JPH0646572A - 逆変換装置 - Google Patents
逆変換装置Info
- Publication number
- JPH0646572A JPH0646572A JP4068514A JP6851492A JPH0646572A JP H0646572 A JPH0646572 A JP H0646572A JP 4068514 A JP4068514 A JP 4068514A JP 6851492 A JP6851492 A JP 6851492A JP H0646572 A JPH0646572 A JP H0646572A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- commutation
- circuit
- parallel
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な回路構成で過渡過電圧を抑制できる自
己消弧形スイッチング素子モジュールＴＭで構成された
逆変換装置ＩＮＴを提供する。 【構成】 直流電源ＣＶＴの二つの給電点ＳP,ＳN と逆
変換装置の導体フレームＦＲP,ＦＲN 上の受電点ＭP,Ｍ
N との間に少なくとも１個の転流ダイオードＤP,ＤN を
並列に接続し、ダイオードの順方向が母線ＬP,ＬN を流
れる定常電流の方向とは逆である。
己消弧形スイッチング素子モジュールＴＭで構成された
逆変換装置ＩＮＴを提供する。 【構成】 直流電源ＣＶＴの二つの給電点ＳP,ＳN と逆
変換装置の導体フレームＦＲP,ＦＲN 上の受電点ＭP,Ｍ
N との間に少なくとも１個の転流ダイオードＤP,ＤN を
並列に接続し、ダイオードの順方向が母線ＬP,ＬN を流
れる定常電流の方向とは逆である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流電源より給電を
受け、自己消弧素子を使用して所定周波数の交流電力を
発生させる逆変換装置に関する。
受け、自己消弧素子を使用して所定周波数の交流電力を
発生させる逆変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の逆変換装置では、一般に自己消
弧型素子を使用する回路構成が採用されている。特に、
近年高出力でスイッチング速度の早い電力トランジスタ
あるいはＦＥＴ素子が作製され、実用化されている。し
かし、これ等の素子の転流および過負荷遮断時には強力
な遷移電圧あるいは電流を伴い、往々これ等の素子の動
作に対する安全な許容範囲を越えることがあり、素子を
破損するけでなく、周囲の回路素子も破損し、逆変換装
置自体を使用不能にする。
弧型素子を使用する回路構成が採用されている。特に、
近年高出力でスイッチング速度の早い電力トランジスタ
あるいはＦＥＴ素子が作製され、実用化されている。し
かし、これ等の素子の転流および過負荷遮断時には強力
な遷移電圧あるいは電流を伴い、往々これ等の素子の動
作に対する安全な許容範囲を越えることがあり、素子を
破損するけでなく、周囲の回路素子も破損し、逆変換装
置自体を使用不能にする。
【０００３】この種の逆変換装置のうち中位の電力変換
を行う装置 (20 kVA〜 100kVA の容量の装置) では、通
常上記の過渡過電圧発生抑制に対する対策に比較的簡単
な解決策が講じられている。この装置の概要とその対策
をここで、簡単に概観しておく。
を行う装置 (20 kVA〜 100kVA の容量の装置) では、通
常上記の過渡過電圧発生抑制に対する対策に比較的簡単
な解決策が講じられている。この装置の概要とその対策
をここで、簡単に概観しておく。
【０００４】図１に示すように、この種の逆変換装置Ｉ
ＮＴは、順変換装置ＣＶＴと組みにして使用されること
が多い。この発明では、便宜上、船舶の動力部に装着さ
れている発電機Ｍから入力端Ｔ１を経由して三相交流電
力を順変換装置ＣＶＴに導入する。順変換装置ＣＶＴか
ら出た直流出力電圧は正負母線ＬP,ＬN を経由して逆変
換装置ＩＮＴに導入される。そして、この逆変換装置Ｉ
ＮＴの三相出力電力を出力端Ｔ２から所要電源部、例え
ば船舶中の照明装置、船内機器の動力電源として使用さ
れる。
ＮＴは、順変換装置ＣＶＴと組みにして使用されること
が多い。この発明では、便宜上、船舶の動力部に装着さ
れている発電機Ｍから入力端Ｔ１を経由して三相交流電
力を順変換装置ＣＶＴに導入する。順変換装置ＣＶＴか
ら出た直流出力電圧は正負母線ＬP,ＬN を経由して逆変
換装置ＩＮＴに導入される。そして、この逆変換装置Ｉ
ＮＴの三相出力電力を出力端Ｔ２から所要電源部、例え
ば船舶中の照明装置、船内機器の動力電源として使用さ
れる。
【０００５】直流電力を三相交流電力に変換するこの逆
変換装置ＩＮＴでは、各相Ｕ，Ｖ，Ｗ当たりに対にして
配置した、自己消弧型素子である、例えばトランジスタ
Ｔｒ 1,Ｔｒ2 から成るトランジスタ・モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 によって方形波に変換される。この場合、
図示していない位相制御回路によってトランジスタＴｒ
1,Ｔｒ2 の切り換え時間を制御する制御信号を対応する
ベースＢu1, Ｂl1に印加して、上記の変換を行い、トラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の対応する出
力端Ｏ1 等から各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電力を得る。また、必
要とあれば、こら等の方形波を、例えばパルス幅変調法
によって、適当な正弦波等に変換することもできるトラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 は、通常の場
合、電流電圧に応じた導電性材料製のフレームＦＲP,Ｆ
ＲN の上に装着される。そして、順変換装置ＣＶＴで整
流された電力は、順変換装置ＣＶＴの給電点ＳP,ＳN か
ら母線ＬP,ＬN を経由して受電点ＭP,ＭN に達する。
変換装置ＩＮＴでは、各相Ｕ，Ｖ，Ｗ当たりに対にして
配置した、自己消弧型素子である、例えばトランジスタ
Ｔｒ 1,Ｔｒ2 から成るトランジスタ・モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 によって方形波に変換される。この場合、
図示していない位相制御回路によってトランジスタＴｒ
1,Ｔｒ2 の切り換え時間を制御する制御信号を対応する
ベースＢu1, Ｂl1に印加して、上記の変換を行い、トラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の対応する出
力端Ｏ1 等から各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電力を得る。また、必
要とあれば、こら等の方形波を、例えばパルス幅変調法
によって、適当な正弦波等に変換することもできるトラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 は、通常の場
合、電流電圧に応じた導電性材料製のフレームＦＲP,Ｆ
ＲN の上に装着される。そして、順変換装置ＣＶＴで整
流された電力は、順変換装置ＣＶＴの給電点ＳP,ＳN か
ら母線ＬP,ＬN を経由して受電点ＭP,ＭN に達する。
【０００６】上記の構成による電源装置では、トランジ
スタＴｒ1,Ｔｒ2 の転流および過負荷遮断時に遷移過渡
電圧（所謂キックバック電圧）が生じる。そして、逆バ
イアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）を越えて、トランジスタ
Ｔｒ1,Ｔｒ2 を破損に導く。これを防止するため、例え
ば、各トランジスタＴｒ1 またはＴｒ2 のコレクタとエ
ミッタの間に抵抗、コンデンサおよびダイオードから成
る簡単なスナバ回路を挿入したり（例えば、正田英介、
天野比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム
社、昭和 63 年６月出版、第１５頁参照）、あるいは、
母線ＬP,ＬN に限流リアクトル（図示せず）を挿入し、
このリアクトルの両端にフリーホィールダイード（図示
せず）を並列に接続している（例えば、正田英介、天野
比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム社、
昭和 63 年６月出版、第１７頁参照）ことによって過渡
遷移電圧を抑制している。この種の対策は、各素子の寸
法および重量が大きいため、相当な取付スペースを必要
とする。しかも、そのために望ましくない浮遊容量ある
いは誘導性インダクタンスの増加をもたらし、回路の動
的特性に悪影響さえ与える。
スタＴｒ1,Ｔｒ2 の転流および過負荷遮断時に遷移過渡
電圧（所謂キックバック電圧）が生じる。そして、逆バ
イアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）を越えて、トランジスタ
Ｔｒ1,Ｔｒ2 を破損に導く。これを防止するため、例え
ば、各トランジスタＴｒ1 またはＴｒ2 のコレクタとエ
ミッタの間に抵抗、コンデンサおよびダイオードから成
る簡単なスナバ回路を挿入したり（例えば、正田英介、
天野比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム
社、昭和 63 年６月出版、第１５頁参照）、あるいは、
母線ＬP,ＬN に限流リアクトル（図示せず）を挿入し、
このリアクトルの両端にフリーホィールダイード（図示
せず）を並列に接続している（例えば、正田英介、天野
比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム社、
昭和 63 年６月出版、第１７頁参照）ことによって過渡
遷移電圧を抑制している。この種の対策は、各素子の寸
法および重量が大きいため、相当な取付スペースを必要
とする。しかも、そのために望ましくない浮遊容量ある
いは誘導性インダクタンスの増加をもたらし、回路の動
的特性に悪影響さえ与える。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】この発明の課題は、上
記の難点を排除し、自己消弧型のスイッチング素子によ
る過渡過電圧の発生を抑制できる、簡単でしかも占有ス
ペースの少ない回路構成を有し、それ故に製造および保
守に対する経費を大幅に低減でき、動作が安定で信頼性
のある、冒頭に述べた種類の逆変換装置を提供すること
にある。
記の難点を排除し、自己消弧型のスイッチング素子によ
る過渡過電圧の発生を抑制できる、簡単でしかも占有ス
ペースの少ない回路構成を有し、それ故に製造および保
守に対する経費を大幅に低減でき、動作が安定で信頼性
のある、冒頭に述べた種類の逆変換装置を提供すること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、冒頭に述べた種類の逆変換装置の場合、直流電
源ＣＶＴの二つの給電点ＳP,ＳN と逆変換装置ＩＮＴ中
の自己消弧素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 を装着す
る正負電位の導体フレームＦＲP,ＦＲN の二つの受電点
ＭP,ＭN との間をそれぞれ結ぶ母線ＬP,ＬN の少なくと
も一方に少なくとも１個の転流ダイオードＤP,ＤN を並
列に接続し、その場合、転流ダイオードＤP,ＤN の順方
向が母線ＬP,ＬN を流れる定常電流の方向とは逆である
ことによって解決されている。
により、冒頭に述べた種類の逆変換装置の場合、直流電
源ＣＶＴの二つの給電点ＳP,ＳN と逆変換装置ＩＮＴ中
の自己消弧素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 を装着す
る正負電位の導体フレームＦＲP,ＦＲN の二つの受電点
ＭP,ＭN との間をそれぞれ結ぶ母線ＬP,ＬN の少なくと
も一方に少なくとも１個の転流ダイオードＤP,ＤN を並
列に接続し、その場合、転流ダイオードＤP,ＤN の順方
向が母線ＬP,ＬN を流れる定常電流の方向とは逆である
ことによって解決されている。
【０００９】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲の従属請求項に記載されている。
求の範囲の従属請求項に記載されている。
【００１０】
【実施例】以下、実施例を示す図面に基づき、この発明
をより詳しく説明する。この場合、以下の図面で使用す
る符号が図１と同一機能を有する場合には、同じ符号を
使用する。また、回路構成上同一の機能を有し、直接説
明に必要でない部材の符号を簡単のため省略する。
をより詳しく説明する。この場合、以下の図面で使用す
る符号が図１と同一機能を有する場合には、同じ符号を
使用する。また、回路構成上同一の機能を有し、直接説
明に必要でない部材の符号を簡単のため省略する。
【００１１】図２には、自己消弧型のスイッチング素子
による過渡過電圧の発生を抑制するため、４個のスナバ
回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を正負導体フレームＦＲ
P,ＦＲN の間に差し渡し、各自己消弧型素子モジュール
ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に隣接させて配設する。その場合、
特に重要なことは、線間あるいは部品間の浮遊容量や誘
導性負荷の増加を避けるため、できる限り線路の長さや
部品間の距離、つまりスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,Ｔ
Ｘ4 やモジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の間の距離を短く
し、しかもこれ等の部品を導体フレームＦＲP,ＦＲN 上
で対称配置にする必要がある。更に、順変換器ＣＶＴま
たは直流電源の両給電点ＳP,ＳN からそれぞれ母線ＬP,
ＬN を経由して導入される逆変換装置ＩＮＴの正負導体
フレームＦＲP,ＦＲN にある受電点ＭP,ＭN の位置は、
導体フレームＦＲP,ＦＲN の中心、つまり図２の場合、
三つの自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の
中央のモジュールＴＭ2 のところに配設する。なお、図
２および以下で説明する図４と図５では、説明の都合
上、受電点ＭP,ＭN はモジュールＴＭ2 の接続点に一致
させてなく、少しずらし配置されている。
による過渡過電圧の発生を抑制するため、４個のスナバ
回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を正負導体フレームＦＲ
P,ＦＲN の間に差し渡し、各自己消弧型素子モジュール
ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に隣接させて配設する。その場合、
特に重要なことは、線間あるいは部品間の浮遊容量や誘
導性負荷の増加を避けるため、できる限り線路の長さや
部品間の距離、つまりスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,Ｔ
Ｘ4 やモジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の間の距離を短く
し、しかもこれ等の部品を導体フレームＦＲP,ＦＲN 上
で対称配置にする必要がある。更に、順変換器ＣＶＴま
たは直流電源の両給電点ＳP,ＳN からそれぞれ母線ＬP,
ＬN を経由して導入される逆変換装置ＩＮＴの正負導体
フレームＦＲP,ＦＲN にある受電点ＭP,ＭN の位置は、
導体フレームＦＲP,ＦＲN の中心、つまり図２の場合、
三つの自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の
中央のモジュールＴＭ2 のところに配設する。なお、図
２および以下で説明する図４と図５では、説明の都合
上、受電点ＭP,ＭN はモジュールＴＭ2 の接続点に一致
させてなく、少しずらし配置されている。
【００１２】実際には、部品の配置および母線の太さや
可撓性のため、受電点ＭP,ＭN を完全に正負導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の中心に配設することが困難に場合に
は、極力中央のモジュールＴＭ2 の近くに設けることが
望ましい。
可撓性のため、受電点ＭP,ＭN を完全に正負導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の中心に配設することが困難に場合に
は、極力中央のモジュールＴＭ2 の近くに設けることが
望ましい。
【００１３】スナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 は、
図３に示すように、それ自体公知の回路構成を有する。
即ち、正導体フレームＦＲP に接続する正端子Ｐに抵抗
ＲとダイオードＤを並列回路の一端を接続し、他端をコ
ンデンサＣに接続し、負端子Ｎに直列接続された回路構
成を有する。この場合、ダイオードの向きを順方向か正
端子Ｐから負端子Ｎに向ける必要がある。
図３に示すように、それ自体公知の回路構成を有する。
即ち、正導体フレームＦＲP に接続する正端子Ｐに抵抗
ＲとダイオードＤを並列回路の一端を接続し、他端をコ
ンデンサＣに接続し、負端子Ｎに直列接続された回路構
成を有する。この場合、ダイオードの向きを順方向か正
端子Ｐから負端子Ｎに向ける必要がある。
【００１４】自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,Ｔ
Ｍ3 による転流時の過渡過電圧を排除する他の構成とし
て、図４に示す回路を使用することができる。この場
合、順変換器ＣＶＴの正給電点ＳP を逆変換装置ＩＮＴ
の正受電点ＭP に接続する正母線ＬP に対して並列に転
流ダイオードＤP を接続する。この並列接続はダイオー
ドの両端に接続された導線ＬP ′を介して正給電点ＳP
と正受電点ＭP との間で直接行われ、母線ＬP にはリア
クトルのようなリアクタンス成分を含む回路素子が挿入
されていない。また、ダイオードＤP の順方向は、図示
のように、正受電点ＭP から正給電点ＳP を向いてい
る。このダイオードＤP の耐圧および電流容量に関して
は、実験的に最適値を求めるべきであるが、例えば定格
負荷電流ｉ0，定格出力電圧ｖ0 に対して、目安として
耐圧＝３ｖ0 ボルト以上、電流値＝２ｉ0 アンペヤのダ
イオードを使用すべきである。一般に、出力交流電圧の
周波数が高い場合、高速ダイオードを使用すべきである
が、商用電源の程度、つまり 50 〜 60 Hzの場合には、
一般のダイオードで充分有効な効果を与える。
Ｍ3 による転流時の過渡過電圧を排除する他の構成とし
て、図４に示す回路を使用することができる。この場
合、順変換器ＣＶＴの正給電点ＳP を逆変換装置ＩＮＴ
の正受電点ＭP に接続する正母線ＬP に対して並列に転
流ダイオードＤP を接続する。この並列接続はダイオー
ドの両端に接続された導線ＬP ′を介して正給電点ＳP
と正受電点ＭP との間で直接行われ、母線ＬP にはリア
クトルのようなリアクタンス成分を含む回路素子が挿入
されていない。また、ダイオードＤP の順方向は、図示
のように、正受電点ＭP から正給電点ＳP を向いてい
る。このダイオードＤP の耐圧および電流容量に関して
は、実験的に最適値を求めるべきであるが、例えば定格
負荷電流ｉ0，定格出力電圧ｖ0 に対して、目安として
耐圧＝３ｖ0 ボルト以上、電流値＝２ｉ0 アンペヤのダ
イオードを使用すべきである。一般に、出力交流電圧の
周波数が高い場合、高速ダイオードを使用すべきである
が、商用電源の程度、つまり 50 〜 60 Hzの場合には、
一般のダイオードで充分有効な効果を与える。
【００１５】図４では、母線ＬP,ＬN の一方、つまりＬ
P の方に上記のような転流ダイオードＤP を並列接続し
たが、他方、つまりＬN の方に接続してもよく、また両
方、つまり母線ＬP,ＬN にそれぞれ転流ダイオードＤP
を並列接続してもよい。ＬNの方に接続した場合でも、
ダイオードＤP の順方向は母線を流れる定常電流の向き
とは逆にすべきである。
P の方に上記のような転流ダイオードＤP を並列接続し
たが、他方、つまりＬN の方に接続してもよく、また両
方、つまり母線ＬP,ＬN にそれぞれ転流ダイオードＤP
を並列接続してもよい。ＬNの方に接続した場合でも、
ダイオードＤP の順方向は母線を流れる定常電流の向き
とは逆にすべきである。
【００１６】この発明による効果を調べるため、図１に
相当する順変換器ＣＶＴと逆変換装置ＩＮＴから成る実
際の電源装置で過渡特性の実験を行った。この実験で
は、自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に三
社電機製作所製のトランジスタモジール，SQD 300 BA 6
0 を使用し、図１の母線ＬP,ＬN の間に１個のブレーカ
ーを入れ、一方の母線ＬP に１個のメーターシャント抵
抗を接続し、更にこの母線に電流変成器を挿入して過渡
電流を測定した。また、出力端にブレーカーを入れて三
相負荷出力端を短絡しておいた。出力側のブレーカーを
開いた状態で、全体の装置を起動させた後、安定した状
態から、出力側のブレーカーを閉じて、導体フレームＦ
ＲP,ＦＲN の間にオシロスコープのプローブを当ててト
ランジスタの転流および過負荷遮断時の過渡電圧の測定
を直接測定し、同時に母線の過渡電流を上記電流変成器
で測定した。
相当する順変換器ＣＶＴと逆変換装置ＩＮＴから成る実
際の電源装置で過渡特性の実験を行った。この実験で
は、自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に三
社電機製作所製のトランジスタモジール，SQD 300 BA 6
0 を使用し、図１の母線ＬP,ＬN の間に１個のブレーカ
ーを入れ、一方の母線ＬP に１個のメーターシャント抵
抗を接続し、更にこの母線に電流変成器を挿入して過渡
電流を測定した。また、出力端にブレーカーを入れて三
相負荷出力端を短絡しておいた。出力側のブレーカーを
開いた状態で、全体の装置を起動させた後、安定した状
態から、出力側のブレーカーを閉じて、導体フレームＦ
ＲP,ＦＲN の間にオシロスコープのプローブを当ててト
ランジスタの転流および過負荷遮断時の過渡電圧の測定
を直接測定し、同時に母線の過渡電流を上記電流変成器
で測定した。
【００１７】順変換器ＣＶＴに入力する三相正弦交流は
205 V rmsで、周波数は 40 〜 120Hz であり、出力は
三相方形波で電圧 225 V rmsで、周波数は 60 Hz一定で
あった。
205 V rmsで、周波数は 40 〜 120Hz であり、出力は
三相方形波で電圧 225 V rmsで、周波数は 60 Hz一定で
あった。
【００１８】使用したスナバ回路は図３の回路構成で、
Ｒ＝ 1.5Ω / 5Ｗ (酸化金属抵抗),Ｃ＝ 3μF / 630 V
(金属化ポリプロピレンフィルムコンデンサ), Ｄ： E
RD 27 - 10 (富士電機社製 )を用いた。また、図４の転
流ダイオードＤP は三社電機製作所の FRS 200 BA 60を
使用した。
Ｒ＝ 1.5Ω / 5Ｗ (酸化金属抵抗),Ｃ＝ 3μF / 630 V
(金属化ポリプロピレンフィルムコンデンサ), Ｄ： E
RD 27 - 10 (富士電機社製 )を用いた。また、図４の転
流ダイオードＤP は三社電機製作所の FRS 200 BA 60を
使用した。
【００１９】比較として、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称に配設した場合のスイッチ
ング特性を、図６に示す。
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称に配設した場合のスイッチ
ング特性を、図６に示す。
【００２０】４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ
4 を図３に示す同じタイプの３個の回路素子Ｒ，Ｃ，Ｄ
で形成し、図２に示す対称配置にした場合のスイッチン
グ特性を、図７に示す。
4 を図３に示す同じタイプの３個の回路素子Ｒ，Ｃ，Ｄ
で形成し、図２に示す対称配置にした場合のスイッチン
グ特性を、図７に示す。
【００２１】図４に示す１個の転流ダイオードＤP のみ
を母線ＬP に並列接続し、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称に配置した場合のスイッチ
ング特性を、図８に示す。
を母線ＬP に並列接続し、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称に配置した場合のスイッチ
ング特性を、図８に示す。
【００２２】母線ＬP に１個の転流ダイオードＤP を並
列接続し、同時に図３に示す４個のスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図３のように組み合わせて配置した
場合のスイッチング特性を、図９に示す。
列接続し、同時に図３に示す４個のスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図３のように組み合わせて配置した
場合のスイッチング特性を、図９に示す。
【００２３】図４の配置に加えて、戻り母線ＬN にも並
列に１個の転流ダイオードＤN を接続し、同時に図３の
タイプの４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を
配置した図５の回路のスイッチング特性を、図１０に示
す。
列に１個の転流ダイオードＤN を接続し、同時に図３の
タイプの４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を
配置した図５の回路のスイッチング特性を、図１０に示
す。
【００２４】図６〜１０の各々は同じ条件で測定され、
横軸の１目盛が 100μs, 縦軸の１目盛が出力電圧Ｖ0
に対して、200 V で、電流Ｉ0 に対して 250 Aである。
また、短絡させるためのブレーカーの閉時点はαであ
る。
横軸の１目盛が 100μs, 縦軸の１目盛が出力電圧Ｖ0
に対して、200 V で、電流Ｉ0 に対して 250 Aである。
また、短絡させるためのブレーカーの閉時点はαであ
る。
【００２５】図６から明らかなように、コンデンサ１個
のみの最も簡単なスナバ回路では、閉時点α後 75 μs
でトランジスタが実質上スイッチングを開始し、次い
で、電圧電流ともに著しい振動波形を示す。この振動
は、この過渡電圧を減衰させるため使用したコンデンサ
Ｃと回路中の誘導性リアクタンスから成る実効共振回路
によるものである。また、トランジスタの転流時の遅れ
による著しい逆電流が閉時点α後 75 μs （図中記号β
として示してある）で生じる。この測定での出力電圧Ｖ
0 の最大値と最小値はそれぞれ 660 Vと 60 V であり、
このトランジスタの逆バイアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）
から離脱している（なお、コンデンサＣを使用しない、
スナバ回路の全くない図１の構成では、確実にトランジ
スタモジュールが破損し、使用不能に陥った）。もちろ
ん、使用する負荷あるいは使用電圧等でこの安全領域を
簡単に越えてしまう恐れがあり、このようなコンデンサ
Ｃのみのスナバ回路は信頼性に欠けた、極めて危険な装
置である。
のみの最も簡単なスナバ回路では、閉時点α後 75 μs
でトランジスタが実質上スイッチングを開始し、次い
で、電圧電流ともに著しい振動波形を示す。この振動
は、この過渡電圧を減衰させるため使用したコンデンサ
Ｃと回路中の誘導性リアクタンスから成る実効共振回路
によるものである。また、トランジスタの転流時の遅れ
による著しい逆電流が閉時点α後 75 μs （図中記号β
として示してある）で生じる。この測定での出力電圧Ｖ
0 の最大値と最小値はそれぞれ 660 Vと 60 V であり、
このトランジスタの逆バイアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）
から離脱している（なお、コンデンサＣを使用しない、
スナバ回路の全くない図１の構成では、確実にトランジ
スタモジュールが破損し、使用不能に陥った）。もちろ
ん、使用する負荷あるいは使用電圧等でこの安全領域を
簡単に越えてしまう恐れがあり、このようなコンデンサ
Ｃのみのスナバ回路は信頼性に欠けた、極めて危険な装
置である。
【００２６】図７では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる著しい振動を完全に減衰させることができ、
出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 620 Vおよび
244Vとなった。
s で現れる著しい振動を完全に減衰させることができ、
出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 620 Vおよび
244Vとなった。
【００２７】図８では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって完全に
遮断されている。しかし、図６で生じた振動現象を再び
みることができる。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそ
れぞれ 636 Vおよび 92 V となった。
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって完全に
遮断されている。しかし、図６で生じた振動現象を再び
みることができる。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそ
れぞれ 636 Vおよび 92 V となった。
【００２８】図９では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって遮断さ
れ、しかも図６で生じた振動現象も完全に排除されてい
る。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 548 Vお
よび 268 Vとなった。
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって遮断さ
れ、しかも図６で生じた振動現象も完全に排除されてい
る。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 548 Vお
よび 268 Vとなった。
【００２９】図１０では、過渡出力電圧Ｖ0 の最大値と
最小値はそれぞれ 516 Vおよび 260Vとなって更に低減
された。これ等の結果を総合的に評価すると、コンデン
サＣ，抵抗ＲおよびダイオードＤから成るスナバ回路Ｔ
Ｘ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を、導体フレームＦＲP,ＦＲN
上でトランジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対し
て対称に配置し、母線Ｌ P,ＬN と順変換器ＣＶＴの対応
する給電点ＳP,ＳN との間にそれぞれ１個の転流ダイオ
ードＤP,ＤN を並列に接続した場合が、最も効果的に過
渡電圧と電流を抑制していることが判る。
最小値はそれぞれ 516 Vおよび 260Vとなって更に低減
された。これ等の結果を総合的に評価すると、コンデン
サＣ，抵抗ＲおよびダイオードＤから成るスナバ回路Ｔ
Ｘ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を、導体フレームＦＲP,ＦＲN
上でトランジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対し
て対称に配置し、母線Ｌ P,ＬN と順変換器ＣＶＴの対応
する給電点ＳP,ＳN との間にそれぞれ１個の転流ダイオ
ードＤP,ＤN を並列に接続した場合が、最も効果的に過
渡電圧と電流を抑制していることが判る。
【００３０】また、この発明を三相出力電圧の電源装置
に関して説明したが、この発明による回路配置は単相出
力電圧の電源装置に対しても全く同じ技術思想を適用で
きることも付記する。何れにしても、この発明の内容を
種々の方法で変形または改良することができるが、特許
請求の範囲に規定する装置であれば、全てこの発明の範
疇に属する。
に関して説明したが、この発明による回路配置は単相出
力電圧の電源装置に対しても全く同じ技術思想を適用で
きることも付記する。何れにしても、この発明の内容を
種々の方法で変形または改良することができるが、特許
請求の範囲に規定する装置であれば、全てこの発明の範
疇に属する。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、この発明による非
常に簡単な転流ダイオードの配置により、逆変換装置の
転流時の過渡電圧および電流を適度な値に低減でき、出
力トランジスタあるいはＦＥＴのような能動素子の破損
を防止できる。そのため、装置が非常にコンパクトに構
成され、製造および保守とも低価格で行える。
常に簡単な転流ダイオードの配置により、逆変換装置の
転流時の過渡電圧および電流を適度な値に低減でき、出
力トランジスタあるいはＦＥＴのような能動素子の破損
を防止できる。そのため、装置が非常にコンパクトに構
成され、製造および保守とも低価格で行える。
【図１】逆変換装置を含む三相交流出力電源装置の一般
的な回路構成を示すブロック図である。
的な回路構成を示すブロック図である。
【図２】スナバ回路を自己消弧素子の近傍に対称配設し
た三相交流出力電源装置のブロック図である。
た三相交流出力電源装置のブロック図である。
【図３】図２に使用するスナバ回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図４】順変換器と逆変換装置の間の母線の一方に１個
の転流ダイオードを挿入した場合の三相交流出力電源装
置のブロック図である。
の転流ダイオードを挿入した場合の三相交流出力電源装
置のブロック図である。
【図５】順変換器と逆変換装置の間の母線の両方にそれ
ぞれ１個の転流ダイオードを挿入し、更に図２のスナバ
回路を配置した三相交流出力電源装置のブロック図であ
る。
ぞれ１個の転流ダイオードを挿入し、更に図２のスナバ
回路を配置した三相交流出力電源装置のブロック図であ
る。
【図６】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（スナバ回路として単一コンデンサのみ
使用し、図２の回路配置を使用した場合）。
すグラフである（スナバ回路として単一コンデンサのみ
使用し、図２の回路配置を使用した場合）。
【図７】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（スナバ回路として図３の回路を使用
し、図２の回路配置を使用した場合）。
すグラフである（スナバ回路として図３の回路を使用
し、図２の回路配置を使用した場合）。
【図８】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（転流ダイオードを使用した図４の回路
に更に図２の回路配置を使用し、各スナバ回路に単一コ
ンデンサのみ使用した場合）。
すグラフである（転流ダイオードを使用した図４の回路
に更に図２の回路配置を使用し、各スナバ回路に単一コ
ンデンサのみ使用した場合）。
【図９】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（図８の場合のスナバ回路を図３の方式
で構成した場合）。
すグラフである（図８の場合のスナバ回路を図３の方式
で構成した場合）。
【図１０】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を
示すグラフである（図５の配置に加えて、スナバ回路を
図３の方式で構成した場合）。
示すグラフである（図５の配置に加えて、スナバ回路を
図３の方式で構成した場合）。
ＣＶＴ 順変換器 ＩＮＴ 逆変換装置 Ｍ 発電機 Ｔ1 入力端 Ｔ2 出力端 ＬP,ＬN 母線 ＳP,ＳN 給電点 ＭP,ＭN 受電点 ＦＲP,ＦＲN 導体フレーム Ｄp,ＤN 転流ダイオード ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 自己消弧素子のモジュー
ル ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 スナバ回路
ル ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 スナバ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源より給電を受け、自己消弧素子
を使用して所定周波数の交流電力を発生させる逆変換装
置において、直流電源ＣＶＴの二つの給電点ＳP,ＳN と
逆変換装置ＩＮＴ中の自己消弧素子モジュールＴＭ1,Ｔ
Ｍ2,ＴＭ3 を装着する正負電位の導体フレームＦＲP,Ｆ
ＲN の二つの受電点ＭP,ＭN との間をそれぞれ結ぶ母線
ＬP,ＬN の少なくとも一方に少なくとも１個の転流ダイ
オードＤP,ＤN を並列に接続し、その場合、転流ダイオ
ードＤP,ＤN の順方向が母線Ｌ P,ＬN を流れる定常電流
の方向とは逆であることを特徴とする逆変換装置。 - 【請求項２】 前記モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 は平
行に配設された導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に対称に
配設され、受電点ＭP,ＭN はそれぞれ各導体フレームＦ
ＲP,ＦＲN のほぼ中央領域、好ましくは完全に中央部分
に設けてあることを特徴とする請求項１に記載の逆変換
装置。 - 【請求項３】 母線ＬP,ＬN の両方にそれぞれ少なくと
も１個の転流ダイオードＤP が並列に接続してあること
を特徴とする請求項１または２に記載の逆変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4068514A JPH0646572A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4068514A JPH0646572A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0646572A true JPH0646572A (ja) | 1994-02-18 |
Family
ID=13375905
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4068514A Pending JPH0646572A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0646572A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6036801A (en) * | 1995-09-13 | 2000-03-14 | Nippon Sanso Corporation | Method for producing a thermally insulated double-walled synthetic resin container and lid |
| US6152319A (en) * | 1996-11-22 | 2000-11-28 | Nippon Sanso Corporation | Thermally insulated synthetic resin container and thermally insulated synthetic resin lid |
| JP2015223047A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54113832A (en) * | 1978-02-24 | 1979-09-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter device |
| JPS56121373A (en) * | 1980-02-25 | 1981-09-24 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Inverter device |
| JPH03108749A (ja) * | 1989-06-23 | 1991-05-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置用トランジスタモジュール |
| JPH03277182A (ja) * | 1990-03-26 | 1991-12-09 | Fuji Electric Co Ltd | インバータ |
-
1992
- 1992-03-26 JP JP4068514A patent/JPH0646572A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54113832A (en) * | 1978-02-24 | 1979-09-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter device |
| JPS56121373A (en) * | 1980-02-25 | 1981-09-24 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Inverter device |
| JPH03108749A (ja) * | 1989-06-23 | 1991-05-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置用トランジスタモジュール |
| JPH03277182A (ja) * | 1990-03-26 | 1991-12-09 | Fuji Electric Co Ltd | インバータ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6036801A (en) * | 1995-09-13 | 2000-03-14 | Nippon Sanso Corporation | Method for producing a thermally insulated double-walled synthetic resin container and lid |
| US6152319A (en) * | 1996-11-22 | 2000-11-28 | Nippon Sanso Corporation | Thermally insulated synthetic resin container and thermally insulated synthetic resin lid |
| JP2015223047A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5729450A (en) | Power converter with ripple current and bulk filtering supplied by high-current, high-microfarad film capacitor arrangement | |
| WO2012020664A1 (ja) | インダイレクトマトリクスコンバータ | |
| Sommer et al. | New medium voltage drive systems using three-level neutral point clamped inverter with high voltage IGBT | |
| KR860008644A (ko) | 전력 변환 방식 | |
| EP0783203B1 (en) | Bridge power converter | |
| EP3866325A1 (en) | Method of short-circuiting a faulty converter submodule and power converter supporting same | |
| Nagel et al. | A 24 MVA inverter using IGCT series connection for medium voltage applications | |
| JPH10243660A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH114150A (ja) | 半導体装置とこの半導体装置を用いた電力変換装置 | |
| CN108448909B (zh) | 模块化变流器及其控制方法、风力发电机组 | |
| JP3226246B2 (ja) | 系統連系用高電圧自励変換装置 | |
| JPH0646572A (ja) | 逆変換装置 | |
| Wenhua et al. | Development of 20 MVA static synchronous compensator | |
| Shimizu et al. | A motor surge voltage suppression method with surge energy regeneration | |
| US5014179A (en) | Transistor load-line controller | |
| JPH066983A (ja) | 逆変換装置 | |
| Yokoyama et al. | Application of single DC reactor type fault current limiter as a power source | |
| Koseoglu et al. | A hybrid overload current limiting and short circuit protection scheme for voltage mode inverters | |
| Pallo et al. | Short-circuit fault ride-through of flying-capacitor multilevel converters through rapid fault detection and idle-mode operation | |
| JP3315303B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
| Koseoglu et al. | A hybrid overload current limiting and short circuit protection scheme: A case study on UPS inverter | |
| Gleissner et al. | Surge current protection for railway traction applications | |
| Puls et al. | Particular requirements on drive inverters for safe and robust operation on an open industrial DC grid | |
| Deacon et al. | An evaluation of resonant snubbers applied to GTO converters | |
| JP2004088941A (ja) | 自己消弧型素子のスナバ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970114 |