JPH06334462A - 超広帯域定位相回路 - Google Patents
超広帯域定位相回路Info
- Publication number
- JPH06334462A JPH06334462A JP20236693A JP20236693A JPH06334462A JP H06334462 A JPH06334462 A JP H06334462A JP 20236693 A JP20236693 A JP 20236693A JP 20236693 A JP20236693 A JP 20236693A JP H06334462 A JPH06334462 A JP H06334462A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- frequency
- ferrite
- constant phase
- ultra
- Prior art date
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- Pending
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 フェライトの自然磁気共鳴周波数を超えた極
めて広い周波数領域に亘りほヾ一定位相の定位相回路を
実現する。 【構成】 （ａ）は等価回路、（ｂ）は３層セラミック
ス回路の分解図、（ｃ）は組立外観図であって、前後に
入出力端子Ｉ及びＯを有し、三層セラミックス回路Ａ，
Ｂ，Ｃの外周はＥにより接地される。３層構成における
下層は、部厚いフェライト基板Ｃの上面に、等価回路の
前半、１段目における結合容量Ｃ１の後半Ｃ１ｂから２
段目における結合容量Ｃ２の前半Ｃ２ａまでを集積回路
化して構成したものであり、中層は、薄いフェライト基
盤Ｂの上面に、等価回路の前半、１段目における結合容
量Ｃ１の前半Ｃ１ａと２段目における結合容量Ｃ２の後
半Ｃ２ｂ以降とを集積回路化して構成したものであり、
上層は、部厚いフェライト基板Ａのみよりなっている。
めて広い周波数領域に亘りほヾ一定位相の定位相回路を
実現する。 【構成】 （ａ）は等価回路、（ｂ）は３層セラミック
ス回路の分解図、（ｃ）は組立外観図であって、前後に
入出力端子Ｉ及びＯを有し、三層セラミックス回路Ａ，
Ｂ，Ｃの外周はＥにより接地される。３層構成における
下層は、部厚いフェライト基板Ｃの上面に、等価回路の
前半、１段目における結合容量Ｃ１の後半Ｃ１ｂから２
段目における結合容量Ｃ２の前半Ｃ２ａまでを集積回路
化して構成したものであり、中層は、薄いフェライト基
盤Ｂの上面に、等価回路の前半、１段目における結合容
量Ｃ１の前半Ｃ１ａと２段目における結合容量Ｃ２の後
半Ｃ２ｂ以降とを集積回路化して構成したものであり、
上層は、部厚いフェライト基板Ａのみよりなっている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、３ｄＢ方向性結合器な
ど複数の開口を備えた回路装置における１開口に加えた
信号電力を、当該開口もしくは他の開口に現れた信号に
対し、所定の位相差を保持させて取出す定位相差回路、
特に、極めて広い周波数帯域に亘って出力信号に所定の
位相を保持させる超広帯域定位相回路に関するものであ
る。
ど複数の開口を備えた回路装置における１開口に加えた
信号電力を、当該開口もしくは他の開口に現れた信号に
対し、所定の位相差を保持させて取出す定位相差回路、
特に、極めて広い周波数帯域に亘って出力信号に所定の
位相を保持させる超広帯域定位相回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】この種の定位相回路としては、従来、３
ｄＢ方向性結合器が普通に用いられており、方向性結合
器には、図１(a) に示す分布結合型と図１(b) に示す集
中定数型とがある。分布結合型は、1/4 波長の平行２線
路の各両端を共軛端子とし、集中定数型は２個の線輪Ｌ
の両端に容量を接続して各接続点を共軛端子とし、入力
信号位相φ1 に対し順次に９０度ずつ遅れた位相φ2 ，
φ3 の出力信号を取出すものである。
ｄＢ方向性結合器が普通に用いられており、方向性結合
器には、図１(a) に示す分布結合型と図１(b) に示す集
中定数型とがある。分布結合型は、1/4 波長の平行２線
路の各両端を共軛端子とし、集中定数型は２個の線輪Ｌ
の両端に容量を接続して各接続点を共軛端子とし、入力
信号位相φ1 に対し順次に９０度ずつ遅れた位相φ2 ，
φ3 の出力信号を取出すものである。
【０００３】かかる構成の受動素子からなる方向性結合
器に対し、能動素子の組合わせにより図２に示すように
構成して広帯域に出力信号を得るようにした従来の位相
回路がある。すなわち、信号発生源１からの周波数ｆの
高周波信号を逓倍器２に導いて周波数を２逓倍し、周波
数２ｆの逓倍出力信号を２分岐して、その一方を直接に
分周器３に導くとともに、他方を 180度移相器４を介し
分周器４に導いてそれぞれ周波数を1/2 に分周し、それ
ぞれフィルタ６および７を介し、ともに周波数ｆで位相
差９０度の２分配出力信号を取出す。
器に対し、能動素子の組合わせにより図２に示すように
構成して広帯域に出力信号を得るようにした従来の位相
回路がある。すなわち、信号発生源１からの周波数ｆの
高周波信号を逓倍器２に導いて周波数を２逓倍し、周波
数２ｆの逓倍出力信号を２分岐して、その一方を直接に
分周器３に導くとともに、他方を 180度移相器４を介し
分周器４に導いてそれぞれ周波数を1/2 に分周し、それ
ぞれフィルタ６および７を介し、ともに周波数ｆで位相
差９０度の２分配出力信号を取出す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかして、従来の定位
相回路は、いずれも欠点を有しており、方向性結合器
は、構成は極めて簡単であるが、分布結合型は線路長で
決まる周波数、集中定数型は角周波数
相回路は、いずれも欠点を有しており、方向性結合器
は、構成は極めて簡単であるが、分布結合型は線路長で
決まる周波数、集中定数型は角周波数
【外１】 をそれぞれ中心として、図１(c) に示すように、位相差
φ2 −φ3 ＝９０度の２位相差出力信号の振幅が周波数
の距りとともに−３ｄＢからさらに減衰し、広帯域の定
位相回路としては使用し得ず、また、能動素子により構
成した従来の定位相回路は、図示のように多数の構成素
子を用いて複雑に構成されているので実用に適しない。
したがって、かかる欠点を除去するのが従来の定位相回
路について解決すべき課題であった。
φ2 −φ3 ＝９０度の２位相差出力信号の振幅が周波数
の距りとともに−３ｄＢからさらに減衰し、広帯域の定
位相回路としては使用し得ず、また、能動素子により構
成した従来の定位相回路は、図示のように多数の構成素
子を用いて複雑に構成されているので実用に適しない。
したがって、かかる欠点を除去するのが従来の定位相回
路について解決すべき課題であった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述し
た従来の課題を解決し、構成が簡単であって、極めて広
い周波数範囲に亘り、ほぼ一定振幅の定位相出力信号が
得られる位相回路を提供することにある。
た従来の課題を解決し、構成が簡単であって、極めて広
い周波数範囲に亘り、ほぼ一定振幅の定位相出力信号が
得られる位相回路を提供することにある。
【０００６】すなわち、本発明超広帯域定位相回路は、
フェライト装荷インダクタンス素子の特性を活用して、
ほぼ受動素子のみを用いた簡単な構成により、電子通信
に用いる極めて広い周波数に亘ってほぼ一定位相・一定
振幅の高周波出力信号が得られるようにしたものであ
り、フェライトの装荷により磁気損失を呈するインダク
タンス素子において前記磁気損失が最大となる自然磁気
共鳴周波数より高い周波数領域においては当該インダク
タンス素子が呈するインピーダンスの実部および虚部が
周波数の変化に対してそれぞれほぼ一定となることに基
づき、２開口ずつ互いに共軛の対をなす４開口を備えた
回路装置における一方の前記共軛の対をなす２開口を前
記インダクタンス素子および純抵抗素子によりそれぞれ
終端するとともに、他方の前記共軛の対における１開口
に信号を加えたときに、当該他方の共軛の対における他
の１開口と前記一方の共軛の対において前記純抵抗素子
により終端した前記開口とにそれぞれ生ずる信号が前記
周波数領域に亘って互いに所定の位相差を呈するように
したことを特徴とするものである。
フェライト装荷インダクタンス素子の特性を活用して、
ほぼ受動素子のみを用いた簡単な構成により、電子通信
に用いる極めて広い周波数に亘ってほぼ一定位相・一定
振幅の高周波出力信号が得られるようにしたものであ
り、フェライトの装荷により磁気損失を呈するインダク
タンス素子において前記磁気損失が最大となる自然磁気
共鳴周波数より高い周波数領域においては当該インダク
タンス素子が呈するインピーダンスの実部および虚部が
周波数の変化に対してそれぞれほぼ一定となることに基
づき、２開口ずつ互いに共軛の対をなす４開口を備えた
回路装置における一方の前記共軛の対をなす２開口を前
記インダクタンス素子および純抵抗素子によりそれぞれ
終端するとともに、他方の前記共軛の対における１開口
に信号を加えたときに、当該他方の共軛の対における他
の１開口と前記一方の共軛の対において前記純抵抗素子
により終端した前記開口とにそれぞれ生ずる信号が前記
周波数領域に亘って互いに所定の位相差を呈するように
したことを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】したがって、本発明によれば、小型で高性能の
フェライト装荷線路素子を用いた定位相回路が極めて広
い周波数範囲を動作領域とする衛星用通信機などにも広
く使用し得るようになる。
フェライト装荷線路素子を用いた定位相回路が極めて広
い周波数範囲を動作領域とする衛星用通信機などにも広
く使用し得るようになる。
【０００８】
【実施例】以下に図面を参照して実施例につき本発明を
詳細に説明する。まず、本発明超広帯域定位相回路の動
作原理を数式も多用して順次に説明するに、フェライト
の透磁率μは、図３に示すように、無損失項に相当する
実部μ′と損失項に相当する虚部μ″とからなってお
り、したがって、かかる複素透磁率
詳細に説明する。まず、本発明超広帯域定位相回路の動
作原理を数式も多用して順次に説明するに、フェライト
の透磁率μは、図３に示すように、無損失項に相当する
実部μ′と損失項に相当する虚部μ″とからなってお
り、したがって、かかる複素透磁率
【外２】 は
【数１】 で表わせる。しかして、複素透磁率
【外３】 の実部μ′と虚部μ″との間にはクラマース・クロニッ
グ（Kramers Kronig) の関係があり、虚部μ″は自然磁
気共鳴周波数ｆr に最大値を有し、実部μ′は共鳴周波
数ｆr より低い周波数領域でほぼ一定値を有し、共鳴周
波数ｆr より高い周波数領域では徐々に減衰している。
グ（Kramers Kronig) の関係があり、虚部μ″は自然磁
気共鳴周波数ｆr に最大値を有し、実部μ′は共鳴周波
数ｆr より低い周波数領域でほぼ一定値を有し、共鳴周
波数ｆr より高い周波数領域では徐々に減衰している。
【０００９】いま、図４に示すように、一端を短絡した
長さｌの同軸線路における誘電体材料部にフェライトを
充填して装荷した状態における他端の端子インピーダン
スを
長さｌの同軸線路における誘電体材料部にフェライトを
充填して装荷した状態における他端の端子インピーダン
スを
【外４】 とすると、誘電率ε、無装荷線路インピーダンスＺo 、
伝搬定数γに対して
伝搬定数γに対して
【数２】 となる。いま、簡単のために
【数３】 とした場合には、
【数４】 となる。したがって、
【数５】 とすると、
【数６】
【数７】 となる。
【００１０】さて、実部μ′および虚部μ″は、いずれ
も、その近似式として
も、その近似式として
【数８】 によって表わされ、また、
【数９】ｆ＞＞ｆr (9) の周波数領域においては、
【数１０】 と示されることが知られている。また、フェライトは、
通常、
通常、
【数１１】Ｋr ｆr ≦ 8000 MHz の値を有している。さらに、この(10)式は
【数１２】 となる。
【００１１】したがって、この値を(6) 式および(7) 式
に代入すると、
に代入すると、
【数１３】
【数１４】 となり、この(12)式および(13)式から、フェライト装荷
同軸線路からなるインピーダンス素子が呈する端子イン
ピーダンスの実部Ｒ(f) は周波数の変化に対して一定値
に保たれるが、虚部Ｘ(f) は
同軸線路からなるインピーダンス素子が呈する端子イン
ピーダンスの実部Ｒ(f) は周波数の変化に対して一定値
に保たれるが、虚部Ｘ(f) は
【数１５】 なる周波数において最小値をとることが判る。
【００１２】フェライト装荷線路からなる素子の端子イ
ンピーダンスについて上述したところを図示すると図５
に示すようになる。図５における周波数領域Ｂにおいて
は、実部のコンダクタンス成分Ｒf および虚部のリアク
タンス成分Ｘf ともにほぼ一定値を有しており、さら
に、リアクタンス成分Ｘf は周波数Ｋr ｆr において最
小値を有している。また、周波数領域Ａにおいては、コ
ンダクタンス成分Ｒf はほぼ一定値となるが、リアクタ
ンス成分Ｘf は周波数の上昇に伴って減少している。し
たがって、図４に示したフェライト装荷線路に直列に、
周波数の上昇に伴って増大する純リアクタンス素子を接
続したときの端子インピーダンスを
ンピーダンスについて上述したところを図示すると図５
に示すようになる。図５における周波数領域Ｂにおいて
は、実部のコンダクタンス成分Ｒf および虚部のリアク
タンス成分Ｘf ともにほぼ一定値を有しており、さら
に、リアクタンス成分Ｘf は周波数Ｋr ｆr において最
小値を有している。また、周波数領域Ａにおいては、コ
ンダクタンス成分Ｒf はほぼ一定値となるが、リアクタ
ンス成分Ｘf は周波数の上昇に伴って減少している。し
たがって、図４に示したフェライト装荷線路に直列に、
周波数の上昇に伴って増大する純リアクタンス素子を接
続したときの端子インピーダンスを
【外５】 とすると
【数１６】 となり、端子インピーダンス
【外６】 は、実部、虚部ともに周波数の変化によっては変化しな
い定インピーダンスとすることができる。なお、図５に
一点鎖線で示すＸ′f （ｆ）およびＸ″f （ｆ）は、フ
ェライト装荷線路素子に直列にインダクタンス素子にお
よびキャパシタンス素子をそれぞれ接続した場合のリア
クタンス成分である。
い定インピーダンスとすることができる。なお、図５に
一点鎖線で示すＸ′f （ｆ）およびＸ″f （ｆ）は、フ
ェライト装荷線路素子に直列にインダクタンス素子にお
よびキャパシタンス素子をそれぞれ接続した場合のリア
クタンス成分である。
【００１３】本発明超広帯域定位相回路は、上述したよ
うなフェライト装荷線路素子を用いて、入力高周波信号
に対し、所定所望の一定位相差をを呈する高周波信号成
分を取り出すようしたものであり、その回路構成の例を
以下に説明する。
うなフェライト装荷線路素子を用いて、入力高周波信号
に対し、所定所望の一定位相差をを呈する高周波信号成
分を取り出すようしたものであり、その回路構成の例を
以下に説明する。
【００１４】一次コイルＰと二次コイルＳ1 , Ｓ2 とを
互いに近接平行して捲回したハイブリッド・コイルを用
いて図６に示すように構成した回路において、開口，
互いに近接平行して捲回したハイブリッド・コイルを用
いて図６に示すように構成した回路において、開口，
【外７】 間に、リアクタンス成分周波数特性の一部傾斜を補正し
た端子インピーダンス
た端子インピーダンス
【外８】 のフェライト装荷線路素子を接続するとともに、開口
，
，
【外９】 間に純抵抗素子Ｗを接続し、開口，′間に信号電圧
Ｖ1 を印加したときに開口，′間に現われる出力信
号電圧ＶL はつぎのようにして求められる。
Ｖ1 を印加したときに開口，′間に現われる出力信
号電圧ＶL はつぎのようにして求められる。
【００１５】
【数１７】 したがって、
【数１８】 この(17)式を(16)式に代入すると、
【数１９】 この(18)式に(15)式を代入すると、
【数２０】 ＶL ＝（Ｗ−Ｒ−ｊＸ）／（Ｗ＋Ｒ＋ｊＸ）・Ｖ1 (19) この(19)式の関係をベクトル表示すると図７に示すよう
になり、分母を表わす合成ベクトルと分子を表わす合成
ベクトルとがなす位相差角θは、
になり、分母を表わす合成ベクトルと分子を表わす合成
ベクトルとがなす位相差角θは、
【数２１】 θ＝ tan-1｛Ｘ／（Ｗ−Ｒ）｝＋ tan-1｛Ｘ／（Ｗ−Ｒ）｝ (20) となる。したがって、
【数２２】Ｗ＞Ｒ (21) となるようにフェライト装荷線路素子の端子インピーダ
ンスを選定することにより、位相差角θをθ＝π／２ラ
ジアンもしくは、その近傍における他の所定所望の角度
に設定することができる。
ンスを選定することにより、位相差角θをθ＝π／２ラ
ジアンもしくは、その近傍における他の所定所望の角度
に設定することができる。
【００１６】あるいは、また巻線比１：１の２巻線トラ
ンスＴ，Ｔ′を用いて図８に示すように構成した回路に
おいて、開口，
ンスＴ，Ｔ′を用いて図８に示すように構成した回路に
おいて、開口，
【外１０】 間に、リアクタンス成分周波数特性の一部傾斜を補正し
た端子インピーダンス
た端子インピーダンス
【外１１】 のフェライト装荷線路素子を接続するとともに、開口
，
，
【外１２】 間に純抵抗素子Ｗを接続し、開口および′にそれぞ
れ信号電圧Ｖ1 およびＶ 1 ′を印加したときに開口，
れ信号電圧Ｖ1 およびＶ 1 ′を印加したときに開口，
【外１３】 間に現われる出力信号電圧ＶL は次のようにして求めら
れる。
れる。
【００１７】また、トランスＴ，Ｔ′の巻線Ｐ，Ｓに流
れる電流をＩとし、トランスＴおよびＴ′に加わる電圧
をそれぞれＶおよびＶ′とすると、
れる電流をＩとし、トランスＴおよびＴ′に加わる電圧
をそれぞれＶおよびＶ′とすると、
【数２３】 となる。したがって、この(22)式の左側および右側にお
ける上下両式の両辺をそれぞれ減算すると、
ける上下両式の両辺をそれぞれ減算すると、
【数２４】 この(23)式の両辺をそれぞれ加算すると、
【数２５】 したがって、
【数２６】 この(24)式を(23)式における上下両式にそれぞれ代入す
ると、
ると、
【数２７】 さらに(24)式に代入すると、
【数２８】
【００１８】この(25)式は図６に示した回路構成例にお
ける(18)式と同形であり、したがって、図８に示した回
路構成においても、図７に示したのと同様のベクトル関
係が得られ、前述したと同様にして、出力信号に所定所
望の位相差角を設定することができる。
ける(18)式と同形であり、したがって、図８に示した回
路構成においても、図７に示したのと同様のベクトル関
係が得られ、前述したと同様にして、出力信号に所定所
望の位相差角を設定することができる。
【００１９】さらに、また、図９に示すように、リアク
タンス周波数特性の補正を施したフェライト装荷線路素
子と純抵抗素子とを直接に組合わせても本発明の目的と
する超広帯域定位相回路を実現することができる。すな
わち、図示するように、入出力開口間に、純リアクタン
ス素子を縦続接続してリアクタンス成分周波数特性の一
部傾斜を補正したフェライト装荷線路素子を直列にし、
純抵抗素子を並列に順次交互に反復して接続し、フェラ
イト装荷線路素子が呈する超広帯域の所要値の定インピ
ーダンス
タンス周波数特性の補正を施したフェライト装荷線路素
子と純抵抗素子とを直接に組合わせても本発明の目的と
する超広帯域定位相回路を実現することができる。すな
わち、図示するように、入出力開口間に、純リアクタン
ス素子を縦続接続してリアクタンス成分周波数特性の一
部傾斜を補正したフェライト装荷線路素子を直列にし、
純抵抗素子を並列に順次交互に反復して接続し、フェラ
イト装荷線路素子が呈する超広帯域の所要値の定インピ
ーダンス
【外１４】 と純抵抗Ｗとの直並列接続点に得られる信号位相を順次
に積算して、例えばπ／２ラジアルなど所定所望の定位
相を超広帯域に亘って実現する。
に積算して、例えばπ／２ラジアルなど所定所望の定位
相を超広帯域に亘って実現する。
【００２０】しかして、フェライト棒の中心孔に導線を
通したフェライトビーズ装荷線輪などのフェライト装荷
インダクタンス素子においては、図５について前述した
ように、フェライトの虚部透磁率μ″が最大となる自然
磁気共鳴周波数 ｆr を超える広い周波数領域で複素イ
ンピーダンス
通したフェライトビーズ装荷線輪などのフェライト装荷
インダクタンス素子においては、図５について前述した
ように、フェライトの虚部透磁率μ″が最大となる自然
磁気共鳴周波数 ｆr を超える広い周波数領域で複素イ
ンピーダンス
【外１５】 の実部コンダクタンスＲf ＝ωμ″ＬO 、虚部リアクタ
ンスＸf ＝ωμ′ＬO がともに周波数には無関係にほぼ
一定になる、としたが、実際には一定値から外れて多少
変化しており、したがって、反射率Γが周波数によって
多少変化することになる。例えば、ｆ＜＜ｆr の周波数
ｆにおける比透磁率が約1000のＮi Ｚn フェライト棒を
用いたフェライト装荷インダクタンス素子のインピーダ
ンスを実測した結果は、５０〜1,000 MHz の広い周波数
範囲に亘り、
ンスＸf ＝ωμ′ＬO がともに周波数には無関係にほぼ
一定になる、としたが、実際には一定値から外れて多少
変化しており、したがって、反射率Γが周波数によって
多少変化することになる。例えば、ｆ＜＜ｆr の周波数
ｆにおける比透磁率が約1000のＮi Ｚn フェライト棒を
用いたフェライト装荷インダクタンス素子のインピーダ
ンスを実測した結果は、５０〜1,000 MHz の広い周波数
範囲に亘り、
【数２９】Ｒf ＝37〜42Ω , Ｘf ＝６〜９Ω の範囲で周波数とともにわずかに変化している。
【００２１】かかるインピーダンスＺの変化に対して
は、例えば図６に示した回路構成において開口に接続
した純抵抗素子Ｗの一部を例えばピン・ダイオードなど
を用いて可変とし、手動もしくは自動により抵抗値を調
整し、出力信号間の位相差を所定値、例えば９０度に一
定化する。例えば、出力信号間の位相差を所定値、例え
ば９０度に自動調整する場合には、一方の出力信号に対
して所定位相差を有する局部発振出力により他方の出力
信号を同期検波するなどして、出力信号相互の９０度位
相差における掛算出力を求め、その掛算出力が零となる
ように上述した可変抵抗値を自動調整する。
は、例えば図６に示した回路構成において開口に接続
した純抵抗素子Ｗの一部を例えばピン・ダイオードなど
を用いて可変とし、手動もしくは自動により抵抗値を調
整し、出力信号間の位相差を所定値、例えば９０度に一
定化する。例えば、出力信号間の位相差を所定値、例え
ば９０度に自動調整する場合には、一方の出力信号に対
して所定位相差を有する局部発振出力により他方の出力
信号を同期検波するなどして、出力信号相互の９０度位
相差における掛算出力を求め、その掛算出力が零となる
ように上述した可変抵抗値を自動調整する。
【００２２】つぎに、図９に示した本発明定位相回路の
構成例をセラミックス化して製造容易にした具体的構成
の例を基本回路の２段縦続接続について図１０に示す。
図１０において、(a) は図９に示した多段構成中の２段
のみをセラミックス化した場合の等価回路であり、フェ
ライト装荷線路素子Ｚ′を結合容量Ｃとフェライト装荷
線輪Ｚとの直列接続によって構成してある。
構成例をセラミックス化して製造容易にした具体的構成
の例を基本回路の２段縦続接続について図１０に示す。
図１０において、(a) は図９に示した多段構成中の２段
のみをセラミックス化した場合の等価回路であり、フェ
ライト装荷線路素子Ｚ′を結合容量Ｃとフェライト装荷
線輪Ｚとの直列接続によって構成してある。
【００２３】また、図１０において、(b) は、(a) の等
価回路を具体化した３層セラミックス回路を分解して示
したものであり、(c) は、(b) に示した３層セラミック
ス回路を積層した場合の外観を示したものであって、前
後に入出力端子ＩおよびＯを設けるとともに３層セラミ
ックス回路Ａ，Ｂ，Ｃの外周を接地導体被膜Ｅにより覆
って遮蔽を施してある。
価回路を具体化した３層セラミックス回路を分解して示
したものであり、(c) は、(b) に示した３層セラミック
ス回路を積層した場合の外観を示したものであって、前
後に入出力端子ＩおよびＯを設けるとともに３層セラミ
ックス回路Ａ，Ｂ，Ｃの外周を接地導体被膜Ｅにより覆
って遮蔽を施してある。
【００２４】図１０(b) に示した３層構成における下層
は、部厚いフェライト基板Ｃの上面に、図１０(a) に示
した等価回路の前半、１段目における結合容量Ｃ1 の後
半Ｃ 1bから２段目における結合容量Ｃ2 の前半Ｃ2aまで
を集積回路化して構成したものであり、中層は、薄いフ
ェライト基盤Ｂの上面に、図１０(a) に示した等価回路
の前半、１段目における結合容量Ｃ1 の前半Ｃ1aと２段
目における結合容量Ｃ 2 の後半Ｃ2b以降とを集積回路化
して構成したものであり、上層は、部厚いフェライト基
板Ａのみよりなっている。なお各層のフェライト基板
Ａ，Ｂ，Ｃの外周面には接地導体被膜Ｅを分割して被着
し、積層した場合に各層間で互いに接触するように構成
してある。
は、部厚いフェライト基板Ｃの上面に、図１０(a) に示
した等価回路の前半、１段目における結合容量Ｃ1 の後
半Ｃ 1bから２段目における結合容量Ｃ2 の前半Ｃ2aまで
を集積回路化して構成したものであり、中層は、薄いフ
ェライト基盤Ｂの上面に、図１０(a) に示した等価回路
の前半、１段目における結合容量Ｃ1 の前半Ｃ1aと２段
目における結合容量Ｃ 2 の後半Ｃ2b以降とを集積回路化
して構成したものであり、上層は、部厚いフェライト基
板Ａのみよりなっている。なお各層のフェライト基板
Ａ，Ｂ，Ｃの外周面には接地導体被膜Ｅを分割して被着
し、積層した場合に各層間で互いに接触するように構成
してある。
【００２５】各層の集積回路は、フェライト装荷線輪Ｚ
に接続した結合容量Ｃの一半、他の結合容量Ｃの一半、
純抵抗素子Ｗおよび入出力端子Ｉ，Ｏからなっている。
したがって、３層のフェライト基板を積層すると、薄い
フェライト基板Ｂを挟んで前後半の容量端子導体被膜
ａ，ｂが互いに対向し、それぞれ結合容量Ｃを形成す
る。
に接続した結合容量Ｃの一半、他の結合容量Ｃの一半、
純抵抗素子Ｗおよび入出力端子Ｉ，Ｏからなっている。
したがって、３層のフェライト基板を積層すると、薄い
フェライト基板Ｂを挟んで前後半の容量端子導体被膜
ａ，ｂが互いに対向し、それぞれ結合容量Ｃを形成す
る。
【００２６】かかるセラミックス回路を図９に示したよ
うに多段構成にする場合には、図１０(c) に示したセラ
ミックス・ブロックを縦続配置して相互間の入出力端子
Ｉ，Ｏの導体被膜を相互に接触させればよく、あるい
は、図１０(c) に示したセラミックス・ブロックを積重
ねて相互間をスルーホールにより順次に接続してもよ
い。なお、図１０(c) に示したセラミックス・ブロック
を積重ねた場合に、隣接した異なるブロック間で容量端
子導体被膜間の迷結合が生じないように、上下両層のフ
ェライト基板は部厚くしてある。
うに多段構成にする場合には、図１０(c) に示したセラ
ミックス・ブロックを縦続配置して相互間の入出力端子
Ｉ，Ｏの導体被膜を相互に接触させればよく、あるい
は、図１０(c) に示したセラミックス・ブロックを積重
ねて相互間をスルーホールにより順次に接続してもよ
い。なお、図１０(c) に示したセラミックス・ブロック
を積重ねた場合に、隣接した異なるブロック間で容量端
子導体被膜間の迷結合が生じないように、上下両層のフ
ェライト基板は部厚くしてある。
【００２７】しかして、図６あるいは図８に示したよう
なハイブリッド・コイル乃至巻線トランスを用いて構成
した本発明の定位相回路は入出力間で１０dB程度の信号
減衰は免かれず、したがって、かかる定位相回路にはそ
の信号減衰を補償するためのトランジスタ増幅器を従属
させることになる。したがって、図６あるいは図８に示
した本発明の定位相回路におけるハイブリッド・コイル
乃至巻線トランスを廃し、トランジスタ増幅器乃至トラ
ンジスタ演算増幅器をフェライト装荷線路素子
なハイブリッド・コイル乃至巻線トランスを用いて構成
した本発明の定位相回路は入出力間で１０dB程度の信号
減衰は免かれず、したがって、かかる定位相回路にはそ
の信号減衰を補償するためのトランジスタ増幅器を従属
させることになる。したがって、図６あるいは図８に示
した本発明の定位相回路におけるハイブリッド・コイル
乃至巻線トランスを廃し、トランジスタ増幅器乃至トラ
ンジスタ演算増幅器をフェライト装荷線路素子
【外１６】 および純抵抗素子Ｗとともに用いて本発明の定位相回路
を構成すれば集積回路化して量産するに適した回路構成
が得られる。
を構成すれば集積回路化して量産するに適した回路構成
が得られる。
【００２８】上述のようにトランジスタ増幅器とともに
定インピーダンス素子Ｒf ＋ｊＸfを用いて構成した本
発明による超広帯域９０度位相器の構成例を図１０の
(a) および(b) に示す。(a) は、信号源Ｇからの信号を
電界効果トランジスタ増幅器ＦＥＴのゲートに供給し、
ソース・ドレイン間に接続した定インピーダンス素子Ｒ
f ＋ｊＸf と純抵抗素子Ｒf との縦続接続における中間
接続点から入力回路抵抗Ｒｇの中間点に対して９０度位
相差の定位相出力信号を取出すものである。また、(b)
は、信号源Ｇからの信号を定インピーダンス素子Ｒf ＋
ｊＸf と純抵抗素子Ｒf との縦続接続における中間接続
点に供給してその縦続接続の両端信号出力を差動増幅器
として作用するトランジスタ演算増幅器ＤＡに加え、両
端出力信号の差出力として９０度位相差の定位相出力信
号を取出すものである。
定インピーダンス素子Ｒf ＋ｊＸfを用いて構成した本
発明による超広帯域９０度位相器の構成例を図１０の
(a) および(b) に示す。(a) は、信号源Ｇからの信号を
電界効果トランジスタ増幅器ＦＥＴのゲートに供給し、
ソース・ドレイン間に接続した定インピーダンス素子Ｒ
f ＋ｊＸf と純抵抗素子Ｒf との縦続接続における中間
接続点から入力回路抵抗Ｒｇの中間点に対して９０度位
相差の定位相出力信号を取出すものである。また、(b)
は、信号源Ｇからの信号を定インピーダンス素子Ｒf ＋
ｊＸf と純抵抗素子Ｒf との縦続接続における中間接続
点に供給してその縦続接続の両端信号出力を差動増幅器
として作用するトランジスタ演算増幅器ＤＡに加え、両
端出力信号の差出力として９０度位相差の定位相出力信
号を取出すものである。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、フェライトの自然磁気共鳴周波数を超えた極
めて広い周波数範囲に亘ってほぼ一定の端子インピーダ
ンスを呈するフェライト装荷線路素子と純抵抗素子との
組合わせにより超広帯域の定位相回路を確実に実現し得
る、という格別顕著な効果が得られる。
によれば、フェライトの自然磁気共鳴周波数を超えた極
めて広い周波数範囲に亘ってほぼ一定の端子インピーダ
ンスを呈するフェライト装荷線路素子と純抵抗素子との
組合わせにより超広帯域の定位相回路を確実に実現し得
る、という格別顕著な効果が得られる。
【図１】従来の位相回路として方向性結合器の構成を示
す線図である。
す線図である。
【図２】従来の能動素子型位相回路の構成を示す線図で
ある。
ある。
【図３】フェライトの複素透磁率における実部および虚
部の周波数特性を示す線図である。
部の周波数特性を示す線図である。
【図４】フェライト装荷同軸線路素子の構造を示す線図
である
である
【図５】フェライト装荷線路素子の端子インピーダンス
における実部コンダクタンス成分および虚部リアクタン
ス成分の周波数特性を示す線図である。
における実部コンダクタンス成分および虚部リアクタン
ス成分の周波数特性を示す線図である。
【図６】ハイブリッド・コイルを用いて本発明超広帯域
定位相回路の構成例を示す線図である。
定位相回路の構成例を示す線図である。
【図７】本発明所定位相回路における出力信号成分をベ
クトル表示した線図である。
クトル表示した線図である。
【図８】２巻線トランスを用いた本発明超広帯域定位相
回路の構成例を示す線図である。
回路の構成例を示す線図である。
【図９】フェライト装荷線路素子および純抵抗素子より
なる本発明超広帯域定位相回路の構成例を示す線図であ
る。
なる本発明超広帯域定位相回路の構成例を示す線図であ
る。
【図１０】(a) は図９に示した構成例の一部を集積回路
化する場合の等価回路を示す回路図、(b) はその等価回
路に対応した集積回路を分解して示す斜視図、(c) はそ
の集積回路の外観を示す斜視図である。
化する場合の等価回路を示す回路図、(b) はその等価回
路に対応した集積回路を分解して示す斜視図、(c) はそ
の集積回路の外観を示す斜視図である。
【図１１】(a) は定インピーダンス素子をトランジスタ
増幅器とともに用いた場合、(b)は定インピーダンス素
子をトランジスタ差動増幅器とともに用いた場合におけ
る超広帯域９０度位相器の構成例をそれぞれ示す回路図
である。
増幅器とともに用いた場合、(b)は定インピーダンス素
子をトランジスタ差動増幅器とともに用いた場合におけ
る超広帯域９０度位相器の構成例をそれぞれ示す回路図
である。
Claims (4)
- 【請求項１】 フェライトの装荷により磁気損失を呈す
るインダクタンス素子において前記磁気損失が最大とな
る自然磁気共鳴周波数より高い周波数領域においては当
該インダクタンス素子が呈するインピーダンスの実部お
よび虚部が周波数の変化に対してそれぞれほぼ一定とな
ることに基づき、２開口ずつ互いに共軛の対をなす４開
口を備えた回路装置における一方の前記共軛の対をなす
２開口を前記インダクタンス素子および純抵抗素子によ
りそれぞれ終端するとともに、他方の前記共軛の対にお
ける１開口に信号を加えたときに、当該他方の共軛の対
における他の１開口と前記一方の共軛の対において前記
純抵抗素子により終端した前記開口とにそれぞれ生ずる
信号が前記周波数領域に亘って互いに所定の位相差を呈
するようにしたことを特徴とする超広帯域定位相回路。 - 【請求項２】 前記４開口を備えた回路装置をフェライ
ト装荷３ｄＢ方向性結合器とした請求項１記載の超広帯
域定位相回路。 - 【請求項３】 前記純抵抗素子に手動もしくは電子的に
制御した自動による抵抗値可変部を備えた請求項１また
は２記載の超広帯域定位相回路。 - 【請求項４】 互いに９０度の位相差をなす前記２信号
の相乗積が零となるように前記純抵抗素子における可変
部の抵抗値を制御するようにした請求項３記載の超広帯
域定位相回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20236693A JPH06334462A (ja) | 1993-03-26 | 1993-08-16 | 超広帯域定位相回路 |
| US08/120,517 US5416450A (en) | 1993-03-26 | 1993-09-14 | Ferrite loaded constant impedance element and a constant phase circuit using it in an ultra-wide frequency range |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6848793 | 1993-03-26 | ||
| JP5-68487 | 1993-03-26 | ||
| JP20236693A JPH06334462A (ja) | 1993-03-26 | 1993-08-16 | 超広帯域定位相回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06334462A true JPH06334462A (ja) | 1994-12-02 |
Family
ID=26409706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20236693A Pending JPH06334462A (ja) | 1993-03-26 | 1993-08-16 | 超広帯域定位相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06334462A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| FR2863108A1 (fr) * | 2003-11-28 | 2005-06-03 | Thales Sa | Dispositif permettant la variation des parametres d'une onde electromagnetique |
-
1993
- 1993-08-16 JP JP20236693A patent/JPH06334462A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| FR2863108A1 (fr) * | 2003-11-28 | 2005-06-03 | Thales Sa | Dispositif permettant la variation des parametres d'une onde electromagnetique |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010515 |