JPH0630059A - 非線形歪補償回路における位相設定方法 - Google Patents
非線形歪補償回路における位相設定方法Info
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- JPH0630059A JPH0630059A JP18016292A JP18016292A JPH0630059A JP H0630059 A JPH0630059 A JP H0630059A JP 18016292 A JP18016292 A JP 18016292A JP 18016292 A JP18016292 A JP 18016292A JP H0630059 A JPH0630059 A JP H0630059A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ＡＤコンバータ,サンプルホールド回路,ＤＡ
コンバータ,位相差演算回路等を用いずに高精度の位相
測定を可能とし、回路規模を小形化する。 【構成】 直交復調器70の出力の同相分Ｉ'から直交分
Ｑ'を減算する減算回路１と、減算結果の電圧Ｖと基準
電圧Ｖ0と、比較回路２と、比較出力が負極性の時の出
力TRG−SIGおよび外部入力のバースト信号と送信ON信号
とにより局部発振器９０の出力の搬送波の位相を変移す
る無限移相器80に所定の位相範囲ΔΦを掃引させる制御
回路３と、掃引開始と掃引停止トリガとにより、無限移
相器80に所定ΔΦを掃引させる制御信号Ｘ，Ｙを送出す
る掃引制御回路４とを具え、局部搬送波の位相を、送信
バーストの立上りを徐々にする送信値固定のランプビッ
トの固定パターンの或るタイミングで正しい位相に設定
する。
コンバータ,位相差演算回路等を用いずに高精度の位相
測定を可能とし、回路規模を小形化する。 【構成】 直交復調器70の出力の同相分Ｉ'から直交分
Ｑ'を減算する減算回路１と、減算結果の電圧Ｖと基準
電圧Ｖ0と、比較回路２と、比較出力が負極性の時の出
力TRG−SIGおよび外部入力のバースト信号と送信ON信号
とにより局部発振器９０の出力の搬送波の位相を変移す
る無限移相器80に所定の位相範囲ΔΦを掃引させる制御
回路３と、掃引開始と掃引停止トリガとにより、無限移
相器80に所定ΔΦを掃引させる制御信号Ｘ，Ｙを送出す
る掃引制御回路４とを具え、局部搬送波の位相を、送信
バーストの立上りを徐々にする送信値固定のランプビッ
トの固定パターンの或るタイミングで正しい位相に設定
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＴＤＭＡ方式で 4相PS
K 変調等のディジタル移動通信における移動無線機に係
り、特に其の送信機の終段の電力効率を良くする為に非
線形増幅した高出力増幅器の出力の非線形歪をベースバ
ンド領域で補償し入出力特性を線形化する非線形歪補償
付き送信回路の位相設定法に関するものである。 4相PS
K 変調等の無線信号波を予め定められた時間にバースト
状に送信するＴＤＭＡ方式の移動無線機の送信の変調方
式としては、無線周波数の有効利用の点から、直交位相
シフト変調QPSK等の直交変調方式の使用が必要不可欠と
なっており、その際には、線形の送信回路が必要となる
が、送信機の終段の高出力増幅器を線形領域で動作させ
ると、その送信電力／消費電力比の所謂電力効率が悪く
なり、電源を含めた送信機器の小形化および一定電源に
おける稼働時間の長時間化が困難となる。従って、送信
機の高出力増幅器は電力効率の良い非線形領域で動作さ
せた上、その非線形歪を補償する回路を設けて、送信回
路全体として入出力特性の線形化を図る。この非線形歪
補償付き送信回路としては、その入出力のベースバンド
領域での位相差測定と、其れに基づく線形化の為の位相
設定は、従来の方法に比べて、回路規模の大幅な小形化
と製造工程の簡素化と低コスト化とが必要である。
K 変調等のディジタル移動通信における移動無線機に係
り、特に其の送信機の終段の電力効率を良くする為に非
線形増幅した高出力増幅器の出力の非線形歪をベースバ
ンド領域で補償し入出力特性を線形化する非線形歪補償
付き送信回路の位相設定法に関するものである。 4相PS
K 変調等の無線信号波を予め定められた時間にバースト
状に送信するＴＤＭＡ方式の移動無線機の送信の変調方
式としては、無線周波数の有効利用の点から、直交位相
シフト変調QPSK等の直交変調方式の使用が必要不可欠と
なっており、その際には、線形の送信回路が必要となる
が、送信機の終段の高出力増幅器を線形領域で動作させ
ると、その送信電力／消費電力比の所謂電力効率が悪く
なり、電源を含めた送信機器の小形化および一定電源に
おける稼働時間の長時間化が困難となる。従って、送信
機の高出力増幅器は電力効率の良い非線形領域で動作さ
せた上、その非線形歪を補償する回路を設けて、送信回
路全体として入出力特性の線形化を図る。この非線形歪
補償付き送信回路としては、その入出力のベースバンド
領域での位相差測定と、其れに基づく線形化の為の位相
設定は、従来の方法に比べて、回路規模の大幅な小形化
と製造工程の簡素化と低コスト化とが必要である。
【０００２】
【従来の技術】図12にＴＤＭＡ方式で 4相PSK 変調のデ
ィジタル移動無線機の一般的な送信回路の構成を示し、
図13に其の送信回路の非線形歪を直交変調器の前I,Qと
直交復調器の後I',Q'のベースバンド信号にて互の位相
差を測定し、其の位相差を補償する所謂カルテシアン型
非線形歪補償回路の構成を示す。そして図14，15に、そ
のカルテシアン型非線形歪補償回路に付加される従来型
の位相測定回路を用いた位相設定の回路構成例を示し、
図16はその従来型の位相差の測定原理の説明図である。
図14，15の従来の位相測定回路(130)は、同図のベース
バンド回路MODBB (10)からDA変換器DAC(20),低域フィル
タ(30),歪加算器(40)を通り, 直交変調器MOD(50)へ入力
する二系列のベースバンド信号I,Q を直接、又はサンプ
ルホールド回路S/H(170)を介して、ＡＤコンバータADC
(120)で変換したデータI1,Q1 を入力し、図16の如く、
位相差測定の基準となる入力側位相θ1= tan-1Q1/I1を
求める。次に、直交変調器MOD(50)の出力を電力効率の
良い非線形領域で電力増幅した高出力増幅器HPA(60)の
出力Poutを直交位相の局部搬送波で復調する直交復調器
DEM(70)の出力で変調器MOD(50) の入力側へ帰還するベ
ースバンド信号I',Q' を、ＡＤコンバータADC(120)で変
換しデータI2,Q2 として入力し、同様に出力側位相θ2=
tan-1 Q2/I2を求める。そして基準の入力位相θ1と出
力位相θ2の位相差Δθ= θ1 −θ2 を求め、この位相
差Δθ分だけ、直交復調器DEM(70)への局部発振器LO(9
0)の出力搬送波の位相の増減を行って位相差Δθを無く
するが、其の位相の増減は、前記位相測定回路(130)に
て測定した位相差Δθに基き、外部（図示しないTDMA制
御部)からのバースト信号と送信ON信号とで、制御回路
( 160)にて生成したタイミングで位相設定回路(140)に
制御データを設定し、ＤＡコンバータDAC(150)で変換し
た制御信号X,Y により、其の移相量が定まる無限移相器
EPS(80)を制御し前記位相差Δθを無くす様に位相の増
減が行われる構成となっていた。
ィジタル移動無線機の一般的な送信回路の構成を示し、
図13に其の送信回路の非線形歪を直交変調器の前I,Qと
直交復調器の後I',Q'のベースバンド信号にて互の位相
差を測定し、其の位相差を補償する所謂カルテシアン型
非線形歪補償回路の構成を示す。そして図14，15に、そ
のカルテシアン型非線形歪補償回路に付加される従来型
の位相測定回路を用いた位相設定の回路構成例を示し、
図16はその従来型の位相差の測定原理の説明図である。
図14，15の従来の位相測定回路(130)は、同図のベース
バンド回路MODBB (10)からDA変換器DAC(20),低域フィル
タ(30),歪加算器(40)を通り, 直交変調器MOD(50)へ入力
する二系列のベースバンド信号I,Q を直接、又はサンプ
ルホールド回路S/H(170)を介して、ＡＤコンバータADC
(120)で変換したデータI1,Q1 を入力し、図16の如く、
位相差測定の基準となる入力側位相θ1= tan-1Q1/I1を
求める。次に、直交変調器MOD(50)の出力を電力効率の
良い非線形領域で電力増幅した高出力増幅器HPA(60)の
出力Poutを直交位相の局部搬送波で復調する直交復調器
DEM(70)の出力で変調器MOD(50) の入力側へ帰還するベ
ースバンド信号I',Q' を、ＡＤコンバータADC(120)で変
換しデータI2,Q2 として入力し、同様に出力側位相θ2=
tan-1 Q2/I2を求める。そして基準の入力位相θ1と出
力位相θ2の位相差Δθ= θ1 −θ2 を求め、この位相
差Δθ分だけ、直交復調器DEM(70)への局部発振器LO(9
0)の出力搬送波の位相の増減を行って位相差Δθを無く
するが、其の位相の増減は、前記位相測定回路(130)に
て測定した位相差Δθに基き、外部（図示しないTDMA制
御部)からのバースト信号と送信ON信号とで、制御回路
( 160)にて生成したタイミングで位相設定回路(140)に
制御データを設定し、ＤＡコンバータDAC(150)で変換し
た制御信号X,Y により、其の移相量が定まる無限移相器
EPS(80)を制御し前記位相差Δθを無くす様に位相の増
減が行われる構成となっていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図14，15の従来方式の
回路構成は、上述した如く、ＡＤコンバータADC(120),
サンプルホールド回路S/H(170),ＤＡコンバータDAC(15
0)その他位相差Δθを導出する演算回路など多数の要素
回路から成り、可成り大形の回路規模となっていた。本
発明の目的は、カルテシアン型非線形歪補償回路付き送
信回路において、上記の要素回路を用いずに、該送信回
路の入力I,Qと出力I',Q'のベースバンド領域での高精度
の位相差Δθの測定が可能で、その測定した位相差Δθ
を無くす様に直交復調器DEM(7)への局部搬送波の位相を
設定することが可能であり、そして回路規模がより小形
化され低コスト化された非線形歪補償回路の位相設定方
法を実現することにある。
回路構成は、上述した如く、ＡＤコンバータADC(120),
サンプルホールド回路S/H(170),ＤＡコンバータDAC(15
0)その他位相差Δθを導出する演算回路など多数の要素
回路から成り、可成り大形の回路規模となっていた。本
発明の目的は、カルテシアン型非線形歪補償回路付き送
信回路において、上記の要素回路を用いずに、該送信回
路の入力I,Qと出力I',Q'のベースバンド領域での高精度
の位相差Δθの測定が可能で、その測定した位相差Δθ
を無くす様に直交復調器DEM(7)への局部搬送波の位相を
設定することが可能であり、そして回路規模がより小形
化され低コスト化された非線形歪補償回路の位相設定方
法を実現することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本構成を図１の原理図に示し、その動作説明を
図２〜図５に示す。図１の原理図中、１は減算回路であ
り、高出力増幅器HPA(60)の出力Poutを直交復調し直交
変調器MOD(50)の入力側(I,Q)へ帰還する直交復調器DEM
(70)の出力の２つのベースバンド信号I', Q'について、
予め送信バーストの立上りの送信値が固定のランプビッ
トの或る時点での、復調出力の振幅Ix,Qxの４通りの引
き算(I'-Q')を行い、図４に示す(I'-Q'）波形の電圧V
(─C,D,A,B,C─）を出力する。２は比較回路であり、減
算回路1 の出力(I'-Q')の電圧Vと基準電圧Voとの比較を
行い、実際は差を取り、其の差出力の負極性L の出力TR
G-SIG を送出する。３はタイミング生成の制御回路であ
って、外部入力のバースト信号, 送信ON信号と前記比較
回路2 の出力TRG-SIGとにより、局部発振器( 90)の出力
の搬送波の位相を変移する無限移相器EPS(80)に、所定
の位相範囲ΔΦを掃引させる掃引開始のタイミングSTR-
TRGと掃引停止のタイミングSTP-TRGとを生成する。４は
掃引制御回路であり、前記制御回路3 からの掃引開始ト
リガSTR-TRG と掃引停止トリガSTP-TRG とにより、無限
移相器EPS(80)に所定の位相範囲ΔΦを掃引させる制御
信号X,Y を生成する。従って、本発明の方法は、従来の
先ず直交変調器前のベースバンド信号I,Q と直交復調器
後のベースバンド信号I', Q'の位相差Δθを求めたのち
該位相差Δθを無くす様に無限移相器EPS(80)の移相量
Φをセットするのではなく、積極的に直交復調器DEM(7
0)への局部発振器LO(90)の出力搬送波の位相を、無限移
相器EPS(80)により一定の位相範囲ΔΦだけ掃引させ、
前記減算回路1,比較回路2,制御回路3 により、減算回路
1 の出力(I'-Q')の振幅V が比較回路2 の基準の臨界電
圧Voと一致する時点A を見出し、其の時点Aで制御回路3
の出力により、前記無限移相器EPS(80)に位相の掃引を
停止させる。そして、直交復調器DEM(70)の出力のベー
スバンド信号I', Q'の位相関係θ2= tan-1 Q'/I'が、直
交変調器MOD(50) の入力のベースバンド信号I, Qの位相
関係θ1 = tan-1 Q/Iに一致する様にするものである。
発明の基本構成を図１の原理図に示し、その動作説明を
図２〜図５に示す。図１の原理図中、１は減算回路であ
り、高出力増幅器HPA(60)の出力Poutを直交復調し直交
変調器MOD(50)の入力側(I,Q)へ帰還する直交復調器DEM
(70)の出力の２つのベースバンド信号I', Q'について、
予め送信バーストの立上りの送信値が固定のランプビッ
トの或る時点での、復調出力の振幅Ix,Qxの４通りの引
き算(I'-Q')を行い、図４に示す(I'-Q'）波形の電圧V
(─C,D,A,B,C─）を出力する。２は比較回路であり、減
算回路1 の出力(I'-Q')の電圧Vと基準電圧Voとの比較を
行い、実際は差を取り、其の差出力の負極性L の出力TR
G-SIG を送出する。３はタイミング生成の制御回路であ
って、外部入力のバースト信号, 送信ON信号と前記比較
回路2 の出力TRG-SIGとにより、局部発振器( 90)の出力
の搬送波の位相を変移する無限移相器EPS(80)に、所定
の位相範囲ΔΦを掃引させる掃引開始のタイミングSTR-
TRGと掃引停止のタイミングSTP-TRGとを生成する。４は
掃引制御回路であり、前記制御回路3 からの掃引開始ト
リガSTR-TRG と掃引停止トリガSTP-TRG とにより、無限
移相器EPS(80)に所定の位相範囲ΔΦを掃引させる制御
信号X,Y を生成する。従って、本発明の方法は、従来の
先ず直交変調器前のベースバンド信号I,Q と直交復調器
後のベースバンド信号I', Q'の位相差Δθを求めたのち
該位相差Δθを無くす様に無限移相器EPS(80)の移相量
Φをセットするのではなく、積極的に直交復調器DEM(7
0)への局部発振器LO(90)の出力搬送波の位相を、無限移
相器EPS(80)により一定の位相範囲ΔΦだけ掃引させ、
前記減算回路1,比較回路2,制御回路3 により、減算回路
1 の出力(I'-Q')の振幅V が比較回路2 の基準の臨界電
圧Voと一致する時点A を見出し、其の時点Aで制御回路3
の出力により、前記無限移相器EPS(80)に位相の掃引を
停止させる。そして、直交復調器DEM(70)の出力のベー
スバンド信号I', Q'の位相関係θ2= tan-1 Q'/I'が、直
交変調器MOD(50) の入力のベースバンド信号I, Qの位相
関係θ1 = tan-1 Q/Iに一致する様にするものである。
【０００５】
【作用】ＴＤＭＡ方式で４相PSK 変調のディジタル移動
無線機の送信回路では、４相PSK 変調の電波をバースト
状に送信する際のバーストの急な立上り立下りによる送
信波のスペクトラムの有害な拡がりを抑える為に、バー
ストの前後に送信出力を徐々に所定値に変移させる所謂
ランプビットを設けて該スペクトラムの拡がりを抑えて
いる。このランプビットは、図２のランプタイム波形に
示す如く、徐々に送信出力I,Qを大きくさせる或る固定
の振幅値Ix,Qx（パターン）を持っていて、図３に、直
交変調器MOD(50) で其の固定パターンI,Qを送信した時
の直交復調器DEC(70)の出力I',Q' の同相分I'から直交
分Q'を減じた減算出力[I'-Q'] の４個の点 A,B,C,Dの求
め方を示す。同相分と直交分の振幅Ix=Qx=X とし、Ix-Q
x=0となる点をA 、-Ix-Qx=-2Xとなる点をB 、-Ix-(-Qx)
=0となる点をC 、Ix-(-Qx)=2Xとなる点をD とする。こ
のランプビットの或る時点（例えば１シンボル時点）に
て、掃引開始トリガSTR-TRG により、無限移相器EPS に
一定の移相量ΔΦを掃引させた時の、減算回路1 の出力
(I'-Q') の波形（─C,D,A,B,C ─) の電圧V を、図４に
示している。( 実際には三角波形ではなく正弦波形であ
る。) この電圧Vを基準電圧Voの比較回路2 を通した後
の波形を図５に示す。図５の波形図の時点A が、求める
位相設定の時点であり、即ち、点C から点A 迄の方形波
の立下り時点A で、掃引停止トリガSTP-TRG を送出し、
無限移相器EPS による局部搬送波の位相の掃引を停止さ
せる事により、高出力増幅器HPA(6)の出力段の直交復調
器DEM(7)への局部発振器LO(9) の出力搬送波の位相を、
直交変調器MOD(50)の入力ベースバンド信号のI,Q 位相
(θ1 = tan-1 Q/I) と直交復調器DEM(70) の出力ベース
バンド信号のI',Q' 位相 (θ2= tan-1 Q'/I') とが一致
するように設定することが出来る。
無線機の送信回路では、４相PSK 変調の電波をバースト
状に送信する際のバーストの急な立上り立下りによる送
信波のスペクトラムの有害な拡がりを抑える為に、バー
ストの前後に送信出力を徐々に所定値に変移させる所謂
ランプビットを設けて該スペクトラムの拡がりを抑えて
いる。このランプビットは、図２のランプタイム波形に
示す如く、徐々に送信出力I,Qを大きくさせる或る固定
の振幅値Ix,Qx（パターン）を持っていて、図３に、直
交変調器MOD(50) で其の固定パターンI,Qを送信した時
の直交復調器DEC(70)の出力I',Q' の同相分I'から直交
分Q'を減じた減算出力[I'-Q'] の４個の点 A,B,C,Dの求
め方を示す。同相分と直交分の振幅Ix=Qx=X とし、Ix-Q
x=0となる点をA 、-Ix-Qx=-2Xとなる点をB 、-Ix-(-Qx)
=0となる点をC 、Ix-(-Qx)=2Xとなる点をD とする。こ
のランプビットの或る時点（例えば１シンボル時点）に
て、掃引開始トリガSTR-TRG により、無限移相器EPS に
一定の移相量ΔΦを掃引させた時の、減算回路1 の出力
(I'-Q') の波形（─C,D,A,B,C ─) の電圧V を、図４に
示している。( 実際には三角波形ではなく正弦波形であ
る。) この電圧Vを基準電圧Voの比較回路2 を通した後
の波形を図５に示す。図５の波形図の時点A が、求める
位相設定の時点であり、即ち、点C から点A 迄の方形波
の立下り時点A で、掃引停止トリガSTP-TRG を送出し、
無限移相器EPS による局部搬送波の位相の掃引を停止さ
せる事により、高出力増幅器HPA(6)の出力段の直交復調
器DEM(7)への局部発振器LO(9) の出力搬送波の位相を、
直交変調器MOD(50)の入力ベースバンド信号のI,Q 位相
(θ1 = tan-1 Q/I) と直交復調器DEM(70) の出力ベース
バンド信号のI',Q' 位相 (θ2= tan-1 Q'/I') とが一致
するように設定することが出来る。
【０００６】
【実施例】図１の原理図はそのまま、本発明の（請求項
１）の実施例の構成図と見ることが出来て、図６にその
減算回路1 と比較回路2 を２個のオペアンプにより具体
化した回路例を示す。また、制御回路3 と掃引制御回路
4も、図示しないが、僅かなロジック回路とアナログ回
路とで実現できて、従来回路より回路規模の大幅な削減
が可能となる。然し、無限移相器EPS(80)に、数μsecの
短時間に局部発振器LO(90)の出力搬送波に対し移相量Δ
Φ= 360 ゜の位相掃引を行わせて、直交復調器DEM(7)で
所要の位相となる点を求めて設定する事は、図６の減算
回路1 と比較回路2 のオペアンプに高速のオペアンプを
必要とするし、低速であれば更に遅延による誤差を生ず
る可能性がある。そこで、位相設定の精度を上げる為
に、図７に示す様に、連続する送信バーストの最初の１
バースト目(Tm1)には、ある程度の誤差を許容して、立
上りΔTm1(2μs ) でΔΦ=360゜の位相掃引を行わせ、
次の２バースト目(Tm2)の立上りΔTm2(2μs)にて、前の
１バースト目で求めた位相Φoを中心に、狭い位相範囲
Φy-Φx 例えばΔΦ= ±10゜= 20゜の位相掃引を行わせ
ることにより、位相設定の精度を向上することが可能と
なる（請求項２）。また、上記方法では、精度良く位相
設定する為には２バーストを必要とするが、最初の１バ
ースト目だけで精度良く位相設定する必要がある場合に
は、図８に示す方法で行う事が出来る。これはランプビ
ットの複数箇所（図ではＡ〜Ｅの５箇所）において必要
動作を行わせる事により可能となる。Ａ，Ｂ点において
は、任意の位相とその位相から180 ゜ずらした位相にお
ける比較回路2 の出力の極性から、求める位相を180 ゜
以内に限定する事が出来る。つまり、前述の図５を参照
して、比較回路2 の出力が"H" を出力した時点(C)から1
80 ゜以内に、求める位相Φ′の点(A)が存在している為
である。そのため、図８の次のＣ，Ｄ点において90゜づ
つの掃引を行わせ、目的の位相Φ′を捜し出す。さらに
最後のＥ点において、精度を上げる為に例えばΔΦ=±1
0゜= 20゜の位相掃引を行わせる事により、位相設定の
精度を上げることが可能となる（請求項３）。また、図
９の構成図の如く、[I'-Q'] の減算回路(19-A)、比較回
路のコンパレータ(20-A)、[I'+Q'] の加算回路(19-B)、
比較回路のコンパレータ(20-B)を備える事により、求め
る位相Φ′を素早く90゜以内に限定する事が出来る。こ
れは図10, 図11の説明図から明らかな様に、減算回路(1
9-A)と加算回路(19-B)の各出力を、夫々の基準電圧Voと
比較し、次に図11(a) の如く比較出力[I'-Q'],[I'+Q']
の論理積AND を取ると、その AND出力が"H" を出力した
時点(D)から90゜以内に、求める位相Φ′の点(A)が存在
している。図11(b)の例では、Ａ点で90゜以内に位相
Φ′を見付けておき、Ｂ点で90゜の掃引を行わせ位相を
求める。そしてＣ点で精度を上げる為にΔΦ=±10゜= 2
0゜の位相の掃引を行わせ位相設定の精度を上げている
（請求項４）。
１）の実施例の構成図と見ることが出来て、図６にその
減算回路1 と比較回路2 を２個のオペアンプにより具体
化した回路例を示す。また、制御回路3 と掃引制御回路
4も、図示しないが、僅かなロジック回路とアナログ回
路とで実現できて、従来回路より回路規模の大幅な削減
が可能となる。然し、無限移相器EPS(80)に、数μsecの
短時間に局部発振器LO(90)の出力搬送波に対し移相量Δ
Φ= 360 ゜の位相掃引を行わせて、直交復調器DEM(7)で
所要の位相となる点を求めて設定する事は、図６の減算
回路1 と比較回路2 のオペアンプに高速のオペアンプを
必要とするし、低速であれば更に遅延による誤差を生ず
る可能性がある。そこで、位相設定の精度を上げる為
に、図７に示す様に、連続する送信バーストの最初の１
バースト目(Tm1)には、ある程度の誤差を許容して、立
上りΔTm1(2μs ) でΔΦ=360゜の位相掃引を行わせ、
次の２バースト目(Tm2)の立上りΔTm2(2μs)にて、前の
１バースト目で求めた位相Φoを中心に、狭い位相範囲
Φy-Φx 例えばΔΦ= ±10゜= 20゜の位相掃引を行わせ
ることにより、位相設定の精度を向上することが可能と
なる（請求項２）。また、上記方法では、精度良く位相
設定する為には２バーストを必要とするが、最初の１バ
ースト目だけで精度良く位相設定する必要がある場合に
は、図８に示す方法で行う事が出来る。これはランプビ
ットの複数箇所（図ではＡ〜Ｅの５箇所）において必要
動作を行わせる事により可能となる。Ａ，Ｂ点において
は、任意の位相とその位相から180 ゜ずらした位相にお
ける比較回路2 の出力の極性から、求める位相を180 ゜
以内に限定する事が出来る。つまり、前述の図５を参照
して、比較回路2 の出力が"H" を出力した時点(C)から1
80 ゜以内に、求める位相Φ′の点(A)が存在している為
である。そのため、図８の次のＣ，Ｄ点において90゜づ
つの掃引を行わせ、目的の位相Φ′を捜し出す。さらに
最後のＥ点において、精度を上げる為に例えばΔΦ=±1
0゜= 20゜の位相掃引を行わせる事により、位相設定の
精度を上げることが可能となる（請求項３）。また、図
９の構成図の如く、[I'-Q'] の減算回路(19-A)、比較回
路のコンパレータ(20-A)、[I'+Q'] の加算回路(19-B)、
比較回路のコンパレータ(20-B)を備える事により、求め
る位相Φ′を素早く90゜以内に限定する事が出来る。こ
れは図10, 図11の説明図から明らかな様に、減算回路(1
9-A)と加算回路(19-B)の各出力を、夫々の基準電圧Voと
比較し、次に図11(a) の如く比較出力[I'-Q'],[I'+Q']
の論理積AND を取ると、その AND出力が"H" を出力した
時点(D)から90゜以内に、求める位相Φ′の点(A)が存在
している。図11(b)の例では、Ａ点で90゜以内に位相
Φ′を見付けておき、Ｂ点で90゜の掃引を行わせ位相を
求める。そしてＣ点で精度を上げる為にΔΦ=±10゜= 2
0゜の位相の掃引を行わせ位相設定の精度を上げている
（請求項４）。
【０００７】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、従
来のＡＤコンバータ,サンプルホールド回路,ＤＡコンバ
ータ,位相差を導出する演算回路などの要素回路を用い
ずに、高出力増幅器の前の直交変調器の入力と後の直交
復調器の出力のベースバンド信号で互の位相差の高精度
の位相の測定が可能となり、其の位相差を無くす為の位
相設定が可能となるので、回路規模が従来より小形化さ
れ低コスト化される効果が得られる。
来のＡＤコンバータ,サンプルホールド回路,ＤＡコンバ
ータ,位相差を導出する演算回路などの要素回路を用い
ずに、高出力増幅器の前の直交変調器の入力と後の直交
復調器の出力のベースバンド信号で互の位相差の高精度
の位相の測定が可能となり、其の位相差を無くす為の位
相設定が可能となるので、回路規模が従来より小形化さ
れ低コスト化される効果が得られる。
【図１】 本発明の非線形歪補償回路における位相設定
方法の基本構成を示す原理図
方法の基本構成を示す原理図
【図２】 本発明の動作を説明する為の送信バーストの
立上りのランプタイム波形図
立上りのランプタイム波形図
【図３】 本発明の動作を説明する為の固定パターンの
ランプビット送信時の直交復調出力の[I']から[Q']を減
算した減算出力[I'-Q'] の図
ランプビット送信時の直交復調出力の[I']から[Q']を減
算した減算出力[I'-Q'] の図
【図４】 本発明の動作を説明する為の固定パターンの
ランプビット送信の或る時点での位相を回転し変化させ
た時の減算出力[I'-Q'] の波形図
ランプビット送信の或る時点での位相を回転し変化させ
た時の減算出力[I'-Q'] の波形図
【図５】 本発明の動作を説明する為の減算出力[I'-
Q'] の波形(V) を基準電圧(Vo)と比較する比較回路を通
した後の波形図
Q'] の波形(V) を基準電圧(Vo)と比較する比較回路を通
した後の波形図
【図６】 本発明の実施例の減算回路と比較回路の具体
例
例
【図７】 本発明の請求項２に対応する実施例の動作説
明図
明図
【図８】 本発明の請求項３に対応する実施例の動作説
明図
明図
【図９】 本発明の請求項４に対応する実施例の回路構
成図
成図
【図10】 図９の実施例の動作説明の基本図
【図11】 図９の実施例の動作の簡単な説明図
【図12】 従来の一般的な送信回路の構成図
【図13】 従来のカルテシアン型非線形歪補償付き送信
回路の構成図
回路の構成図
【図14】 従来型の位相測定回路の構成図
【図15】 従来型の別の位相測定回路の構成図
【図16】 従来型の位相差の測定原理を説明する為の図
【符号の説明】 １,19-Aは減算回路、19-Bは加算回路、2,20-A,20-B は
比較回路、3,21は制御回路、4 ,22は掃引制御回路、(1
0)は変調ベースバンド回路、(20)は DA 変換器、(30)は
低域フィルタ、(40)は歪加算器、(50)は直交変調器MOD
、(60)は高出力送信回路、(70)は直交復調器DEM 、
比較回路、3,21は制御回路、4 ,22は掃引制御回路、(1
0)は変調ベースバンド回路、(20)は DA 変換器、(30)は
低域フィルタ、(40)は歪加算器、(50)は直交変調器MOD
、(60)は高出力送信回路、(70)は直交復調器DEM 、
Claims (4)
- 【請求項１】 TDMA方式で 4相PSK 変調等の直交変調さ
れたバーストを送信する送信回路の、入力の２系列のベ
ースバンドを直交変調器へ出力するベースバンド回路(1
0)と、DA変換器(20)と、低域フィルタ(30)と、歪加算器
(40)と、局部搬送波を直交変調する前記直交変調器(50)
と、其の変調出力を非線形増幅する高出力増幅器(60)
と、其の出力(Pout)を前記局部搬送波で直交復調する直
交復調器(70)と、該局部搬送波の位相を任意に変移する
無限移相器(80)と、該局部搬送波を発生する局部発振器
(90)と、前記直交復調器の出力(I',Q')の歪を検出する
歪検出器(100) と、其の出力歪の補償信号を前記歪加算
器(40)へ出力するループスイッチ(110) からなるカルテ
シアン型歪補償回路付き送信回路の出力(Pout)を直交復
調し入力側へ帰還する前記直交復調器(70)の出力(I',
Q')の位相を設定する方法において、該直交復調器(70)
の出力(I',Q')の同相分(I')から直交分(Q')を減算する
減算回路(1) と、其の減算結果(I'-Q') の電圧(V) を基
準電圧(V0)と比較する比較回路(2) と、其の比較結果の
差が負極性(L)の時に出力する検出信号(TRG-SIG)および
外部入力のバースト信号と送信ON信号とにより前記局部
発振器(90)の出力の搬送波の位相を変移する無限移相器
(80)に所定の位相範囲 (ΔΦ)を掃引させる掃引開始の
タイミングと掃引停止のタイミングを発生する制御回路
(3) と、其の出力タイミングの掃引開始トリガ(STR-TR
G)と掃引停止トリガ(STP -TRG)とにより、該無限移相器
(80)に所定の位相範囲（ΔΦ）を掃引させる制御信号
(X,Y)を生成し送出する掃引制御回路(4) とを具え、前
記直交復調器(70)への局部搬送波の位相を、送信バース
トの立上りを徐々にする送信値固定のランプビットの或
るタイミングで、該無限移相器(80)に所定の位相範囲
（ΔΦ）を掃引させることで、直交復調器(70)の出力
(I',Q')の位相(tan-1Q'/I')を直交変調器(50)の入力(I,
Q) の位相(tan-1Q/I)に等しくなるように設定すること
を特徴とした非線形歪補償回路における位相設定方法。 - 【請求項２】 前記位相設定方法において、送信バース
トの１バースト目は或る程度の誤差を許容した位相測定
の為に位相範囲（ΔΦ）360 ゜の掃引を行わせ、次の２
バースト目には該１バースト目で求めた位相を中心に狭
い位相範囲（例えばΔΦ= ±10゜）の掃引を行わせるな
ど２種類の掃引を行わせる事により、位相設定の精度を
向上することを特徴とする請求項１記載の非線形歪補償
回路における位相設定方法。 - 【請求項３】 前記位相設定方法において、送信バース
トのランプビットの複数時点(A,B,C,D)で、該比較回路
(1) の出力の負極性(L) の検出と位相範囲（ΔΦ）90゜
と其れより狭い位相範囲（例えばΔΦ= ±10゜）の掃引
とを行わせる事により、１バースト目において高精度の
位相測定をすることを特徴とする請求項１記載の非線形
歪補償回路における位相設定方法。 - 【請求項４】 前記カルテシアン型歪補償付き送信回路
の出力(Pout)を復調し入力側へ帰還する直交復調器(70)
への局部搬送波の位相を無限移相器(80)により設定する
方法において、該直交復調器の出力(I',Q')の同相分
(I')から直交分(Q')を減算する減算回路(19-A)と、其の
減算結果(I'-Q') の電圧(V) を基準電圧(V0)と比較する
減算用比較回路(20-A)と、該同相分(I')に該直交分(Q')
を加算する加算回路(19-B)と、其の加算結果(I'+Q') の
電圧(V) を基準電圧(V0)と比較する加算用比較回路(20-
B)と、該減算用比較回路の出力(C→A)と該加算用比較回
路の出力(D→B)との論理積(D→A)と外部入力のバースト
信号と送信ON信号とにより、前記無限移相器(80)に所定
の位相範囲（ΔΦ）を掃引させる掃引開始と掃引停止の
タイミングを発生する制御回路(3) と、其の出力タイミ
ングの掃引開始トリガ(STR-TRG)と掃引停止トリガ(STP-
TRG)とにより、該無限移相器(80)に所定の位相範囲（Δ
Φ）を掃引させる制御信号(X,Y)を生成する掃引制御回
路(4) とを具え、前記減算用比較回路の出力(C→A)と該
加算用比較回路の出力(D→B)とから素早く誤差90゜で位
相設定値を得た後、位相範囲（ΔΦ）90゜と其れより狭
い位相範囲（例えばΔΦ= ±10゜）の掃引を行わせて、
直交復調器(70)への局部搬送波の位相設定をすることを
特徴とする非線形歪補償回路における位相設定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18016292A JPH0630059A (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 非線形歪補償回路における位相設定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18016292A JPH0630059A (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 非線形歪補償回路における位相設定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630059A true JPH0630059A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=16078488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18016292A Withdrawn JPH0630059A (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 非線形歪補償回路における位相設定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630059A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1087560A1 (en) * | 1999-04-06 | 2001-03-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Multiplex transmission device of cdma system and multiplex transmission method of cdma system |
| US9182276B2 (en) | 2013-07-31 | 2015-11-10 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Semiconductor integrated circuit for optical sensor |
-
1992
- 1992-07-08 JP JP18016292A patent/JPH0630059A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1087560A1 (en) * | 1999-04-06 | 2001-03-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Multiplex transmission device of cdma system and multiplex transmission method of cdma system |
| US6442192B1 (en) | 1999-04-06 | 2002-08-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | CDMA type multiple transmission apparatus and CDMA type multiple transmission method |
| EP1087560A4 (en) * | 1999-04-06 | 2006-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | SYSTEM AND DEVICE FOR MULTIPLEX TRANSMISSION IN A CDMA SYSTEM |
| US9182276B2 (en) | 2013-07-31 | 2015-11-10 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Semiconductor integrated circuit for optical sensor |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |