise vier 4-Bit x 16-Wort-74HC40105-Chips umfaßt. Auf die gespeicherten Abtastwerte wird dann bis zu 128 durch den DSP 196 über den digitalen Bus 168 zugegriffen. Daher muß der DSP 196 nicht kontinuierlich das Schieberegister 214 lesen, da die Abtastwerte in dem FIFO 216 zwischengespeichert werden.
• Die Grundidee hinter dem Abtastmodul besteht darin, daß zufällige Streuungsobjekte bewirken, daß das Echosignal so viele Hochs wie Tiefs erzeugt, die ein mittleres Null-Signal erzeugen sollten. Der DSP 196 oder der Mikrocomputer 166 führt eine statistische Berechnung durch, um zu bestimmen, ob die Abtastwerte im Mittel null sind und falls nicht, dann wird ein neues Schwellen-Steuerwort in den D/A-Wandler 210 geschrieben. Diese Schwellenmanipulation beseitigt Spannungsoffsets bzw. Spannungsversätze, die durch die Schaltungsanordnung wahrscheinlich verursacht werden, einschließlich solcher Komponenten, wie den Tiefpaßfiltern 188, 189 (Fig. 7), Vergleichern 212 und Schieberegistern 214.
• Nun wird gewürdigt werden, daß die vorliegende Erfindung eine Einrichtung zum Messen der Strömungsgeschwindigkeit bietet, die Verbesserungen bei der Kombination des Profilierungsbereichs und der räumlich-zeitlichen Auflösung bereitstellt. Die Verbesserungen rühren von der Anwendung eines phasenkodierten, akustischen Signals und einer Autokorrelationsverarbeitung zum Messen der Doppler-Verschiebung zwischen zwei Impulsen her, die in einem einzelnen Übertragungszyklus erzeugt werden.
• Obwohl die Anwendung der vorliegenden Erfindung zum Messen der Geschwindigkeit, die hier offenbart ist, auf eine Strömungsprofilierung bezogen ist, sollte es ersichtlich sein, daß andere Geschwindigkeitsmessungs-Anwendungen wahrscheinlich von der vorliegenden Erfindung profitieren würden, einschließlich der folgenden: eine Bodennachführung zum Bestimmen der Schiffgeschwindigkeit, Geschwindigkeitsmessungen eines in der Luft geführten Gegenstands unter Verwendung von Radar, Blutflußmessung und Abwasser- und Wassergeschwindigkeiten in Röhren.

Claims (14)

1. Verfahren zum Ableiten eines Maßes der relativen Geschwindigkeit einer Signalquellen-Sensorkombination und eines davon getrennten Feldes von Streuungseinrichtungen über ein Medium, durch das sich das Signal fortpflanzt, wobei die Quellen-Sensorkombination eine Vielzahl von Wandlern (152) umfaßt und das Verfahren die Schritte aufweist:

- Aktivieren der Wandler (152) zum Ausstrahlen eines Signals, das eine Vielzahl von Impulsen mit einer vorbestimmten Trennung aufweist, in das Medium zum Feld der Streuungseinrichtungen hin, wobei die Impulse zumindest einen ersten und einen zweiten Impuls (140a, b) aufweisen und wobei die Anfänge aufeinanderfolgender Impulse um eine vorgewählte Verzögerungszeit (L1) getrennt sind;

- Erfassen eines zusammengesetzten Signals, das einen Satz von Echorückstrahlungen der Impulse aufweist, die von dem Feld der Streuungseinrichtungen reflektiert werden;

- komplexes Abtasten des zusammengesetzten Echorückstrahlungssignals mit vorgewählten Abtastintervallen, so daß ein erster Satz komplexer Abtastwerte bereitgestellt wird;

- Verzögern des ersten Satzes der komplexen Abtastwerte um die vorgewählte Verzögerungszeit, so daß ein zweiter Satz komplexer Abtastwerte bereitgestellt wird;

- Weiterleiten des ersten und des zweiten Satzes von Abtastwerten an einen komplexen Korrelator (196), wobei der erste Satz primär aus Echos von dem ersten Impuls (140a) besteht und der zweite Satz primär aus Echos vom zweiten Impuls (140b) besteht, und Bilden der komplexen Produkte von Elementen des ersten Satzes mit komplex Konjugierten von Elementen des zweiten Satzes als Ausgangswerte zum Erzeugen eines komplexen Korrelationswertes; und

- Erhalten einer Dopplerfrequenz, die auf der Phasenänderung beruht, die aus dem komplexen Korrelationswert berechnet wird, wobei die Wandler so konfiguriert werden, daß eine Vielzahl orthogonaler Geschwindigkeitskomponenten erhalten werden kann.

2. Verfahren nach Anspruch 1,

das zusätzlich den Schritt des Berechnens einer Geschwindigkeitskomponente der Streuungseinrichtungen unter Verwendung der Dopplerfrequenz aufweist.

3. Verfahren nach Anspruch 1,

wobei die Impulse codiert sind.

4. Verfahren nach Anspruch 1,

wobei der Schritt des Verzögerns der Abtastwerte das Abspeichern des ersten Satzes von Abtastwerten in einem Speicher aufweist.

5. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung (100), die eine Einrichtung (166) zum Berechnen einer Geschwindigkeit unter Verwendung der Dopplerfrequenz aufweist, gekennzeichnet durch:

- eine Vielzahl von Wandlern (152) zum Übertragen und zum Empfangen eines akustischen Signals (104) mit ersten und zweiten Impulsen (140a, b), wobei die Anfänge aufeinanderfolgender Impulse um eine vorgewählte Verzögerungszeit (L1) getrennt sind und wobei die Impulse sich über zumindest einen Teil eines ausgewählten Zeitintervalls zusammen in einem Fluid befinden, wobei die Wandler so konfiguriert sind, daß eine Vielzahl orthogonaler Geschwindigkeitskomponenten erhalten werden kann;

- eine Abtasteinrichtung (194) zum Abtasten von Quadraturkomponenten eines empfangenen, zusammengesetzten Signals über ein Zeitintervall, das von der ausgewählten Bereichszelle (106) abhängt, so daß ein erster Satz komplexer Abtastwerte bereitgestellt wird, wobei das empfangene zusammengesetzte Signal Echos von beiden der übertragenen Impulse (140a, b) aufweist;

- eine Einrichtung zum Verzögern des ersten Satzes komplexer Abtastwerte um die vorgewählte Verzögerungszeit zum Bereitstellen eines zweiten Satzes komplexer Abtastwerte;

- eine Einrichtung (166, 196) zum Erzeugen der komplexen Produkte von Elementen des ersten Satzes mit komplex Konjugierten von Elementen des zweiten Satzes zum Berechnen der Autokorrelation der abgetasteten Quadraturkomponenten; und

- eine Einrichtung (166) zum Bestimmen der Dopplerfrequenz des empfangenen Signais, die eine Einrichtung zum Berechnen der Phasenänderung des akustischen Signals aus dem Autokorrelationsergebnis aufweist.

6. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei eine Vielzahl von Wandlern (152) so konfiguriert ist, daß eine Vielzahl orthogonaler Geschwindigkeitskomponenten erhalten werden kann.

7. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 6,

wobei die Wandler (152) in einer Janus-Konfiguration angeordnet sind.

8. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei die Abtasteinrichtung (194) eine Steuereinrichtung zum Beschränken von Spannungsoffsets aufweist.

9. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei die Geschwindigkeits-Berechnungseinrichtung (166) eine Einrichtung zum Normalisieren der Geschwindigkeit auf feste Erdbezugskoordinaten aufweist.

10. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei das ausgewählte Zeitintervall von einer Rundlaufzeit zwischen Streuungseinrichtungen in einem gewählten Bereich und der Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung abhängt.

11. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei die übertragenden und empfangenden Wandler zusammen einen einstückigen Wandler ausbilden.

12. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei die übertragenden und empfangenden Wandler einen getrennten Aufbau aufweisen.

13. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 5,

wobei jeder Impuls codiert ist.

14. Strömungsprofil-Bestimmungseinrichtung nach Anspruch 13,

wobei der Code eine Phasencodierung aufweist.