JPH06237155A

JPH06237155A - 制御型スルーレート出力バッファ

Info

Publication number: JPH06237155A
Application number: JP5174473A
Authority: JP
Inventors: Michael A Brown; アーサーブラウンマイケル
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1992-07-15
Filing date: 1993-07-14
Publication date: 1994-08-23
Anticipated expiration: 2020-05-11
Also published as: JP3613528B2; JP3647474B2; US5311077A; JP2004282783A

Abstract

(57)【要約】本発明は、入力信号を出力バッファの出力ノードへリピ
ート即ち再現させる制御型スルーレート出力バッファを
提供している。本出力バッファは、入力段と、充電段
と、放電段と、ホールドダウン段と、出力段とを有して
いる。出力段は、第一ノードと出力ノードとの間に接続
されており、その充電段及び放電段の期間中に第一ノー
ドにおけるスルーレートを追従し、従って出力ノードに
おける出力信号の上昇及び下降スルーレートは、第一ノ
ードの上昇及び下降スルーレートと実質的に等しい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は半導体集積回路に関する
ものであって、更に詳細には、特定した負荷範囲に亘っ
て実質的に出力負荷とは独立的なスイッチング遅延を有
しており、且つ負荷、温度、電源及びエッジ遷移とは実
質的に独立的な制御された出力エッジレートを与えるＴ
ＴＬコンパチ高速出力バッファに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】出力バッファは多数の機能を達成するこ
との可能な回路である。第一に、出力バッファは、一群
の入力電圧レベルを異なった一群の出力電圧レベルへ変
換することがしばしば要求される。出力バッファは、更
に、その出力バッファがＥＣＬ即ちエミッタ結合論理と
共に内部的に設計される場合であっても、ＴＴＬコンパ
チ即ち互換性の出力信号を発生することが必要とされる
場合が多々ある。更に、出力バッファは、通常、大きな
電圧の振れによってプリント回路基板上の高度に容量的
に負荷がかけられている信号及びバスラインを駆動する
ことが要求される。

【０００３】複雑な高速デジタルシステムにおいて使用
される出力バッファは、しばしば、電圧変換及び容量駆
動特性を有するのみならず、厳しいタイミング拘束条件
を充足することが必要とされる。これらのタイミング拘
束条件としては、（１）出力負荷、周囲温度変化、電源
電圧、遷移極性とは独立的な一定のバッファ遅延、及び
（２）制御されたランプレート特性を示す出力エッジな
どがある。

【０００４】出力バッファが出力クロックドライババッ
ファとして使用される場合には、厳しいタイミング拘束
条件は特に重要である。出力クロックドライババッファ
は、集積回路基板上のその他の集積回路に対して重要な
システムクロック信号を供給し、且つそれが発生された
集積回路へフィードバックされる場合がある。

【０００５】出力クロックドライババッファは複数個の
ドライバを有する場合があり、その場合に、各ドライバ
は他のクロック信号から位相がオフセットされているク
ロック信号を駆動する。各ドライバが異なった出力負荷
を有する場合であっても、各ドライバは異なったクロッ
ク信号間で臨界的なタイミング関係を充足するものでな
ければならない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従って、温度及び電源
範囲に亘ってその負荷とは独立的な一定の遅延を有する
出力バッファに対する需要が存在している。出力が高又
は低の何れかから低又は高へ遷移するために必要な時間
はバッファ遅延の主要な部分であるから、負荷、温度、
ＶCC電圧、遷移極性における変動に亘って制御された出
力スルーレートを有するバッファは、この臨界的なタイ
ミング条件を充足することが可能である。臨界的なタイ
ミング条件を充足することが可能であることに加えて、
制御された出力スルーレートの別の利点は、出力波形に
おいてのオーバーシュート及びアンダーシュートを最小
とする値に設定することが可能であるということであ
る。制御されていない高速なエッジを有するバッファ
は、誘導性リードを有する環境において使用される場合
には、出力信号上にリンギングを発生する場合があり、
それは該出力により供給される回路内にタイミングエラ
ーを発生する場合がある。従って、負荷、温度及び遷移
極性と独立した制御可能で滑らかな出力遷移を供給する
出力バッファを提供することが望まれている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、入力信号を出
力バッファの出力ノードへリピート即ち再現させる制御
型スルーレート出力バッファを提供している。本出力バ
ッファは入力段を有しており、該入力段は、電源から電
流源への一定電流に対し電流経路を交互に与えることに
より入力信号に応答する充電部分と放電部分とを有して
いる。充電段は、第一充電電流の大きさにより及びコン
デンサの容量により設定される上昇スルーレートで第一
ノードを高電圧へ充電することにより該充電部分におけ
る電流に応答する。放電段は、第一ノードの上昇スルー
レートに実質的に等しい下降スルーレートで第一ノード
を中間低電圧へ放電することにより前記放電部分内の電
流に応答する。第一ノードにおける上昇及び下降スルー
レートは、特定した温度範囲、特定した電源範囲、特定
した容量性負荷範囲に亘って実質的に一定であり、且つ
上昇及び下降スルーレートは実質的に等しい。

【０００８】第一ノードへ接続されているホールドダウ
ン段が、第一ノードを低電圧へプルダウンし且つ出力ノ
ードを最終的な低電圧へプルダウンすることにより、第
一ノードの中間低電圧への放電に応答する。第一ノード
と出力ノードとの間に接続されている出力段は、その充
電及び放電期間中に第一ノードにおけるスルーレートに
追従し、従って出力ノードの上昇及び下降スルーレート
は第一ノードの上昇及び下降スルーレートと実質的に等
しい。

【０００９】

【実施例】図１は本発明の一実施例に基づいて構成され
た非反転型制御型スルーレート出力バッファ１１０を示
している。出力バッファ１１０は、最大で３０ＭＨｚま
での周波数を有することの可能な入力信号ＤＩＧを受取
る差動入力段１１２を有している。充電段１１４がノー
ドＡにおいて電圧を発生し、それはコンデンサＣ２０の
容量及び第一充電電流ＩＳＷ１の大きさにより実質的に
設定される上昇スルーレートを有している。放電段１１
６は実質的にノードＡにおける上昇スルーレートに等し
い下降スルーレートでノードＡにおける電圧を放電す
る。ノードＡにおける上昇及び下降スルーレートは、−
５５℃乃至＋１２５℃の温度範囲、４．５Ｖ乃至５．５
Ｖの電源範囲、１５ｐＦ乃至６５ｐＦの出力容量負荷範
囲に亘って実質的に一定であり、且つ上昇及び下降スル
ーレートは実質的に等しい。ホールドダウン段１１８は
ノードＡにおいての及び出力ノードＯＵＴにおいての高
から低への電圧遷移の終了を制御する。出力段１２０
は、充電段及び放電段期間中ノードＡにおけるスルーレ
ートを追従し、従って出力ノードＯＵＴの上昇及び下降
スルーレートはノードＡの上昇及び下降スルーレートと
実質的に等しい。

【００１０】図１に示した如く、入力段１１２は充電部
分１２４と放電部分１２６とを有しており、その各々は
電源Ｖ_CCから電流源１２８への一定の電流ＩＳＷに対し
ての電流経路を交互に供給する。本発明の好適実施例に
おいては、一定電流ＩＳＷは約３２０μＡである。

【００１１】充電部分１２４はＰチャンネル充電用トラ
ンジスタＰ２を有しており、そのソースは充電用抵抗Ｒ
１を介して電源Ｖ_CCへ接続しており、且つＮＰＮ充電用
入力トランジスタＱ８が設けられており、そのコレクタ
は充電用トランジスタＰ２の共通接続されたゲート及び
ドレインへ接続している。充電用入力トランジスタＱ８
のベースは、入力信号ＤＩＧを受取るべく接続されてお
り、一方そのエミッタは電流源１２８へ接続している。

【００１２】放電部分１２６は、Ｐチャンネルダイオー
ド接続型放電用トランジスタＰ３を有しており、そのソ
ースは放電用抵抗Ｒ２を介して電源Ｖ_CCへ接続してお
り、且つＮＰＮ放電用入力トランジスタＱ９が設けられ
ており、そのコレクタは放電用トランジスタＰ３の共通
接続されたゲート及びドレインへ接続している。放電用
入力トランジスタＱ９のベースは、相補的入力信号ＣＤ
ＩＧ（入力信号ＤＩＧに対して１８０度位相がずれてい
る）を受取るべく接続されている。トランジスタＱ９の
エミッタは電流源１２８へ接続している。

【００１３】充電用入力トランジスタＱ８のベースへの
入力信号ＤＩＧが低（約３Ｖ）であると、トランジスタ
Ｑ８はターンオフする。このことは、トランジスタＱ８
及び充電用トランジスタＰ２をして電流源１２８により
吸込まれる一定電流ＩＳＷの実質的にどの部分も供給す
ることはない。一方、充電用入力トランジスタＱ８への
入力信号ＤＩＧが高（約３．６Ｖ）であると、トランジ
スタＱ８はターンオンする。このことは、トランジスタ
Ｑ８及び充電用トランジスタＰ２をして、実質的に全て
の一定電流ＩＳＷを供給する。

【００１４】同様に、放電用入力トランジスタＱ９のベ
ースへの相補的信号ＣＤＩＧが低電圧であると、トラン
ジスタＱ９はターンオフし、トランジスタＱ９及び放電
用トランジスタＰ３をして電流源１２８により吸込まれ
る一定電流ＩＳＷの実質的にどの部分も供給することが
ない。放電用入力トランジスタＱ９のベースへの信号Ｃ
ＤＩＧが高電圧であると、トランジスタＱ９はターンオ
ンし、トランジスタＱ９及び放電用トランジスタＰ３を
して電流源１２８により吸込まれる一定電流ＩＳＷの実
質的に全てを供給させる。

【００１５】従って、充電用入力トランジスタＱ８及び
充電用トランジスタＰ２は、放電用入力トランジスタＱ
９及び放電用トランジスタＰ３が一定な電流ＩＳＷの実
質的にどの部分も供給することがない場合に、一定な電
流ＩＳＷの実質的に全てを供給し、且つ放電用入力トラ
ンジスタＱ９及び放電用トランジスタＰ３が一定な電流
ＩＳＷの実質的に全てを供給する場合には、一定な電流
ＩＳＷの実質的にどの部分も供給することはない。

【００１６】充電段１１４は、第一充電用電流ＩＳＷ１
を充電用コンデンサＣ２へ供給することにより一定の上
昇スルーレートでノードＡを充電する。

【００１７】Ｐチャンネル充電用ミラートランジスタＰ
１は、そのソースを電源Ｖ_CCへ接続しており、そのゲー
トを充電用トランジスタＰ２のゲートへ接続しており、
且つそのドレインをノードＡへ接続しており、第一充電
用電流ＩＳＷ１を供給する。それらのゲートは接続され
ているので、充電用トランジスタＰ２及び充電用ミラー
トランジスタＰ１は実質的に等しいゲート対ソース電圧
を有している。従って、充電用トランジスタＰ２のソー
ス対ドレイン電圧が正となり、従って充電用トランジス
タＰ２が導通状態となり始めると、充電用ミラートラン
ジスタＰ１も導通状態を開始する。

【００１８】充電用ミラートランジスタＰ１により導通
される電流の大きさは、これらのトランジスタの相対的
な寸法に依存する。例えば、図１に示した如く、充電用
ミラートランジスタＰ１の面積が充電用トランジスタＰ
２の面積の５倍大きいものである場合には、トランジス
タＰ１はトランジスタＰ２よりも５倍の電流を導通させ
る。従って、充電用入力トランジスタＱ８及び充電用ト
ランジスタＰ２が一定の電流ＩＳＷ、即ち約３２０μＡ
を導通させる場合には、トランジスタＰ１は約１．６ｍ
Ａの電流を導通させる。

【００１９】ノードＡと接地との間に接続されているコ
ンデンサＣ２０は、ノードＡに存在する電圧を保持す
る。その容量は、図１の回路においては約２．０ｐＦで
あるが、それはコンデンサＣ２０により与えられる容量
が充電段１１４の残部により与えられる容量に対して支
配的であるように選択される。コンデンサＣ２０は、バ
イアス従属性を有することのないポリシリコン対Ｎ＋コ
ンデンサとして製造される。

【００２０】動作について説明すると、充電用入力トラ
ンジスタＱ８が高電圧入力信号ＤＩＧを受取り且つター
ンオンする場合に、充電用ミラートランジスタＰ１が第
一充電用電流ＩＳＷ１を発生し始める。充電用ミラート
ランジスタＰ１が第一充電用電流ＩＳＷ１を発生する
と、コンデンサＣ２０は充電動作を開始する。コンデン
サＣ２０が充電動作を開始すると、ノードＡにおける電
圧が次式により決定される上昇スルーレートで上昇を開
始する。

【００２１】ｄｖ／ｄｔ＝ＩＳＷ１／Ｃ従って、コンデンサＣ２０の容量又は第一充電用電流Ｉ
ＳＷ１を調節することにより、出力バッファのタイミン
グ条件を充足し且つオーバーシュート及びアンダーシュ
ートを減少させる上昇スルーレートを発生させることが
可能である。本発明の好適実施例においては、約０．５
３Ｖ／ｎｓ（１．６ｍＡ／３．０ｐＦ）の上昇スルーレ
ートが発生される。付加的な１ｐＦがノードＡ上のシリ
コン接合負荷から発生するが、それはコンデンサＣ２０
により反映されることはない。

【００２２】充電段１１４は、充電用ミラートランジス
タＰ１が、充電用入力トランジスタＱ８がオフである場
合にオフ状態を維持することを確保するためのバイアス
トランジスタを有している。従って、充電用トランジス
タＰ２は、ＮチャンネルバイアストランジスタＮ８、Ｎ
チャンネルバイアスミラートランジスタＮ９、Ｐチャン
ネル充電用バイアストランジスタＰ９及びＰチャンネル
充電用バイアスミラートランジスタＰ８によりターンオ
フされる。

【００２３】バイアストランジスタＮ８は、その共通接
続されたゲート及びドレインがバイアス抵抗Ｒ８を介し
て電源Ｖ_CCへ接続しており、且つそのソースは接地へ接
続されており、バイアス電流Ｉｂを発生し且つバイアス
トランジスタＮ８を横断してゲート対ソース電圧を確立
する。

【００２４】バイアスミラートランジスタＮ９は、その
ゲートをバイアストランジスタＮ８の共通接続されたゲ
ート及びドレインへ接続しており、そのソースを接地へ
接続しており、且つそのドレインを充電用バイアストラ
ンジスタＰ９の共通接続されたゲート及びドレインへ接
続しており、充電用バイアストランジスタＰ９を介して
等しいバイアス電流Ｉｅをプル即ち流すことによりバイ
アス電流Ｉｂをミラー動作即ち鏡像関係の動作を行な
う。充電用バイアストランジスタＰ９は、その共通接続
されたゲート及びドレインをバイアスミラートランジス
タＮ９のドレインへ接続しており、且つそのソースを電
源Ｖ_CCへ接続しており、等しいバイアス電流Ｉｅを供給
し且つ充電用バイアストランジスタＰ９を横断してゲー
ト対ソース電圧を確立する。

【００２５】充電用バイアスミラートランジスタＰ８
は、そのゲートを充電用バイアストランジスタＰ９の共
通接続されたゲート及びドレインへ接続しており、その
ソースを電源Ｖ_CCへ接続しており、且つそのドレインを
充電用トランジスタＰ２のゲート及びドレインへ接続し
ており、充電用バイアストランジスタＰ９を介して流れ
る電流のミラー動作により低レベルの定常状態充電用バ
イアス電流Ｉｃｂを発生し、それは充電用入力トランジ
スタＱ８がターンオフされている場合に、充電用トラン
ジスタＰ２を横断してのソース対ドレイン電圧を強制的
に非導通電圧レベルとさせる。

【００２６】放電段１１６は第一充電用電流ＩＳＷ１と
等しくコンデンサＣ２０を放電するためのシンク即ち吸
込み用電流ＩＳＷ３を発生することにより、ノードＡの
上昇スルーレートに実質的に等しい下降スルーレートで
ノードＡにおける電圧を放電させる。シンク用電流ＩＳ
Ｗ３を発生するためには、第一放電用電流ＩＳＷ２が最
初に発生されねばならない。

【００２７】Ｐチャンネル放電用ミラートランジスタＰ
４のソースは電源Ｖ_CCへ接続しており、そのゲートは放
電用トランジスタＰ３のゲートへ接続しており、且つそ
のドレインはノードＢへ接続しており、そのゲートを放
電用トランジスタＰ３のゲートへ接続させることにより
第一放電用電流ＩＳＷ２を発生する。それらのゲートは
共通接続されているので、放電用トランジスタＰ３及び
放電用ミラートランジスタＰ４は実質的に等しいゲート
対ソース電圧を有している。従って、トランジスタＰ３
のソース対ドレイン電圧が正となり且つトランジスタＰ
３が導通状態を開始すると、トランジスタＰ４も導通状
態を開始する。

【００２８】放電用ミラートランジスタＰ４により導通
される電流の量はこれらのトランジスタの相対的な寸法
に依存している。例えば、図１に示した如く、放電用ミ
ラートランジスタＰ４の面積が放電用トランジスタＰ３
の面積の約６倍大きいものである場合には、トランジス
タＰ４は約６倍大きい電流を導通させる。従って、トラ
ンジスタＱ９及びトランジスタＰ３が一定の電流ＩＳＷ
（約３２０μＡ）を導通する場合には、放電用ミラート
ランジスタＰ４は約１．９ｍＡの電流を導通させる。

【００２９】放電用ノード抵抗Ｒ４は、放電用ミラート
ランジスタＰ４のドレインと接地との間に接続されてお
り、第一放電用電流ＩＳＷ２の一部を導通させる。この
小さな電流経路は、トランジスタＱ４がターンオフされ
ている場合に、放電用出力トランジスタＱ４内に大きな
リーク電流が発生することを防止している。

【００３０】シンク（吸込み）用ＮＰＮトランジスタＱ
６は、その共通接続されたベース及びコレクタを放電用
ミラートランジスタＰ４のドレインへ接続しており、且
つそのエミッタをシンク用ダイオード抵抗Ｒ５を介して
接地へ接続しており、トランジスタＱ６のベース・エミ
ッタ接合が順方向バイアスされる場合に、第一放電用電
流ＩＳＷ２のほとんどを導通させる。

【００３１】ＮＰＮシンク用ミラートランジスタＱ５の
コレクタはノードＡへ接続しており、そのベースは放電
用ミラートランジスタＰ４のドレインへ接続しており、
そのエミッタはシンク用ミラー抵抗Ｒ６を介して接地へ
接続しており、そのベースをシンク用トランジスタＱ６
のベースへ接続することによりシンク用電流ＩＳＷ３を
発生する。それらのベースは共通接続されているので、
シンク用トランジスタＱ６及びシンク用ミラートランジ
スタＱ５は実質的に等しいベース対エミッタ電圧を有し
ている。従って、トランジスタＱ６のベース対エミッタ
電圧が順方向バイアスされ且つトランジスタＱ６が導通
状態を開始すると、トランジスタＱ５も導通状態を開始
する。

【００３２】シンク用ミラートランジスタＱ５により導
通される電流の量は、シンク用トランジスタＱ６により
シンク即ち吸込まれる電流と実質的に等しい。本発明の
図１の実施例においては、シンク用トランジスタＱ６は
約１．６ｍＡの電流をシンク即ち吸込む。従って、放電
用入力トランジスタＱ９及び放電用トランジスタＰ３が
一定の電流ＩＳＷ（約３２０μＡ）を導通すると、放電
用ミラートランジスタＰ４は約１．９ｍＡの電流を導通
し且つシンク用ミラートランジスタＱ５は約１．６ｍＡ
の電流を導通させる。残りの３００μＡは放電用出力ト
ランジスタＱ４のベースにより受取られる（この点につ
いては後に説明する）。

【００３３】放電用入力トランジスタＱ９がターンオン
し且つ一定な電流ＩＳＷの実質的に全てを供給すると、
放電用ミラートランジスタＰ４がターンオンし且つ第一
放電電流ＩＳＷ２を発生する。電流ＩＳＷ２は、シンク
用ミラートランジスタＱ５をターンオンさせ且つシンク
用電流ＩＳＷ３を発生し、それはコンデンサＣ２０を放
電させる。実質的に同時的に、充電用入力トランジスタ
Ｑ８がターンオフし、その際に充電用ミラートランジス
タＰ１が第一充電用電流ＩＳＷ１を発生することを停止
させる。

【００３４】従って、第一放電用電流ＩＳＷ２を調節す
ることにより、ノードＡの上昇スルーレートと実質的に
等しい下降スルーレートを発生させることが可能であ
る。本発明の好適実施例においては、約０．５３Ｖ／ｎ
ｓの下降スルーレート（１．６ｍＡ／３．０ｐＦ）が発
生される。

【００３５】ノードＡにおける電圧が低電圧まで減少さ
れると、ホールドダウン段１１８がターンオンし且つノ
ードＡにおける電圧、従って出力ノードＯＵＴにおける
電圧を約０．５Ｖへプルダウンさせる。

【００３６】ホールドダウン段１１８は、第一インバー
タ回路の入力端におけるノードＡの電圧をモニタする。
この第一インバータ回路は、ソースを電源Ｖ_CCへ接続し
ている第一ＰチャンネルトランジスタＰ７を有してお
り、且つソースを接地へ接続しておりゲートをＰチャン
ネルトランジスタＰ７のゲートへ且つドレインをＰチャ
ンネルトランジスタＰ７のドレインへ接続している第一
ＮチャンネルトランジスタＮ７を有しており、ノードＡ
の電圧が約１．５Ｖ以下へ降下すると、高状態信号ＨＧ
Ｈを発生する。

【００３７】Ｎチャンネル出力ホールドダウントランジ
スタＮ４は、そのゲートをＰ及びＮチャンネルトランジ
スタＰ７及びＮ７へ接続しており、ドレインを出力ノー
ドＯＵＴへ接続しており、ソースを接地へ接続してお
り、高状態信号ＨＧＨを受取り、それに応答して、ター
ンオンし且つ出力ノードＯＵＴを約０．５ＶのＴＴＬコ
ンパチ即ち互換性の最終低電圧へプルダウンさせる。

【００３８】Ｎチャンネル放電用ノードトランジスタＮ
３は、そのゲートをＰ及びＮチャンネルトランジスタＰ
７及びＮ７のそれぞれのドレインへ接続しており、その
ドレインをノードＢへ接続しており、そのソースを接地
へ接続しており、高状態信号ＨＧＨを受取って、それに
応答して、ターンオンし且つノードＢに残存する第一放
電用電流ＩＳＷ２をシンク即ち吸込む。

【００３９】第二インバータ回路は、ソースを電源Ｖ_CC
へ接続したＰチャンネルトランジスタＰ６を有すると共
に、ソースを接地へ接続しておりゲートをＰチャンネル
トランジスタＰ６のゲート及びノードＡへ接続しており
ＰチャンネルトランジスタＰ６のドレインへ接続してい
るＮチャンネルトランジスタＮ６を有しており、高状態
信号ＨＧＨを受取り、それに応答して、低状態信号ＬＯ
Ｗを発生する。

【００４０】ＰチャンネルシャットオフトランジスタＰ
５は、そのゲートをＰ及びＮチャンネルトランジスタＰ
６及びＮ６のそれぞれのドレインへ接続しており、その
ドレインを放電用トランジスタＰ３の共通接続されたゲ
ート及びドレインへ接続しており、そのソースを電源Ｖ
_CCへ接続しており、低状態信号ＬＯＷを受取り、それに
応答して、ターンオンし且つ一定の電流ＩＳＷを放電用
入力トランジスタＱ９へ供給する。

【００４１】シャットオフトランジスタＰ５がターンオ
ンし且つ一定の電流ＩＳＷの供給を開始すると、放電用
トランジスタＰ３はターンオフする。なぜならば、シャ
ットオフトランジスタＰ５を横断しての電圧降下は放電
用トランジスタＰ３をオン状態に維持するのに必要なゲ
ート対ソース電圧よりも小さいからである。このこと
は、放電用トランジスタＰ３を横断してのソース対ドレ
イン電圧を強制的に非導通電圧レベルとさせる。

【００４２】トランジスタＰ３がターンオフすると、放
電用ミラートランジスタＰ４は第一放電用電流ＩＳＷ２
の発生を停止する。電流ＩＳＷ２が停止すると、シンク
用ミラートランジスタＱ５がシンク用電流ＩＳＷ３を発
生することを停止し、その際にコンデンサＣ２０の放電
を停止させる。ＮＰＮ放電用出力トランジスタＱ４もタ
ーンオフされ、その際にゼロへ移行する第二放電用電流
Ｉｄの供給を停止する。

【００４３】シンク用電流ＩＳＷ３が停止された後にコ
ンデンサＣ２０の放電を継続するために、Ｎチャンネル
バイアスミラートランジスタＮ１０がホールドダウン電
流Ｉｈｄを発生する。バイアスミラートランジスタＮ１
０は、そのゲートをバイアストランジスタＮ８の共通接
続されたゲート及びドレインへ接続しており、そのソー
スを接地へ接続しており、且つそのドレインをノードＡ
へ接続しており、バイアストランジスタＮ８におけるバ
イアス電流Ｉｂをミラー動作することによりホールドダ
ウン電流Ｉｈｄを発生しようとする。

【００４４】抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の機能は、乗算され
る第一充電用電流ＩＳＷ１及び乗算される第一放電用電
流ＩＳＷ２のそれぞれに対して多少負の温度係数を与え
ることである。温度が増加すると、トランジスタＰ２及
びトランジスタＰ３のゲート対ソース電圧は上昇し且つ
抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を横断しての電圧降下は、トラン
ジスタＰ１又はＰ４の何れかがそのゲート対ソース電圧
として見る全電圧のより小さな百分率を占めるものとな
る。

【００４５】ノードＡの上昇スルーレートをトラッキン
グ即ち追従するために、出力段１２０は、ＮＰＮ充電用
出力トランジスタＱ１及びＮＰＮ放電用出力トランジス
タＱ４を介して、出力ノードＯＵＴにおける容量性負荷
へ結合させる。

【００４６】充電用出力トランジスタＱ１は、そのコレ
クタを電流制限用抵抗Ｒ９を介して電源Ｖ_CCへ接続して
おり、そのベースをノードＡへ接続しており、そのエミ
ッタを出力ノードＯＵＴへ接続しており、ノードＡ上の
電圧をそのベース・エミッタ接合を介して出力ノードＯ
ＵＴにおける容量性負荷へ結合させる。充電用出力トラ
ンジスタＱ１は大型の出力装置であり、それは第一充電
用電流ＩＳＷ１に与える影響を最小の状態としながら、
出力負荷を駆動するために必要な約２０乃至５０ｍＡの
電流を供給することが可能である。ノードＡにおける電
圧が上昇し且つトランジスタＱ１のベース・エミッタ接
合が順方向バイアスとなると、トランジスタＱ１は第二
充電用電流Ｉｃを発生し、それはノードＡ上のスルーレ
ートにより決定されるレートで容量性負荷を高電圧へ充
電する。例えば、ノードＡにおける電圧が上昇したレー
トよりも遅いレートで第二充電用電流Ｉｃが容量性負荷
上の電圧を充電した場合には、トランジスタＱ１のベー
ス・エミッタ接合を横断しての電圧降下は上昇を開始す
る。なぜならば、トランジスタＱ１のエミッタにおける
電圧はトランジスタＱ１のベースにおける電圧ほど迅速
に上昇することはないからである。しかしながら、ベー
ス・エミッタ接合を横断しての電圧降下が増加すると、
トランジスタＱ１のコレクタにより供給される第二充電
用電流Ｉｃが増加し、その際に容量性負荷に対する電荷
を増加し且つ出力ノードＯＵＴにおける電圧が上昇する
レートを増加させる。

【００４７】この様に、トランジスタＱ１のエミッタに
おける電圧はベースにおける電圧−ベース・エミッタ接
合と関連する元の電圧降下に追従する。従って、充電用
出力トランジスタＱ１は第二充電用電流Ｉｃを発生する
ことが可能であり、それは正の電圧の振れを介して出力
負荷上の容量を駆動するのに十分である。

【００４８】本発明の好適実施例においては、充電用出
力トランジスタＱ１は、１５ｐＦ乃至６５ｐＦの範囲内
の容量性負荷に対して出力ノードＯＵＴにおける容量性
負荷とは独立的なノードＡにおける上昇スルーレートを
追従する。

【００４９】放電用出力トランジスタＱ４は、第二放電
用電流Ｉｄを供給し、それは出力ノードＯＵＴの下降レ
ートがノードＡの下降レートに追従することを可能とさ
せる。

【００５０】放電用出力トランジスタＱ４は、そのエミ
ッタをデジェネレーション抵抗Ｒ７を介して接地へ接続
しており、そのコレクタを出力ダイオード接続型ＮＰＮ
トランジスタＱ２を介して出力ノードＯＵＴへ接続して
おり、そのベースをノードＢへ接続しており、そのベー
スをシンク用トランジスタＱ６のベースへ接続すること
により第二放電用電流Ｉｄを発生する。それらのベース
は共通接続されているので、シンク用トランジスタＱ６
及び放電用出力トランジスタＱ４は実質的に等しいベー
ス対エミッタ電圧を有している。従って、トランジスタ
Ｑ６のベース対エミッタ電圧が順方向バイアスされ且つ
トランジスタＱ６が導通状態を開始すると、トランジス
タＱ４も導通状態となる。

【００５１】放電用出力トランジスタＱ４により導通さ
れる電流の量はそのベースへ供給される電流に依存す
る。本発明の好適実施例においては、トランジスタＱ４
のベースは約３００μＡの電流を受取る。従って、放電
用トランジスタＰ３が約３２０μＡの電流を導通させる
場合には、放電用ミラートランジスタＰ４は約１．９ｍ
Ａの電流を導通させ且つ放電用出力トランジスタＱ４は
約４０ｍＡの電流を導通させる。

【００５２】第一放電用電流ＩＳＷ２のかなり正確な動
作を得るためには、放電用出力トランジスタＱ４は２個
のアイランド即ち島状部（不図示）として設計され、各
島状部は６個のエミッタストライプを有しており、且つ
各対のエミッタストライプは二重のベースコンタクトに
より周囲が取囲まれている。

【００５３】動作について説明すると、放電用出力トラ
ンジスタＱ４が導通状態となると、ベースをノードＡへ
接続しておりコレクタを電源Ｖ_CCへ接続しており且つエ
ミッタを放電用出力トランジスタＱ４のコレクタへ接続
しているＮＰＮトラッキング即ち追従用トランジスタＱ
３がノードＣがノードＡよりも一層速く下降しないよう
に制限する。放電用出力トランジスタＱ４は４０ｍＡを
必要とし、その電流は出力トランジスタＱ２又はＮＰＮ
トラッキングトランジスタＱ３の何れかから来ることが
可能である。ノードＣがノードＡよりも一層速く下降す
ることを開始すると、ＮＰＮトラッキングトランジスタ
Ｑ３のベース・エミッタ接合が一層強く順方向バイアス
され且つ４０ｍＡの電流のより多くの部分を導通させ、
その際にノードＣの電圧をノードＡの電圧−ベース・エ
ミッタ接合を横断しての電圧降下へクランプする。出力
トランジスタＱ２の目的は、出力下降ランプの開始時期
において、ＮＰＮトラッキングトランジスタＱ３が順方
向バイアスされたベース・エミッタ接合を有するのに近
い状態であることを確保することである。

【００５４】初期的には、出力ノードＯＵＴ及びノード
Ａは電源電圧Ｖ_CCに近い電圧を有している場合がある。
この場合には、ノードＣは電源電圧Ｖ_CC−ベース・エミ
ッタ接合を横断しての電圧降下に等しい電圧を有してい
る。放電用出力トランジスタＱ４がターンオンすると、
ノードＣは降下を開始し且つ出力ノードＯＵＴにおける
電圧はノードＣ上の電圧に追従する。しかしながら、ノ
ードＣは、ＮＰＮトラッキングトランジスタＱ３のクラ
ンプ作用によって、ノードＡよりも一層速く降下するこ
とは不可能である。このエミッタホロワ効果は１５ｐＦ
乃至６５ｐＦの出力負荷に対して設計されている。

【００５５】４．５Ｖ乃至５．５Ｖの電源電圧範囲に亘
り且つ−５５℃乃至＋１２５℃の周囲温度範囲に亘って
一定のスルーレートを得るために、バッファ１１０の全
ての電流は、最初に、一定の電流ＩＳＷに対して参照さ
れる。図１に示した如く、第一充電用電流ＩＳＷ１及び
第一放電用電流ＩＳＷ２は、一定の電流ＩＳＷのミラー
動作により発生される。同様に、シンク用電流ＩＳＷ３
は、第一放電用電流ＩＳＷ２をミラー動作することによ
り発生される。最後に、第二充電用電流Ｉｃ及び第二放
電用電流Ｉｄは、第一充電用電流ＩＳＷ１により発生さ
れるノードＡにおける電圧をトラッキング即ち追従する
ことにより発生される。

【００５６】従って、一定の電流ＩＳＷが周囲温度とは
ほぼ独立的なものとすることが可能である場合には、一
次近似において、第一充電用電流ＩＳＷ１、第一放電用
電流ＩＳＷ２、シンク用電流ＩＳＷ３、第二充電用電流
Ｉｃ、第二放電用電流Ｉｄも又周囲温度及び電源電圧変
動とはほぼ独立的なものとなる。

【００５７】一定の電流ＩＳＷは、電圧基準信号Ｖ_REF
により駆動されるＮＰＮ電流源トランジスタＱ７を使用
することによりほぼ温度と独立的に発生される。電流源
トランジスタＱ７は、そのコレクタを充電用及び放電用
入力トランジスタＱ８及びＱ９のエミッタへ接続してお
り、且つそのエミッタを並列接続されている第一電流抵
抗Ｒ３及び第二電流抵抗Ｒ３Ａを介して接地へ接続して
おり、そのベースにおいて電圧基準信号Ｖ_REF を受取
る。

【００５８】電圧基準信号Ｖ_REF は、温度と独立的なバ
ンドギャップ電圧（不図示）を基準としており、従っ
て、周囲温度が上昇し且つ下降すると、電圧基準信号Ｖ
_REF は、それを補償する量だけそれぞれ減少及び増加
し、従って一定電流ＩＳＷは継続して一定の電流レベル
で発生される。

【００５９】従って、一定の電流ＩＳＷが周囲温度にお
ける変動があっても一定状態を維持する場合には、一定
の電流ＩＳＷはＰ＋シート抵抗（９０Ω／□）の直線的
変化に依存するのみである。この依存性は小さいので、
一次近似において、一定の電流ＩＳＷ及び出力バッファ
１１０は周囲温度における変化とはほぼ独立している。

【００６０】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に基づいて構成された非反
転型制御型スルーレート出力バッファを示した概略図。

【符号の説明】

１１０出力バッファ１１２入力段１１４充電段１１６放電段１１８ホールドダウン段１２０出力段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を出力ノードへ再現させる制御
型スルーレート出力バッファにおいて、前記入力信号は
低電圧レベルから高電圧レベルへ遷移し且つ高電圧レベ
ルから低電圧レベルへ遷移し、（ａ）電源から電流源への一定の電流に対する電流経路
を交互に与えることにより入力信号に応答する充電部分
と放電部分とを具備する入力段が設けられており、（ｂ）第一充電電流の大きさ及びコンデンサの容量によ
り実質的に決定される上昇するスルーレートにおいて第
一ノードを高電圧へ充電することにより前記入力段の充
電部分における電流に応答する充電段が設けられてお
り、（ｃ）前記第一ノードの上昇スルーレートと実質的に等
しい下降スルーレートで前記第一ノードを中間低電圧へ
放電することにより前記入力段の放電部分における電流
に応答する放電段が設けられており、前記第一ノードの
上昇スルーレート及び下降スルーレートは特定した温度
範囲、特定した電源範囲、特定した容量性負荷範囲に亘
り実質的に一定であり、（ｄ）前記第一ノードへ接続されており且つ前記第一ノ
ードを低電圧へプルダウンし且つ出力ノードを最終的な
低電圧へプルダウンすることにより前記第一ノードの前
記中間低電圧への放電に応答するホールドダウン段が設
けられており、（ｅ）前記第一ノードと出力ノードとの間に接続されて
おり前記出力ノードの出力信号の上昇スルーレート及び
下降スルーレートが前記第一ノードの上昇スルーレート
及び下降スルーレートに実質的に等しいように前記第一
ノードの充電及び放電期間中に前記第一ノードにおける
上昇スルーレート及び下降スルーレートを追従する出力
段が設けられている、ことを特徴とする制御型スルーレ
ート出力バッファ。