JPH06244413A - Insulated gate semiconductor device - Google Patents

Insulated gate semiconductor device

Info

Publication number
JPH06244413A
JPH06244413A JP3157893A JP3157893A JPH06244413A JP H06244413 A JPH06244413 A JP H06244413A JP 3157893 A JP3157893 A JP 3157893A JP 3157893 A JP3157893 A JP 3157893A JP H06244413 A JPH06244413 A JP H06244413A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
external
terminal
voltage
gate
semiconductor device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP3157893A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Mitsuzo Sakamoto
光造 坂本
Isao Yoshida
功 吉田
Masatoshi Morikawa
正敏 森川
Shigeo Otaka
成雄 大高
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Priority to JP3157893A priority Critical patent/JPH06244413A/en
Publication of JPH06244413A publication Critical patent/JPH06244413A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01LSEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772Field effect transistors
    • H01L29/78Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7803Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01LSEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772Field effect transistors
    • H01L29/78Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7803Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device
    • H01L29/7808Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device the other device being a breakdown diode, e.g. Zener diode

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Insulated Gate Type Field-Effect Transistor (AREA)

Abstract

PURPOSE:To provide a power MOS transistor incorporating a protective circuit with improved allowable gate voltage against positive and negative voltage. CONSTITUTION:The circuit operation of temperature detection, latch and gate shut-off is stabilized by a Zener diode D10, and when an external gate 11 becomes high voltage, an M6 in a high gate voltage shut-off circuit is turned on, for a power MOS to be protected. A resistor R4 for detecting temperature is connected to an external gate terminal side, and diodes D1-4 to a source side. Further to protect from negative voltage, reverse-flow protection diodes D7-9 are inserted. Thus, thanks to the Zener diode D10 and the diodes D1-4 on the external source side, dependency on voltage in temperature detection operation is reduced. The high gate voltage shut-off circuit operates against positive high voltage, and against negative voltage, the reverse-flow protection diodes D7-9 increases its breakdown strength.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は大電力を扱う単体絶縁ゲ
ート型半導体素子に係り、特に、過熱並びに過電流等の
保護機能を内蔵する絶縁ゲート型半導体装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a single insulated gate semiconductor device that handles a large amount of power, and more particularly to an insulated gate semiconductor device having a built-in protection function against overheat and overcurrent.

【0002】[0002]

【従来の技術】過熱遮断回路を内蔵するパワーMOSF
ETの例としては、特開昭63−229758号公報が
ある。この従来例では温度検出を外部ソース側の抵抗と
外部ゲート側のダイオードの分圧変動で検出し、素子過
熱時に前記抵抗側の電圧増加により保護回路用nチャネ
ルMOSFETのゲート・ソース間電圧を増加し、この
保護回路用nチャネルMOSFETをオンすることによ
り本体パワーMOSFETを遮断させる過熱遮断回路を
内蔵している。この従来の過熱遮断回路では外部ゲート
電圧変動に対する前記保護回路用nチャネルMOSFE
Tのゲート・ソース間電圧変動が大きいため、ゲート電
圧の変動が過熱遮断温度の変動に結び付きやすい。この
ため、保護回路部の電源に対応する外部ゲートと外部ソ
ース間にツェナーダイオードを挿入し、ゲート電圧の変
動による過熱遮断温度の変動を抑制していた。
2. Description of the Related Art Power MOSF incorporating an overheat cutoff circuit
As an example of ET, there is JP-A-63-229758. In this conventional example, temperature detection is detected by the partial pressure fluctuation of the resistance on the external source side and the diode on the external gate side, and the gate-source voltage of the protection circuit n-channel MOSFET is increased by increasing the voltage on the resistance side when the element overheats. A built-in overheat cutoff circuit cuts off the main body power MOSFET by turning on the n-channel MOSFET for the protection circuit. In this conventional overheat cutoff circuit, the n-channel MOSFE for the protection circuit against external gate voltage fluctuations is used.
Since the gate-source voltage fluctuation of T is large, the fluctuation of the gate voltage is likely to be linked to the fluctuation of the overheat cutoff temperature. Therefore, a Zener diode is inserted between the external gate and the external source corresponding to the power supply of the protection circuit unit to suppress the fluctuation of the overheat cutoff temperature due to the fluctuation of the gate voltage.

【0003】[0003]

【発明が解決しようとする課題】前記従来の過熱遮断回
路内蔵パワーMOSFETの回路例では、外部ゲートの
変動による過熱遮断温度の変動を抑えるため、保護回路
部に10Vから4V程度の定電圧用のツェナーダイオー
ドを接続している。また、保護回路にドレイン・ソース
間寄生ダイオードが存在するnチャネルMOSFETを
外部ゲート端子と外部ソース端子間に接続している。こ
のため、従来の過熱遮断回路内蔵パワーMOSFETの
許容ゲート電圧は10Vから−0.5V程度となり、過
熱遮断回路が存在しない通常のパワーMOSFETの許
容ゲート電圧(20Vから−20V程度)より狭くなる
という問題があった。
In the circuit example of the conventional power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit, in order to suppress the change of the overheat cutoff temperature due to the change of the external gate, the protection circuit is provided with a constant voltage of about 10V to 4V. The Zener diode is connected. An n-channel MOSFET having a drain-source parasitic diode in the protection circuit is connected between the external gate terminal and the external source terminal. Therefore, the allowable gate voltage of the conventional power MOSFET with built-in overheat cutoff circuit is about 10V to -0.5V, which is narrower than the allowable gate voltage of a normal power MOSFET without an overheat cutoff circuit (about 20V to -20V). There was a problem.

【0004】本発明の目的は許容ゲート電圧を向上した
保護回路内蔵パワーMOSFETを提供することにあ
る。
An object of the present invention is to provide a power MOSFET with a built-in protection circuit with an improved allowable gate voltage.

【0005】[0005]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の一実施形態によれば、外部ドレイン端子
(12)、外部ゲート端子(11)、外部ソース端子
(10)と本体パワーMOSFETを有するNチャネル
パワーMOSFETにおいて、前記本体パワーMOSF
ETとは異なる第2のスイッチング素子(M6)とこの
第2のスイッチング素子(M6)のゲート端子と前記外
部ゲート端子(11)との間にダイオード(D5、D
6)または抵抗とを有し、規定以上の正電圧が外部ゲー
ト端子(11)に印加されたときに前記第2のスイッチ
ング素子(M6)がオンすることにより、前記本体パワ
ーMOSFETを遮断する高ゲート電圧遮断回路を内蔵
したことを特徴とするものである(図2参照)。
To achieve the above object, according to an embodiment of the present invention, an external drain terminal (12), an external gate terminal (11), an external source terminal (10) and a main body power are provided. In an N-channel power MOSFET having a MOSFET, the main body power MOSF
A diode (D5, D5) is provided between a second switching element (M6) different from ET and a gate terminal of the second switching element (M6) and the external gate terminal (11).
6) or a resistor, which turns off the second switching element (M6) when a positive voltage higher than a specified value is applied to the external gate terminal (11), thereby shutting off the main body power MOSFET. It is characterized by having a built-in gate voltage cutoff circuit (see FIG. 2).

【0006】さらに、本発明の好適な他の実施形態によ
れば、外部ドレイン端子(12)、外部ゲート端子(1
1)、外部ソース端子(10)と本体パワーMOSFE
Tを有するパワーMOSFETにおいて、前記外部ゲー
ト端子(11)と前記外部ソース端子(10)間の電圧
により給電され動作する回路(温度検出回路とラッチ回
路とゲート遮断回路)を設け、この回路の動作電圧範囲
を制限するための第1の手段(D10)と、前記外部ゲ
ート端子(11)と前記外部ソース端子(10)の間の
電圧範囲を制限する第2の手段(D5、D6)とを有す
ることを特徴とするものである(図7参照)。
Furthermore, according to another preferred embodiment of the present invention, the external drain terminal (12) and the external gate terminal (1
1), external source terminal (10) and main body power MOSFE
A power MOSFET having T is provided with a circuit (a temperature detection circuit, a latch circuit, and a gate cutoff circuit) which operates by being supplied with a voltage between the external gate terminal (11) and the external source terminal (10), and the operation of this circuit A first means (D10) for limiting the voltage range and a second means (D5, D6) for limiting the voltage range between the external gate terminal (11) and the external source terminal (10). It is characterized by having (see FIG. 7).

【0007】さらに、本発明の好適な他の実施形態によ
れば、外部ドレイン端子(12)、外部ゲート端子(1
1)、外部ソース端子(10)と本体パワーMOSFE
Tを有するパワーMOSFETにおいて、温度検出を抵
抗(R4)とダイオード(D1〜D4)の分圧変動で検
出し、素子過熱時に前記ダイオード側の電圧変動が第4
のMOSFET(M1)のゲート・ソース間電圧を下
げ、前記第4のMOSFET(M1)がオフすることに
より前記本体パワーMOSFETを遮断させる過熱遮断
回路と、第2のスイッチング素子(M6)のゲート端子
と前記外部ゲート端子(11)との間にダイオード(D
5、D6)または抵抗とを設け、規定以上の正電圧が外
部ゲート端子(11)に印加されたときに前記第2のス
イッチング素子(M6)がオンすることにより、前記本
体パワーMOSFETを遮断する高ゲート電圧遮断回路
を内蔵したことを特徴とするものである(図2参照)。
Furthermore, according to another preferred embodiment of the present invention, the external drain terminal (12) and the external gate terminal (1) are provided.
1), external source terminal (10) and main body power MOSFE
In a power MOSFET having T, temperature detection is detected by a partial pressure fluctuation of a resistor (R4) and a diode (D1 to D4), and when the element is overheated, the voltage fluctuation on the diode side is a fourth value.
And a gate terminal of the second switching element (M6), which lowers the gate-source voltage of the MOSFET (M1) and shuts off the main body power MOSFET by turning off the fourth MOSFET (M1). Between the external gate terminal (11) and the diode (D
5, D6) or a resistor is provided, and the second switching element (M6) is turned on when a positive voltage higher than a specified value is applied to the external gate terminal (11), thereby shutting off the main body power MOSFET. It is characterized by incorporating a high gate voltage cutoff circuit (see FIG. 2).

【0008】本発明の他の一実施形態によれば、外部ゲ
ート端子(11)と外部ソース端子(10)の間の電圧
を電源として動作する保護回路(温度検出回路、ラッチ
回路、ゲート遮断回路)を内蔵するパワーMOSFET
において外部ソース端子(10)から外部ゲート端子
(11)への逆流防止用ダイオード(D7、D8、D
9)を内蔵したことを特徴とするものである(図2参
照)。
According to another embodiment of the present invention, a protection circuit (a temperature detection circuit, a latch circuit, a gate cutoff circuit) that operates using a voltage between the external gate terminal (11) and the external source terminal (10) as a power source. ) Built-in power MOSFET
In order to prevent backflow from the external source terminal (10) to the external gate terminal (11) (D7, D8, D
9) is incorporated (see FIG. 2).

【0009】[0009]

【作用】本発明の代表的な実施形態(図2)では、温度
検出回路やラッチ回路の電源電圧を制限するためのツェ
ナーダイオードD10の他に高ゲート電圧遮断回路を設
けた。このため、例えば20V以上の高いゲート電圧が
外部ゲート端子11に入力した場合にはパワーMOSF
ETを遮断して保護し、ゲートに高い電圧が印加されて
いることがすぐ分かるようにした。このため、長時間に
わたり高いゲート電圧がツェナーダイオードやパワーM
OSFETに印加されることを防止できる。また、外部
ゲート電圧が20Vから10Vの範囲では抵抗Rg1と
ツェナーダイオードD10の働きにより、温度検出回路
やラッチ回路の電源電圧を約10Vに定電圧化できる。
また、本実施例では温度検出用の多結晶シリコン抵抗R
4を外部ゲート端子側に、負の温度係数を有する多結晶
シリコンダイオード列D1、D2、D3、D4を外部ソ
ース端子側に接続し、多結晶シリコンダイオード列に印
加されるゲート・ソース間電圧により温度検出用nチャ
ネルMOSFET M1を制御した。このため、従来の
ように負の温度係数を有する多結晶シリコンダイオード
列を外部ゲート端子側に、多結晶シリコン抵抗を外部ソ
ース端子側に接続し、多結晶シリコン抵抗間に印加され
るゲート・ソース間電圧により温度検出用nチャネルM
OSFETを制御する場合に比べ過熱遮断温度のゲート
電圧依存性を低減することができる(外部ゲート端子の
電圧変動は主に抵抗R4側の電圧変動となりダイオード
列側の電圧変動分は小さいため)。このため、ツェナー
ダイオードD10による定電圧化が困難な10V以下の
外部ゲート電圧入力の場合にも過熱遮断温度の変化を比
較的小さく抑えられるという利点がある。また、負の外
部ゲート電圧耐圧を増加するためにダイオードD7、D
8、D9を設けた。ダイオードD8とD9は保護回路用
MOSFET M1〜M9のドレイン・ソース間の寄生
ダイオードに流れる電流を阻止するように働く。本発明
のその他の目的と特徴とは、以下の実施例から明らかと
なろう。
In a typical embodiment of the present invention (FIG. 2), a high gate voltage cutoff circuit is provided in addition to the Zener diode D10 for limiting the power supply voltage of the temperature detection circuit and the latch circuit. Therefore, when a high gate voltage of, for example, 20 V or more is input to the external gate terminal 11, the power MOSF
ET was blocked and protected so that it could be immediately seen that a high voltage was applied to the gate. For this reason, a high gate voltage is maintained for a long time with a Zener diode or power M
It can be prevented from being applied to the OSFET. Further, when the external gate voltage is in the range of 20V to 10V, the resistance Rg1 and the Zener diode D10 work to make the power supply voltage of the temperature detection circuit and the latch circuit constant at about 10V.
Further, in this embodiment, the polycrystalline silicon resistor R for temperature detection is used.
4 is connected to the external gate terminal side, and the polycrystalline silicon diode strings D1, D2, D3, and D4 having a negative temperature coefficient are connected to the external source terminal side, and the gate-source voltage applied to the polycrystalline silicon diode string is used. The n-channel MOSFET M1 for temperature detection was controlled. For this reason, a polycrystalline silicon diode string having a negative temperature coefficient is connected to the external gate terminal side and a polycrystalline silicon resistor is connected to the external source terminal side as in the conventional case, and a gate-source applied between the polycrystalline silicon resistors is connected. N channel M for temperature detection
The gate voltage dependency of the overheat cutoff temperature can be reduced compared to the case of controlling the OSFET (the voltage fluctuation of the external gate terminal is mainly the voltage fluctuation of the resistor R4 side and the voltage fluctuation amount of the diode string side is small). Therefore, there is an advantage that the change in the overheat cutoff temperature can be suppressed to a relatively small level even when an external gate voltage of 10 V or less is difficult to make a constant voltage by the Zener diode D10. In addition, in order to increase the withstand voltage of the negative external gate voltage, the diodes D7 and D
8 and D9 are provided. The diodes D8 and D9 act to block the current flowing in the parasitic diode between the drain and source of the protection circuit MOSFETs M1 to M9. Other objects and features of the present invention will be apparent from the following examples.

【0010】[0010]

【実施例】図1は本発明の第1の実施例の回路図であ
る。本実施例は過ゲート電圧保護回路と負電圧保護回路
を内蔵したパワーMOSFETである。ここで、D5、
D6、D7、D9は降伏電圧10V程度の多結晶シリコ
ン結晶シリコンダイオードである。外部ゲート端子11
に5Vから10V程度の通常の電圧が印加される場合に
はダイオードD5、D6が遮断のため、M6はオフ状態
である。このため、外部ゲート端子11に印加された電
圧はそのまま本体のパワーMOSFETのゲート13に
印加され通常の動作を行なう。しかし、外部ゲート端子
11に20V程度以上のゲート電圧が印加されるとD
5、D6が降伏しM6がオンする。このため、本体のパ
ワーMOSFETは遮断する。従来のゲート保護回路は
高いゲート電圧が印加されると内蔵した多結晶シリコン
ダイオードにより本体のパワーMOSFETのゲート酸
化膜に高電圧が印加されるのを防止していた。このた
め、規格以上の高いゲート電圧駆動が行われた場合、ゲ
ート保護ダイオードまたは本体パワーMOSFETにス
トレスがかかり続け、素子劣化が生じるという問題があ
った。これに対し、本実施例のパワーMOSFETでは
規格以上の外部ゲート電圧が印加された場合、ドレイン
電流を遮断するため駆動条件の異常がすぐ分かる。この
ため、長時間にわたりゲート保護ダイオードまたは本体
パワーMOSFETにストレスがかかることを防止でき
るという利点がある。また、本実施例では負ゲート電圧
保護のため多結晶シリコンダイオードD9、D7を設け
た。保護回路用nチャネルMOSFET M6のドレイ
ン・ソース間には寄生ダイオードが存在するが、D9の
追加によりM6を逆流する外部ゲート電流成分を無くす
ことが可能となる。これにより、外部ゲート電圧が外部
ソース電圧以下に下がった場合に外部ソース端子10か
ら外部ゲート端子11に流れる電流を防止した。本実施
例において、Rg0はゲート電圧の定格電圧範囲を向上
するために設けてあるが省略することも可能である。以
下の実施例の図面ではRg0は省略した。本実施例では
高ゲート電圧が印加された場合にM6のゲート端子へ電
圧をレベルシフトするためにダイオードD5、D6を用
いたが、この代わりに、レベルシフト素子とて高抵抗を
用いることも可能である。
1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. The present embodiment is a power MOSFET having a built-in over-gate voltage protection circuit and a negative voltage protection circuit. Where D5,
D6, D7 and D9 are polycrystalline silicon crystal silicon diodes having a breakdown voltage of about 10V. External gate terminal 11
When a normal voltage of about 5 V to 10 V is applied to M6, the diodes D5 and D6 are cut off, and M6 is in the off state. Therefore, the voltage applied to the external gate terminal 11 is applied as it is to the gate 13 of the power MOSFET of the main body to perform a normal operation. However, when a gate voltage of about 20 V or more is applied to the external gate terminal 11, D
5, D6 surrenders and M6 turns on. Therefore, the power MOSFET of the main body is cut off. In the conventional gate protection circuit, when a high gate voltage is applied, the built-in polycrystalline silicon diode prevents the high voltage from being applied to the gate oxide film of the power MOSFET of the main body. Therefore, when the gate voltage driving higher than the standard is performed, there is a problem that the gate protection diode or the main body power MOSFET is continuously stressed and the element is deteriorated. On the other hand, in the power MOSFET of this embodiment, when an external gate voltage higher than the standard is applied, the drain current is cut off, so that an abnormality in the driving condition can be immediately recognized. Therefore, there is an advantage that stress can be prevented from being applied to the gate protection diode or the main body power MOSFET for a long time. Further, in this embodiment, polycrystalline silicon diodes D9 and D7 are provided to protect the negative gate voltage. Although a parasitic diode exists between the drain and the source of the protection circuit n-channel MOSFET M6, the addition of D9 makes it possible to eliminate the external gate current component that flows backward in M6. This prevents the current flowing from the external source terminal 10 to the external gate terminal 11 when the external gate voltage drops below the external source voltage. In the present embodiment, Rg0 is provided to improve the rated voltage range of the gate voltage, but it can be omitted. In the drawings of the following Examples, Rg0 is omitted. In this embodiment, the diodes D5 and D6 are used to level shift the voltage to the gate terminal of M6 when a high gate voltage is applied, but instead of this, a high resistance can be used as the level shift element. Is.

【0011】図2は本発明の第2の実施例の回路図であ
り、図1の実施例の考え方を過熱遮断回路内蔵パワーM
OSFETに適用した場合を示してある。この図2の本
実施例のパワーMOSFETは外部ゲート電圧11が約
20Vから約10Vの範囲において、温度検出回路とラ
ッチ回路とゲート遮断回路の電源電圧を約10Vに抑え
るためのツェナーダイオードD10と抵抗Rg1を設
け、さらに、外部ゲート電圧11が約20V以上になっ
た場合にパワーMOSFETを強制的に遮断するための
高ゲート電圧遮断回路を設け、さらに負ゲート電圧保護
のためダイオードD7、D8、D9を設けてあることが
第1の特徴である。外部ゲート電圧11が約20V以下
の場合の過熱遮断回路の動作を、参考のため以下に述べ
る。非対称フリップフロップ回路形式のラッチ回路の多
結晶シリコン抵抗R1の抵抗値をR2より十分高く設定
することにより、外部ゲート端子に電圧を印加した場合
にチップ温度が低い時には、M5は常にオフ状態にな
る。これにより、本体のパワーMOSFETは過熱遮断
回路がない従来のパワーMOSFETと同様にオンす
る。一方、過負荷状態や負荷短絡が発生することにより
パワーMOSFETが過熱すると負の温度依存性を有す
る多結晶シリコンダイオード列(D1、D2、D3、D
4)に印加される電圧が低下しM1がオフする。これに
より、M4がオンとなり、ラッチ回路が状態を反転し、
ゲート遮断回路のM5がオンし、パワーMOSFETが
遮断する。本実施例ではラッチ回路を設けてあるためパ
ワーMOSFETが冷却後も遮断状態を保持する。再び
パワーMOSFETをオンさせるためには、外部ゲート
端子11をゼロボルトに下げてリセットする必要があ
る。特開昭63−229758号公報で述べられている
従来の過熱遮断回路内蔵パワーMOSFETでは温度検
出用の多結晶シリコンダイオード列(D1、D2、D
3、D4に対応)を外部ゲート端子側に、抵抗(R4に
対応)を外部ソース端子側に配置し、前記抵抗の両端の
電圧が増加することによりnチャネルMOSFET(M
1に対応)がオンし、パワーMOSFETが遮断するよ
うに設計されていた。この従来例の場合、ゲート電圧の
変動が前記抵抗にかかる電圧の変動になりやすいため、
例えば5V電源でゲート電圧を駆動する過熱遮断回路内
蔵パワーMOSFETでは約5Vの降伏電圧を有するツ
ェナーダイオードにより定電圧化することが必要であ
る。このため、過熱遮断回路を内蔵してない通常のパワ
ーMOSFETの定格ゲート電圧(20Vから30V)
に比べ、許容範囲が狭くなるという問題があった。ま
た、通常のプロセスでは5V駆動用の過熱遮断回路内蔵
パワーMOSFETの場合、5V耐圧レベルのツェナー
ダイオードを用いる必要があるが、この耐圧レベルでは
多結晶シリコンダイオードはソフトブレークダウン特性
となるため、外部ゲート端子に流れる電流が大きくなる
という問題があった。ただし、この従来例の場合は、過
熱遮断回路部の電源電圧がたとえ増加しても、過熱遮断
回路の遮断温度は低下する方向に変化するためパワーM
OSFETが破壊するような誤動作はしないという利点
があった。本実施例では温度検出用の多結晶シリコンダ
イオード列(D1、D2、D3、D4)を外部ソース端
子側に、抵抗R4を外部ゲート端子側に配置し、多結晶
シリコンダイオード列(D1、D2、D3、D4)の両
端の電圧が低下することによりnチャネルMOSFET
M1がオフし、パワーMOSFETが遮断するように
設計してある点が第2の特徴である。本実施例の場合に
は温度検出回路部の電源電圧の変動は主に抵抗R4に印
加される電圧の変動となり、多結晶シリコンダイオード
列(D1、D2、D3、D4)に印加される電圧の変動
にはなりにくい。このため、外部ゲート電圧が10Vか
ら4V程度にさがりツェナーダイオードD10による定
電圧化が図れない領域でも上記理由により過熱遮断温度
の変動は低く抑えられるという特徴がある。ただし、本
実施例の温度検出回路は外部ゲート電圧が高くなりツェ
ナーダイオードD10による温度検出回路部の定電圧化
が図れなくなった場合、M1がオフしなくなり過熱遮断
回路が働かなくなるという欠点がある。そこで、本実施
例の温度検出回路では過熱遮断回路が働かなくなるよう
な高い外部ゲート電圧(例えば20V以上)が印加され
る場合にパワーMOSFETが強制的に遮断するように
働く高ゲート電圧遮断回路を内蔵することが特に有効と
なる。本実施例の場合には5V駆動用でもツェナーダイ
オードの耐圧は10Vレベルのハードブレークダウン特
性を有する素子を使用できる。このため、過熱遮断回路
内蔵パワーMOSFETのゲート電流を低減できるとい
う利点がある。以上をまとめると本実施例では、高ゲー
ト電圧(たとえば20V程度以上)が印加される場合に
は強制的に本体のパワーMOSFETをオフする。20
Vから10Vの外部ゲート電圧に関してはツェナーダイ
オードD10により過熱遮断回路の電源電圧を10V程
度に定電圧化し、過熱遮断回路の動作を可能にする。外
部ゲート電圧が10Vから4V程度の領域では温度検出
回路の外部ゲート電圧依存性が小さいため過熱遮断回路
の動作を可能になる。また、外部ゲート電圧に−10V
の負電圧を印加することが可能になる。よって、従来の
過熱遮断回路内蔵パワーMOSFETでは7Vから−
0.5V程度であった定格ゲート電圧を25Vから−1
0V程度に広くすることができる。このため、従来の過
熱遮断回路内蔵パワーMOSFETに比べゲート破壊し
にくいという利点がある。また、たとえ20V以上の高
いゲート電圧が印加された場合にも高ゲート電圧遮断回
路によりパワーMOSFETが遮断するため、誤って高
いゲート電圧を印加していることがユーザに判り易いと
いう利点がある。このため、ゲートに過負荷が長時間印
加されることを防止しやすいという利点がある。さら
に、従来の過熱遮断回路内蔵パワーMOSFETのゲー
ト電流は100μA以上あったが、本実施例では50μ
A程度以下に抑えることができる。このため、マイコン
のように駆動能力が低い駆動回路でも過熱遮断回路内蔵
パワーMOSFETを直接駆動することができるという
利点がある。本実施例の過熱遮断回路用MOSFET
M1〜M6のしきい電圧は全て同じ値にしてもよいが、
例えばM1とM6のしきい電圧は2.5V程度と高めに
設定し、M5、M2、M3のしきい電圧は1V程度に設
定することが望ましい。温度検出回路用のM1のしきい
電圧を高くする理由は、過熱遮断温度の精度を向上する
ため温度検出用のダイオード(D1、D2、D3、D
4)の数をできるだけ多く並べられるようにするためで
ある。また、高ゲート電圧遮断回路用のM6のしきい電
圧を高くする理由は、通常のゲート電圧入力時に誤動作
で高ゲート電圧遮断回路が動作するのを防止するためで
ある。一方、ゲート遮断回路用のM5は素子面積低減の
ため、低いゲート電圧においても電流駆動能力を高くす
るため、しきい電圧を低くする。また、M2とM3は低
いゲート電圧においてもラッチ回路を動作させるためし
きい電圧を低くすることが望ましい。ダイオードD1、
D2、D3、D4の数は外部ゲート電圧のレベルと遮断
温度の精度との関係で決まるため、場合により3個また
は5個などにかえてもよい。なお、多結晶シリコンダイ
オード列に用いるD1、D2、D3、D4は高濃度の拡
散層を接した構造のものを用い、直列抵抗を下げて外部
ゲート電圧依存性を低減することが望ましい。
FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. The concept of the embodiment of FIG.
The case where it is applied to an OSFET is shown. The power MOSFET of this embodiment shown in FIG. 2 has a Zener diode D10 and a resistor for suppressing the power supply voltage of the temperature detection circuit, the latch circuit and the gate cutoff circuit to about 10V when the external gate voltage 11 is in the range of about 20V to about 10V. Rg1 is provided, and a high gate voltage cutoff circuit is provided to forcibly cut off the power MOSFET when the external gate voltage 11 becomes about 20 V or more. Furthermore, diodes D7, D8, D9 are provided for protecting the negative gate voltage. Is the first feature. The operation of the overheat cutoff circuit when the external gate voltage 11 is about 20 V or less will be described below for reference. By setting the resistance value of the polycrystalline silicon resistor R1 of the latch circuit of the asymmetrical flip-flop circuit type to be sufficiently higher than R2, M5 is always off when the chip temperature is low when a voltage is applied to the external gate terminal. . As a result, the power MOSFET of the main body is turned on similarly to the conventional power MOSFET having no overheat cutoff circuit. On the other hand, when the power MOSFET is overheated due to an overload condition or a load short circuit, a polycrystalline silicon diode array (D1, D2, D3, D) having negative temperature dependence
The voltage applied to 4) drops and M1 turns off. As a result, M4 is turned on, the latch circuit inverts its state,
M5 of the gate cutoff circuit is turned on and the power MOSFET is cut off. In this embodiment, since the latch circuit is provided, the power MOSFET maintains the cutoff state even after cooling. In order to turn on the power MOSFET again, it is necessary to lower the external gate terminal 11 to zero volt and reset it. In the conventional power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit described in Japanese Patent Laid-Open No. 63-229758, a polycrystalline silicon diode array (D1, D2, D) for temperature detection is used.
(Corresponding to 3, D4) on the external gate terminal side and a resistor (corresponding to R4) on the external source terminal side, and the n-channel MOSFET (M
(Corresponding to 1) is turned on and the power MOSFET is cut off. In the case of this conventional example, the fluctuation of the gate voltage is likely to be the fluctuation of the voltage applied to the resistor,
For example, in a power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit that drives a gate voltage with a 5V power source, it is necessary to make it a constant voltage by a Zener diode having a breakdown voltage of about 5V. Therefore, the rated gate voltage (20V to 30V) of a normal power MOSFET without a built-in overheat cutoff circuit
There was a problem that the allowable range was narrower than that of. Further, in the normal process, in the case of the power MOSFET with a built-in overheat cut-off circuit for driving 5V, it is necessary to use a Zener diode having a withstand voltage level of 5V. There is a problem that the current flowing through the gate terminal becomes large. However, in the case of this conventional example, even if the power supply voltage of the overheat cutoff circuit section increases, the cutoff temperature of the overheat cutoff circuit changes in the direction of decreasing power M.
There is an advantage that there is no malfunction that destroys the OSFET. In this embodiment, the polycrystalline silicon diode array (D1, D2, D3, D4) for temperature detection is arranged on the external source terminal side and the resistor R4 is arranged on the external gate terminal side, and the polycrystalline silicon diode array (D1, D2, The voltage across D3, D4) drops, causing an n-channel MOSFET
The second feature is that M1 is turned off and the power MOSFET is cut off. In the case of the present embodiment, the fluctuation of the power supply voltage of the temperature detection circuit portion is mainly the fluctuation of the voltage applied to the resistor R4, and the fluctuation of the voltage applied to the polycrystalline silicon diode array (D1, D2, D3, D4). It does not easily fluctuate. Therefore, even in a region where the external gate voltage is lowered from about 10 V to about 4 V and the zener diode D10 cannot make a constant voltage, the fluctuation of the overheat cutoff temperature can be kept low for the above reason. However, the temperature detection circuit of the present embodiment has a drawback that the M1 does not turn off and the overheat cutoff circuit does not work when the external gate voltage becomes high and the temperature detection circuit section cannot be made constant voltage by the Zener diode D10. Therefore, in the temperature detection circuit of the present embodiment, a high gate voltage cutoff circuit that works so as to forcibly cut off the power MOSFET when a high external gate voltage (for example, 20 V or more) is applied so that the overheat cutoff circuit does not work. It is especially effective to incorporate it. In the case of this embodiment, it is possible to use an element having a hard breakdown characteristic of a Zener diode having a withstand voltage of 10V even for driving 5V. Therefore, there is an advantage that the gate current of the power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit can be reduced. In summary, in the present embodiment, when a high gate voltage (for example, about 20 V or higher) is applied, the power MOSFET of the main body is forcibly turned off. 20
Regarding the external gate voltage from V to 10V, the power supply voltage of the overheat cutoff circuit is made constant to about 10V by the Zener diode D10, and the operation of the overheat cutoff circuit is enabled. In the region where the external gate voltage is about 10V to 4V, the temperature detection circuit has a small dependency on the external gate voltage, so that the overheat cutoff circuit can operate. Also, the external gate voltage is -10V
It is possible to apply a negative voltage of. Therefore, in the conventional power MOSFET with built-in overheat cutoff circuit, from 7V-
The rated gate voltage, which was about 0.5V, was changed from 25V to -1
It can be as wide as 0V. Therefore, there is an advantage that the gate is less likely to be destroyed as compared with the conventional power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit. Further, even if a high gate voltage of 20 V or higher is applied, the power MOSFET is cut off by the high gate voltage cutoff circuit, so that there is an advantage that it is easy for the user to understand that the high gate voltage is applied by mistake. Therefore, there is an advantage that it is easy to prevent an overload from being applied to the gate for a long time. Further, the gate current of the conventional power MOSFET with built-in overheat cutoff circuit was 100 μA or more, but in the present embodiment, it is 50 μA.
It can be suppressed to about A or less. Therefore, there is an advantage that the power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit can be directly driven even by a drive circuit having a low drive capability such as a microcomputer. MOSFET for overheat cutoff circuit of the present embodiment
The threshold voltages of M1 to M6 may all have the same value,
For example, it is desirable that the threshold voltages of M1 and M6 are set to a high value of about 2.5V, and the threshold voltages of M5, M2, and M3 are set to about 1V. The reason for increasing the threshold voltage of M1 for the temperature detection circuit is to improve the accuracy of the overheat cutoff temperature by the diodes (D1, D2, D3, D) for temperature detection.
This is because the number of 4) can be arranged as much as possible. Further, the reason for increasing the threshold voltage of M6 for the high gate voltage cutoff circuit is to prevent the high gate voltage cutoff circuit from operating due to a malfunction at the time of inputting a normal gate voltage. On the other hand, M5 for the gate cutoff circuit reduces the element area, and thus the current driving capability is increased even at a low gate voltage, so the threshold voltage is lowered. In addition, it is desirable that the threshold voltages of M2 and M3 be low in order to operate the latch circuit even at a low gate voltage. Diode D1,
Since the number of D2, D3, and D4 is determined by the relationship between the level of the external gate voltage and the accuracy of the cutoff temperature, it may be changed to three or five depending on the case. It is desirable that D1, D2, D3, and D4 used in the polycrystalline silicon diode array have a structure in which a high-concentration diffusion layer is in contact, and that series resistance is reduced to reduce external gate voltage dependence.

【0012】図3は本発明の第3の実施例の回路図であ
る。本実施例ではダイオードD11をダイオードD10
に追加し、温度検出用の正の温度依存性を有する抵抗R
4をダイオードD8のアノード側に接続した点が図2の
実施例と異なるだけで前実施例と同様の効果がある。
FIG. 3 is a circuit diagram of the third embodiment of the present invention. In this embodiment, the diode D11 is replaced by the diode D10.
In addition to the resistor R having a positive temperature dependence for temperature detection
4 is connected to the anode side of the diode D8, which is different from the embodiment of FIG. 2 and has the same effect as the previous embodiment.

【0013】図4は本発明の第4の実施例の回路図であ
る。本実施例ではM6のドレインをラッチ回路でなく温
度検出回路に接続した場合の実施例であり図2に示した
実施例と同様の効果がある。
FIG. 4 is a circuit diagram of the fourth embodiment of the present invention. This embodiment is an embodiment in which the drain of M6 is connected to the temperature detection circuit instead of the latch circuit, and has the same effect as the embodiment shown in FIG.

【0014】図5は本発明の第5の実施例の回路図であ
る。これまでの実施例では負の温度係数を得るためにダ
イオードD1、D2、D3、D4を用いていたが、本実
施例ではこの代わりに多結晶シリコン抵抗R4より温度
係数の絶対値が大きく負の温度係数を有する多結晶シリ
コン抵抗R5を用いた。本実施例でも図2と同様な効果
がある。なお、本実施例では多結晶シリコンダイオード
D12〜D26と抵抗Rg3からなる過電圧保護回路を
外部ドレイン端子12側に加えている。他の実施例の場
合にも、本実施例と同様な外部ドレイン端子12側の過
電圧保護回路を追加することができることことは言うま
でもない。
FIG. 5 is a circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention. Although the diodes D1, D2, D3, and D4 are used to obtain the negative temperature coefficient in the above-described embodiments, in the present embodiment, the absolute value of the temperature coefficient is larger than that of the polycrystalline silicon resistor R4 and is negative instead. A polycrystalline silicon resistor R5 having a temperature coefficient was used. This embodiment also has the same effect as in FIG. In this embodiment, an overvoltage protection circuit including polycrystalline silicon diodes D12 to D26 and a resistor Rg3 is added to the external drain terminal 12 side. It goes without saying that an overvoltage protection circuit on the side of the external drain terminal 12 similar to that of this embodiment can be added to the other embodiments.

【0015】図6は本発明の第6の実施例の回路図であ
る。本実施例ではM1、M4、M6の実効的しきい電圧
を増加するため各々ダイオード接続したMOSFET
M7、M8、M9を追加した場合の実施例である。これ
により、過熱遮断回路に用いるMOSFETのしきい電
圧を全て同じにしても、図2の実施例説明で述べたよう
に過熱遮断温度の精度向上、高ゲート電圧遮断回路の誤
動作防止、保護回路の面積低減を達成できるという利点
がある。なお、本実施例ではダイオード接続したMOS
FET(M7、M8、M9)はそれぞれ1個ずつ接続し
たが必要に応じ2個以上並べることも可能である。
FIG. 6 is a circuit diagram of a sixth embodiment of the present invention. In this embodiment, MOSFETs each diode-connected to increase the effective threshold voltage of M1, M4, and M6.
This is an example when M7, M8, and M9 are added. As a result, even if the threshold voltages of the MOSFETs used in the overheat cutoff circuit are all the same, the accuracy of the overheat cutoff temperature is improved, the malfunction of the high gate voltage cutoff circuit is prevented, and the protection circuit is protected as described in the embodiment of FIG. There is an advantage that area reduction can be achieved. In this embodiment, a diode-connected MOS is used.
Although one FET (M7, M8, M9) is connected to each, two or more FETs can be arranged if necessary.

【0016】図7は本発明の第7の実施例の回路図であ
る。本実施例では図2の実施例の高電圧遮断回路の代わ
りにツェナーダイオードD5、D6による定電圧回路を
用いた場合の実施例である。本実施例では主にツェナー
ダイオードD5、D6の降伏電圧で決まる外部ゲート電
圧の上限値(例えば20V)以上におけるパワーMOS
FETの遮断機能はないが定格ゲート電圧を20Vから
−10V程度に広くすることができ、さらに、ゲート電
流を50μA程度以下に抑えることができるという利点
があることは図2の実施例の場合と同様である。
FIG. 7 is a circuit diagram of the seventh embodiment of the present invention. In this embodiment, a constant voltage circuit using Zener diodes D5 and D6 is used instead of the high voltage cutoff circuit of the embodiment of FIG. In this embodiment, a power MOS whose external gate voltage is determined by the breakdown voltage of the Zener diodes D5 and D6 and which has an upper limit value (for example, 20 V) or more.
Although there is no FET cutoff function, the rated gate voltage can be widened from 20V to about -10V, and further, the gate current can be suppressed to about 50 μA or less, which is the advantage of the embodiment of FIG. It is the same.

【0017】図8は本発明の第8の実施例の半導体装置
の構造断面図である。1001は高濃度N型領域で本体
のパワーMOSFETの外部ドレイン領域。1012a
は本体のパワーMOSFETのソース電極、1007a
は本体パワーMOSFETのゲート領域である。100
2はN形エピタキシャル層で本体パワーMOSFETの
ドレイン領域である。本実施例では図2の実施例で述べ
たように過熱遮断回路にしきい電圧が高いMOSFET
としきい電圧が低いMOSFETを用いるため、P形ウ
エル領域1005の表面濃度をP形ウエル領域1004
の表面濃度に比べ低くし、nチャネルMOSFET
(1)のしきい電圧はM1、M6用のため2V〜4V程
度と高く設定し、nチャネルMOSFET(2)のしき
い電圧はM2、M4、M5用に1V〜2V程度と低く設
定した。なお、nチャネルMOSFET(1)はツェナ
ーダイオードD10の降伏電圧より高くする必要がある
がP形ウエル領域1004の表面濃度が高いため、素子
耐圧の方が低くなる可能性がある。この場合にはドレイ
ン側に低濃度のn型領域を設け高耐圧化することが望ま
しい。 図9は本発明の第9の実施例の半導体装置の構
造断面図である。本実施例ではnチャネルMOSFET
(1)のしきい電圧をnチャネルMOSFET(2)の
しきい電圧より0.3V以上大きくする手段として本体
のP型チャネル拡散層1008をソース側に追加した。
これにより、2種類の保護回路用nチャネルMOSFE
Tを製作するために図8の実施例のように2種類のPウ
エル拡散層を必要とするところを1種類のPウエル拡散
層で済むという利点がある。
FIG. 8 is a structural sectional view of a semiconductor device according to an eighth embodiment of the present invention. Reference numeral 1001 denotes a high-concentration N-type region which is an external drain region of the power MOSFET of the main body. 1012a
Is the source electrode of the power MOSFET of the main body, 1007a
Is the gate region of the main body power MOSFET. 100
Reference numeral 2 denotes an N-type epitaxial layer which is a drain region of the main body power MOSFET. In this embodiment, as described in the embodiment of FIG. 2, the overheat cutoff circuit has a high threshold voltage MOSFET.
Since a MOSFET having a low threshold voltage is used, the surface concentration of the P-type well region 1005 is set to the P-type well region 1004.
Lower than the surface concentration of the n-channel MOSFET
The threshold voltage of (1) is set to a high value of about 2V to 4V for M1 and M6, and the threshold voltage of the n-channel MOSFET (2) is set to a low value of about 1V to 2V for M2, M4 and M5. The n-channel MOSFET (1) needs to be higher than the breakdown voltage of the Zener diode D10, but since the surface concentration of the P-type well region 1004 is high, the device breakdown voltage may be lower. In this case, it is desirable to provide a low concentration n-type region on the drain side to increase the breakdown voltage. FIG. 9 is a structural sectional view of a semiconductor device according to a ninth embodiment of the present invention. In this embodiment, an n-channel MOSFET
A P-type channel diffusion layer 1008 of the main body was added to the source side as a means for increasing the threshold voltage of (1) by 0.3 V or more than the threshold voltage of the n-channel MOSFET (2).
This enables two types of protection circuit n-channel MOSFE.
There is an advantage that only one type of P well diffusion layer is needed where two types of P well diffusion layers are required to manufacture T as in the embodiment of FIG.

【0018】以上の実施例ではパワーMOSFETに関
して述べたが、本技術は絶縁ゲート型バイポーラトラン
ジスタを含む電力用絶縁ゲート型半導体装置一般に適用
可能である。
Although the power MOSFETs have been described in the above embodiments, the present technique is generally applicable to power insulated gate semiconductor devices including insulated gate bipolar transistors.

【0019】[0019]

【発明の効果】本発明によれば、過熱遮断回路内蔵パワ
ーMOSFETの定格ゲート電圧の範囲の拡大と信頼性
向上が図れ、過熱遮断温度のゲート電圧依存性低減とゲ
ート電流低減が図れるという効果がある。
According to the present invention, the range of the rated gate voltage of the power MOSFET with a built-in overheat cutoff circuit can be expanded and the reliability can be improved, and the dependence of the overheat cutoff temperature on the gate voltage and the gate current can be reduced. is there.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の第1の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】本発明の第2の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 2 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a second embodiment of the present invention.

【図3】本発明の第3の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a third embodiment of the present invention.

【図4】本発明の第4の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 4 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図5】本発明の第5の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図6】本発明の第6の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 6 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a sixth embodiment of the present invention.

【図7】本発明の第7の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の回路図である。
FIG. 7 is a circuit diagram of an insulated gate semiconductor device according to a seventh embodiment of the present invention.

【図8】本発明の第8の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の構造断面図である。
FIG. 8 is a structural sectional view of an insulated gate semiconductor device according to an eighth embodiment of the present invention.

【図9】本発明の第9の実施例の絶縁ゲート型半導体装
置の構造断面図である。
FIG. 9 is a structural cross-sectional view of an insulated gate semiconductor device according to a ninth embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

10…外部ソース端子、11…外部ゲート端子、12…
外部ドレイン端子、13…本体パワーMOSFETの内
部ゲート端子、R1〜R5、Rg0〜Rg3…抵抗、D1〜
D27…ダイオード、M1〜M9…MOSFET。
10 ... External source terminal, 11 ... External gate terminal, 12 ...
External drain terminal, 13 ... Internal gate terminal of main body power MOSFET, R1 to R5, Rg0 to Rg3 ... Resistor, D1 to
D27 ... Diode, M1 to M9 ... MOSFET.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大高 成雄 東京都小平市上水本町五丁目20番1号 株 式会社日立製作所半導体設計開発センタ内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Shigeo Otaka 5-20-1, Josuihoncho, Kodaira-shi, Tokyo Inside the semiconductor design and development center, Hitachi, Ltd.

Claims (14)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外部
ソース端子と本体素子を有するNチャネル絶縁ゲート型
半導体装置において、 前記本体素子とは異なる第2のスイッチング素子とこの
第2のスイッチング素子の入力端子と前記外部ゲート端
子との間にダイオードまたは抵抗とを有し、規定以上の
正電圧が外部ゲート端子に印加されたときに前記第2の
スイッチング素子がオンすることにより、前記本体素子
を遮断する高ゲート電圧遮断回路を内蔵したことを特徴
とする絶縁ゲート型半導体装置。
1. An N-channel insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, wherein a second switching element different from the main body element and an input of the second switching element. A diode or a resistor is provided between the terminal and the external gate terminal, and the main switching element is shut off by turning on the second switching element when a positive voltage higher than a specified value is applied to the external gate terminal. An insulated gate semiconductor device having a built-in high gate voltage cutoff circuit.
【請求項2】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外部
ソース端子と本体素子を有するPチャネル絶縁ゲート型
半導体装置において、 前記本体素子とは異なる第3のスイッチング素子とこの
第3のスイッチング素子の入力端子と前記外部ゲート端
子との間にダイオードまたは抵抗を設け、規定以下の負
電圧が外部ゲート端子に印加されたときに前記第3のス
イッチング素子がオンすることにより、前記本体素子を
遮断する高ゲート電圧遮断回路を内蔵したことを特徴と
する絶縁ゲート型半導体装置。
2. A P-channel insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, wherein a third switching element different from the main body element and an input of the third switching element. A diode or a resistor is provided between the terminal and the external gate terminal, and the third switching element is turned on when a negative voltage below a specified value is applied to the external gate terminal, thereby shutting off the main body element. An insulated gate type semiconductor device having a built-in gate voltage cutoff circuit.
【請求項3】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外部
ソース端子と本体素子を有する絶縁ゲート型半導体装置
において、 前記外部ゲート端子と外部ソース端子間の電圧により給
電され動作する回路を設け、この回路の動作電圧範囲を
制限するための第1の手段と、前記外部ゲート端子と前
記外部ソース端子の間の電圧範囲を制限する第2の手段
とを有することを特徴とする絶縁ゲート型半導体装置。
3. An insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, which is provided with a circuit which is operated by being supplied with a voltage between the external gate terminal and the external source terminal. And a second means for limiting the voltage range between the external gate terminal and the external source terminal.
【請求項4】外部ゲート端子・外部ソース端子間電圧を
電源として動作する保護回路を内蔵するNチャネル絶縁
ゲート型半導体装置において、 外部ソース端子から外部ゲート端子への逆流防止用ダイ
オードを内蔵したことを特徴とする絶縁ゲート型半導体
装置。
4. An N-channel insulated gate type semiconductor device having a built-in protection circuit which operates by using a voltage between an external gate terminal and an external source terminal as a power supply, wherein a diode for preventing backflow from the external source terminal to the external gate terminal is built in. An insulated gate semiconductor device characterized by:
【請求項5】外部ゲート端子・外部ソース端子間電圧を
電源として動作する制御回路を内蔵するPチャネル絶縁
ゲート型半導体装置において、 外部ゲート端子から外部ソース端子への逆流防止用ダイ
オードを内蔵したことを特徴とする絶縁ゲート型半導体
装置。
5. A P-channel insulated gate semiconductor device having a built-in control circuit that operates by using a voltage between an external gate terminal and an external source terminal as a power supply, having a diode for preventing backflow from the external gate terminal to the external source terminal. An insulated gate semiconductor device characterized by:
【請求項6】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外部
ソース端子と本体素子を有する絶縁ゲート型半導体装置
において、 温度検出を抵抗とダイオードの分圧変動で検出し、素子
過熱時に前記ダイオード側の電圧変動が第4の絶縁ゲー
ト型半導体素子のゲート・ソース間電圧を下げ、前記第
4の絶縁ゲート型半導体素子がオフすることにより本体
素子を遮断させる過熱遮断回路と、請求項1または請求
項2に記載の高ゲート電圧遮断回路とを内蔵したことを
特徴とする絶縁ゲート型半導体装置。
6. In an insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, temperature detection is detected by a partial pressure change of a resistor and a diode, and the voltage on the diode side is detected when the element is overheated. 3. An overheat cutoff circuit which cuts off the main body element when the fourth insulated gate type semiconductor element is turned off due to a change in the gate-source voltage of the fourth insulated gate type semiconductor element, and the fourth insulated gate type semiconductor element is turned off. 2. An insulated gate semiconductor device comprising the high gate voltage cutoff circuit described in 1.
【請求項7】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外部
ソース端子と本体素子を有する絶縁ゲート型半導体装置
において、 温度検出を抵抗とダイオードの分圧変動で検出し、素子
過熱時に前記ダイオード側の電圧変動が第4の絶縁ゲー
ト型半導体素子のゲート・ソース間電圧を下げ、前記第
4の絶縁ゲート型半導体素子がオフすることにより前記
本体素子を遮断させる過熱遮断回路を有し、 この過熱遮断回路が外部ゲート端子と外部ソース端子と
の間の電圧により動作し、この回路の動作電圧範囲を制
限するための第1の手段と、 前記外部ゲート端子と前記外部ソース端子の間の電圧範
囲を制限する第2の手段とを有することを特徴とする絶
縁ゲート型半導体装置。
7. In an insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, temperature detection is detected by a partial pressure change of a resistor and a diode, and the voltage on the diode side is detected when the element is overheated. A variation has a gate-source voltage of the fourth insulated gate semiconductor element, and has an overheat cutoff circuit that shuts off the main body element by turning off the fourth insulated gate semiconductor element. Operates by a voltage between an external gate terminal and an external source terminal, and first means for limiting an operating voltage range of this circuit; and a voltage range between the external gate terminal and the external source terminal. And an insulating gate type semiconductor device.
【請求項8】前記ダイオードの代わりに温度検出用の前
記抵抗より温度係数の絶対値が大きい第2の抵抗を用い
たことを特徴とする請求項6ならびに請求項7記載の絶
縁ゲート型半導体装置。
8. The insulated gate semiconductor device according to claim 6, wherein a second resistor having a temperature coefficient whose absolute value is larger than that of said resistor for temperature detection is used instead of said diode. .
【請求項9】請求項4または請求項5記載の逆流防止用
ダイオードを内蔵したことを特徴とする請求項6記載の
絶縁ゲート型半導体装置。
9. An insulated gate semiconductor device according to claim 6, wherein the backflow prevention diode according to claim 4 or 5 is incorporated.
【請求項10】請求項4または請求項5記載の逆流防止
用ダイオードを内蔵したことを特徴とする請求項7記載
の絶縁ゲート型半導体装置。
10. An insulated gate semiconductor device according to claim 7, wherein the backflow prevention diode according to claim 4 or 5 is incorporated.
【請求項11】請求項4または請求項5記載の逆流防止
用ダイオードを内蔵したことを特徴とする請求項8記載
の絶縁ゲート型半導体装置。
11. An insulated gate semiconductor device according to claim 8, wherein the backflow prevention diode according to claim 4 or 5 is incorporated.
【請求項12】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外
部ソース端子と本体素子と、前記外部ゲート端子・外部
ソース端子間電圧を電源として動作する本体素子の制御
回路を有する絶縁ゲート型半導体装置において、 前記制御回路に0.3V以上しきい電圧が異なる2種類
以上の絶縁ゲート型半導体素子を用いたことを特徴とす
る絶縁ゲート型半導体装置。
12. An insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, and a control circuit for the main body element that operates using the voltage between the external gate terminal and the external source terminal as a power source, An insulated gate type semiconductor device, characterized in that two or more types of insulated gate type semiconductor elements having different threshold voltages of 0.3 V or more are used in the control circuit.
【請求項13】前記本体素子制御用の絶縁ゲート型半導
体素子のしきい電圧の差を設けるために前記本体素子の
絶縁ゲート型半導体素子用チャネル拡散層をソース側に
設けたことを特徴とする請求項12記載の絶縁ゲート型
半導体装置。
13. A channel diffusion layer for an insulated gate semiconductor element of the main body element is provided on a source side in order to provide a threshold voltage difference of the insulated gate semiconductor element for controlling the main body element. The insulated gate semiconductor device according to claim 12.
【請求項14】外部ドレイン端子、外部ゲート端子、外
部ソース端子と本体素子と、前記外部ゲート端子・外部
ソース端子間電圧を電源として動作する本体素子を制御
回路を有する絶縁ゲート型半導体素子において、 温度検出回路に用いる第2の絶縁ゲート型半導体素子の
しきい電圧をゲート遮断回路に用いる第2の絶縁ゲート
型半導体素子のしきい電圧に比べ0.3V以上しきい電
圧を高くしたことを特徴とする絶縁ゲート型半導体装
置。
14. An insulated gate semiconductor device having an external drain terminal, an external gate terminal, an external source terminal and a main body element, and a main body element which operates by using the voltage between the external gate terminal and the external source terminal as a power supply control circuit. The threshold voltage of the second insulated gate semiconductor device used in the temperature detection circuit is set higher than the threshold voltage of the second insulated gate semiconductor device used in the gate cutoff circuit by 0.3 V or more. Insulated gate type semiconductor device.
JP3157893A 1993-02-22 1993-02-22 Insulated gate semiconductor device Pending JPH06244413A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3157893A JPH06244413A (en) 1993-02-22 1993-02-22 Insulated gate semiconductor device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3157893A JPH06244413A (en) 1993-02-22 1993-02-22 Insulated gate semiconductor device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH06244413A true JPH06244413A (en) 1994-09-02

Family

ID=12335072

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3157893A Pending JPH06244413A (en) 1993-02-22 1993-02-22 Insulated gate semiconductor device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JPH06244413A (en)

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09135024A (en) * 1995-11-09 1997-05-20 Hitachi Ltd Insulated gate type semiconductor device incorporating control circuit
JPH09139633A (en) * 1995-09-11 1997-05-27 Hitachi Ltd Isolation gate type semiconductor device incorporating control circuit
JPH10242824A (en) * 1996-12-25 1998-09-11 Hitachi Ltd Insulated gate semiconductor device with built-in control circuit
US6094332A (en) * 1997-09-05 2000-07-25 Nec Corporation Protection circuit for discharging large amount of static charge current through field effect transistors different in break-down voltage
US6288597B1 (en) 1998-10-12 2001-09-11 Hitachi, Ltd. Temperature sensing circuit for voltage drive type semiconductor device and temperature sensing method therefore, and drive-device and voltage drive type semiconductor device using the same
JP2001526869A (en) * 1997-05-28 2001-12-18 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング Overheat protection circuit
JP2005347771A (en) * 1998-01-27 2005-12-15 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Mos semiconductor device
US7009269B2 (en) 2003-11-14 2006-03-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Semiconductor device
JP2010056486A (en) * 2008-08-29 2010-03-11 Sony Corp Semiconductor device, and method of manufacturing semiconductor device
WO2015040662A1 (en) * 2013-09-17 2015-03-26 三菱電機株式会社 Semiconductor device
US9105753B2 (en) 2012-08-10 2015-08-11 Denso Corporation Semiconductor physical quantity sensor and method for manufacturing the same
JP2016081963A (en) * 2014-10-10 2016-05-16 トヨタ自動車株式会社 Switching circuit

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09139633A (en) * 1995-09-11 1997-05-27 Hitachi Ltd Isolation gate type semiconductor device incorporating control circuit
JPH09135024A (en) * 1995-11-09 1997-05-20 Hitachi Ltd Insulated gate type semiconductor device incorporating control circuit
JPH10242824A (en) * 1996-12-25 1998-09-11 Hitachi Ltd Insulated gate semiconductor device with built-in control circuit
JP2001526869A (en) * 1997-05-28 2001-12-18 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング Overheat protection circuit
US6094332A (en) * 1997-09-05 2000-07-25 Nec Corporation Protection circuit for discharging large amount of static charge current through field effect transistors different in break-down voltage
JP2005347771A (en) * 1998-01-27 2005-12-15 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Mos semiconductor device
US6288597B1 (en) 1998-10-12 2001-09-11 Hitachi, Ltd. Temperature sensing circuit for voltage drive type semiconductor device and temperature sensing method therefore, and drive-device and voltage drive type semiconductor device using the same
US7009269B2 (en) 2003-11-14 2006-03-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Semiconductor device
JP2010056486A (en) * 2008-08-29 2010-03-11 Sony Corp Semiconductor device, and method of manufacturing semiconductor device
JP4645705B2 (en) * 2008-08-29 2011-03-09 ソニー株式会社 Semiconductor device and manufacturing method of semiconductor device
US8097914B2 (en) 2008-08-29 2012-01-17 Sony Corporation Semiconductor device and manufacturing method of the same
US8227314B2 (en) 2008-08-29 2012-07-24 Sony Corporation Semiconductor device and manufacturing method of the same
US9105753B2 (en) 2012-08-10 2015-08-11 Denso Corporation Semiconductor physical quantity sensor and method for manufacturing the same
WO2015040662A1 (en) * 2013-09-17 2015-03-26 三菱電機株式会社 Semiconductor device
CN105556669A (en) * 2013-09-17 2016-05-04 三菱电机株式会社 Semiconductor device
JP5968548B2 (en) * 2013-09-17 2016-08-10 三菱電機株式会社 Semiconductor device
US9627383B2 (en) 2013-09-17 2017-04-18 Mitsubishi Electric Corporation Semiconductor device
CN105556669B (en) * 2013-09-17 2019-06-28 三菱电机株式会社 Semiconductor device
JP2016081963A (en) * 2014-10-10 2016-05-16 トヨタ自動車株式会社 Switching circuit

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4437823B2 (en) Semiconductor device
KR100307600B1 (en) Insulated gate semiconductor devices and drive circuit devices and electronic systems using them
US7310213B2 (en) Semiconductor device provided with overheat protection circuit and electronic circuit using the same
US20080204958A1 (en) Back-current protection circuit
JP2003197913A (en) Semiconductor integrated circuit
JP2003303890A (en) Overvoltage protecting circuit
JP3164065B2 (en) Semiconductor device
JPH06244413A (en) Insulated gate semiconductor device
JPH0580846B2 (en)
JP2002313949A (en) Overvoltage protective circuit
KR100362218B1 (en) Power semiconductor device
WO1996019870A1 (en) A power semiconductor switch
US6624479B2 (en) Semiconductor device having a protective circuit
JPH05304450A (en) Semiconductor device and electronic system, with protective circuit
JPH08288817A (en) Semiconductor device
US5466952A (en) Semiconductor device having an IGET and a control or protection component
US6034448A (en) Semiconductor switch
JP3983754B2 (en) Semiconductor device having overheat protection circuit and electronic circuit using the same
JP2004173292A (en) Semiconductor device
US6160387A (en) Power transistor current sensing and limiting apparatus
KR100566048B1 (en) Semiconductor device
JP4072755B2 (en) Reverse overcurrent protection circuit
JPH11261064A (en) Power mosfet circuit
JP2871309B2 (en) Power supply voltage detection circuit
JPH11285146A (en) Protective circuit of voltage drive type power semiconductor device