JPH0621776A - Voltage control type oscillation circuit - Google Patents
Voltage control type oscillation circuitInfo
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- JPH0621776A JPH0621776A JP17431692A JP17431692A JPH0621776A JP H0621776 A JPH0621776 A JP H0621776A JP 17431692 A JP17431692 A JP 17431692A JP 17431692 A JP17431692 A JP 17431692A JP H0621776 A JPH0621776 A JP H0621776A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電圧制御型発振回路に
関し、特に広い周波数変化範囲を有し、且つ直線性に優
れた発振周波数変換特性を持つ電圧制御型発振回路に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage controlled oscillator circuit, and more particularly to a voltage controlled oscillator circuit having a wide frequency change range and excellent oscillation frequency conversion characteristics.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般にリングオシレ−タを用いた従来の
電圧制御型発振回路（以下ＶＣＯと称する。）は、トラ
ンジスタのゲ−ト電圧コントロ−ルタイプと、電源電圧
コントロ−ルタイプがある。図２はゲ−ト電圧コントロ
−ルタイプのＶＣＯの構成を示す回路図である。同図に
示すＶＣＯの構成は、奇数個のＣＭＯＳインバ−タ
（１）をリング接続し、各ＣＭＯＳインバ−タ（１）の
Ｎチャンネルトタンジスタと接地電位Ｖｓｓ間にＮチャ
ンネルトランジスタ（２）を直列接続したものであり、
該Ｎチャンネルトランジスタ（２）の各ゲ−ト（３）が
制御電圧Ｖｃに接続されている。2. Description of the Related Art Generally, a conventional voltage controlled oscillator circuit (hereinafter referred to as VCO) using a ring oscillator is classified into a gate voltage control type of a transistor and a power supply voltage control type. FIG. 2 is a circuit diagram showing the structure of a gate voltage control type VCO. The configuration of the VCO shown in the figure is such that an odd number of CMOS inverters (1) are connected in a ring and an N-channel transistor (2) is connected between the N-channel transistor of each CMOS inverter (1) and the ground potential Vss. Connected in series,
Each gate (3) of the N-channel transistor (2) is connected to the control voltage Vc.
【０００３】この構成によれば、前記Ｎチャンネルトラ
ンジスタ（２）の各ゲ−ト（３）に印加する前記制御電
圧Ｖｃを変化させることにより、前記Ｎチャンネルトラ
ンジスタ（２）のオン抵抗が変化し、各ＣＭＯＳインバ
−タ（１）の次段のキャパシタンスの放電時間が変化す
る。従って前記制御電圧Ｖｃの電圧値に応じてＶＣＯの
発振周波数を可変制御することが可能となり、前記制御
電圧Ｖｃの電圧値が高くなるに従いＶＣＯの発振周波数
が高くなるという正極性型の変換特性が得られる。According to this structure, the ON resistance of the N-channel transistor (2) is changed by changing the control voltage Vc applied to each gate (3) of the N-channel transistor (2). , The discharge time of the capacitance of the next stage of each CMOS inverter (1) changes. Therefore, it becomes possible to variably control the oscillation frequency of the VCO according to the voltage value of the control voltage Vc, and the positive polarity conversion characteristic that the oscillation frequency of the VCO increases as the voltage value of the control voltage Vc increases. can get.
【０００４】一方図３は電源電圧コントロ−ルタイプの
ＶＣＯの構成を示す回路図である。同図に示すＶＣＯの
構成は奇数個のＣＭＯＳインバ−タ（４）をリング接続
し、該ＣＭＯＳインバ−タ（４）を構成するＮチャンネ
ルトランジスタ（６）のソ−ス電源として、前記制御電
圧Ｖｃをボルテ−ジフォロワ型の演算増幅器（７）を介
して供給している。この構成によれば、リングオシレ−
タを構成する前記ＣＭＯＳインバ−タ（４）は、電源電
圧Ｖｄｄと前記制御電圧Ｖｃの間で動作する。従って、
前記制御電圧Ｖｃの電圧値に応じて前記ＣＭＯＳインバ
−タ（４）を構成するＰチャンネルトランジスタ（５）
及び、Ｎチャンネルトランジスタ（６）のオン抵抗が変
化し、前記ＣＭＯＳインバ−タ（４）の次段のキャパシ
タンスの充・放電時間が変化する。従って前記制御電圧
Ｖｃの電圧値に応じてＶＣＯの発振周波数を可変制御す
ることが可能となり、前記制御電圧Ｖｃの電圧値が高く
なるに従いＶＣＯの発振周波数が低くなるという負極性
型の変換特性が得られる。On the other hand, FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of a power supply voltage control type VCO. The configuration of the VCO shown in the figure is such that an odd number of CMOS inverters (4) are connected in a ring and the control voltage is used as a source power source of an N-channel transistor (6) constituting the CMOS inverter (4). Vc is supplied via a voltage follower type operational amplifier (7). According to this configuration, the ring oscillator
The CMOS inverter (4) that constitutes the inverter operates between the power supply voltage Vdd and the control voltage Vc. Therefore,
P-channel transistor (5) constituting the CMOS inverter (4) according to the voltage value of the control voltage Vc
Also, the ON resistance of the N-channel transistor (6) changes, and the charging / discharging time of the capacitance of the next stage of the CMOS inverter (4) changes. Therefore, it becomes possible to variably control the oscillation frequency of the VCO according to the voltage value of the control voltage Vc, and a negative conversion characteristic that the oscillation frequency of the VCO decreases as the voltage value of the control voltage Vc increases. can get.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
回路構成のゲ−ト電圧コントロ−ルタイプ、及び電源電
圧コントロ−ルタイプのＶＣＯでは、いずれにおいても
前記制御電圧Ｖｃに基ずいて制御される発振周波数が低
くなると、それぞれ図４及び図５に示す如く、ＶＣＯの
出力波形が電源電圧Ｖｄｄ及び、接地電位Ｖｓｓ間でフ
ルスイングしなくなり、特にＶＣＯ発振波形の低電圧レ
ベル側が接地電位Ｖｓｓから上昇する。この傾向は発振
周波数が低くなる程顕著になる。このためＶＣＯの出力
波形の低電圧レベル側が、該ＶＣＯの出力を受け取る図
示しない入力回路（例えばインバ−タなど）のスレッシ
ョルド電圧に近づくにともない前記入力回路から出力さ
れる発振波形が不安定になったり、発振波形の「Ｈ」及
び「Ｌ」の期間が大きくずれたり（いわゆるデュ−テイ
がずれる）、さらには前記ＶＣＯの出力波形の低電圧レ
ベル側が、前記入力回路のスレッショルド電圧より高く
なると、前記入力回路から発振波形が出力されなくなる
という問題が発生し、このため広い発振周波数変化範囲
を実現できない。However, in both the gate voltage control type VCO and the power supply voltage control type VCO having the above-mentioned circuit configurations, the oscillation frequency controlled based on the control voltage Vc is in any case. When it becomes lower, the output waveform of the VCO does not fully swing between the power supply voltage Vdd and the ground potential Vss, as shown in FIGS. 4 and 5, and the low voltage level side of the VCO oscillation waveform rises from the ground potential Vss. This tendency becomes more remarkable as the oscillation frequency becomes lower. Therefore, as the low voltage level side of the output waveform of the VCO approaches the threshold voltage of an input circuit (not shown) (not shown) for receiving the output of the VCO, the oscillation waveform output from the input circuit becomes unstable. Alternatively, when the "H" and "L" periods of the oscillation waveform are greatly deviated (so-called duty is shifted), and further, when the low voltage level side of the output waveform of the VCO becomes higher than the threshold voltage of the input circuit, There is a problem that the oscillation waveform is not output from the input circuit, and thus a wide oscillation frequency change range cannot be realized.
【０００６】また上述した回路構成のＶＣＯでは、ゲ−
ト電圧コントロ−ルタイプ、及び電源電圧コトロ−ルタ
イプのＶＣＯのいずれにおいても、前記制御電圧Ｖｃの
電圧値の変化に対するＭＯＳトランジスタのオン抵抗
が、その静特性上直線的に変化せず、前記制御電圧Ｖｃ
に基ずく発振周波数変換特性が直線的にならないという
問題点も有している。Further, in the VCO having the above-mentioned circuit configuration,
In both the control voltage control type VCO and the power supply voltage control type VCO, the ON resistance of the MOS transistor with respect to the change of the voltage value of the control voltage Vc does not change linearly due to its static characteristic, and the control voltage Vc
There is also a problem that the oscillation frequency conversion characteristic is not linear based on the above.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は上述した問題点
に鑑みて成されたものであり、奇数個のＣＭＯＳインバ
−タ（１０）をリング接続し、前記各ＣＭＯＳインバ−
タ（１０）を構成するＮチャンネルトランジスタ（１
１）と接地電位Ｖｓｓ間にＮチャンネル定電流トランジ
スタ（１２）が直列に接続され、前記各ＣＭＯＳインバ
−タ（１０）を構成するＰチャンネルトランジスタ（１
３）と電源電位Ｖｄｄ間にＰチャンネル定電流トランジ
スタ（１４）を直列に接続して成るリングオシレ−タ
（１５）と、前記Ｎチャンネル定電流トランジスタ（１
２）及び、Ｐチャンネル定電流トランジスタ（１４）に
流れる定電流値Ｉ0 をコントロ−ルする定電流コントロ
−ル回路（１６）を具備し、前記全てのＮチャンネル定
電流トランジスタ（１２）は前記定電流コントロ−ル回
路（１６）で構成される電流ミラ−回路のＮチャンネル
多重電流ミラ−（２３）の一部を構成し、前記全てのＰ
チャンネル定電流トランジスタ（１４）は、前記定電流
コントロ−ル回路（１６）で構成される電流ミラ−回路
のＰチャンネル多重電流ミラ−（２２）の一部を構成
し、前記多重電流ミラ−（２２）、（２３）の一部を構
成する全てのＰチャンネル定電流トランジスタ（１４）
及び、全てのＮチャンネル定電流トランジスタ（１２）
は、制御電圧Ｖｃによって直線的に調整可能な基準電流
Ｉに対して等しい比率の定電流値Ｉ0を導くことを特徴
とするＶＣＯである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an odd number of CMOS inverters (10) are connected in a ring to form each of the CMOS inverters.
N-channel transistor (1
1) and an N-channel constant current transistor (12) are connected in series between the ground potential Vss and the P-channel transistor (1) constituting each of the CMOS inverters (10).
3) and a power source potential Vdd, a ring oscillator (15) formed by connecting a P-channel constant current transistor (14) in series, and the N-channel constant current transistor (1).
2) and a constant current control circuit (16) for controlling the constant current value I 0 flowing in the P channel constant current transistor (14), and all the N channel constant current transistors (12) are A part of the N-channel multi-current mirror (23) of the current mirror circuit composed of the constant current control circuit (16) is formed, and all of the P
The channel constant current transistor (14) constitutes a part of the P-channel multiple current mirror (22) of the current mirror circuit composed of the constant current control circuit (16), and the multiple current mirror ( 22), all P-channel constant current transistors (14) forming part of (23)
And all N-channel constant current transistors (12)
Is a VCO which is characterized by deriving a constant current value I 0 having an equal ratio to a reference current I which is linearly adjustable by a control voltage Vc.
【０００８】[0008]
【作用】上述の手段によれば、リングオシレ−タ（１
５）の各段を構成する各ＣＭＯＳインバ−タ（１０）
は、該ＣＭＯＳインバ−タ（１０）に入力される信号が
Ｈ／ＬまたはＬ／Ｈの信号の変化に応じて、その出力に
接続された次段のキャパシタンスの充・放電時間はそれ
ぞれＰチャンネル定電流トランジスタ（１４）及び、Ｎ
チャンネル定電流トランジスタ（１２）に流れる定電流
値Ｉ0 に反比例し、前記Ｐチャンネル定電流トランジス
タ（１４）及び、Ｎチャンネル定電流トランジスタ（１
２）に流れる定電流値Ｉ0 は、定電流コントロ−ル回路
（１６）において、制御電圧Ｖｃに比例した基準電流Ｉ
に対して一定の比率の電流値のため、結果としてリング
オシレ−タ（１５）の発振周波数は制御電圧Ｖｃに比例
して変化することになる。According to the above-mentioned means, the ring oscillator (1
5) CMOS inverters (10) forming each stage
According to a change in the signal input to the CMOS inverter (10) to H / L or L / H, the charge / discharge time of the capacitance of the next stage connected to the output is P channel. Constant current transistor (14) and N
The P channel constant current transistor (14) and the N channel constant current transistor (1) are inversely proportional to the constant current value I 0 flowing in the channel constant current transistor (12).
The constant current value I 0 flowing in 2) is the reference current I 0 proportional to the control voltage Vc in the constant current control circuit (16).
On the other hand, since the current value is constant, the oscillation frequency of the ring oscillator (15) changes in proportion to the control voltage Vc.
【０００９】さらにこの構成によれば、リングオシレ−
タ（１５）の各段を構成する各ＣＭＯＳインバ−タ（１
０）に関して、そのスレッショルド電圧は定電流値Ｉ0
によらず一定に保たれ、さらに次段のキャパシタンスの
充・放電は直線的なストロ−ブで行われると共に、その
充・放電時間が等しくなることにより、ＶＣＯの発振波
形は発振周波数によらず電源電位Ｖｄｄ及び、接地電位
Ｖｓｓ間でフルスイングすることが可能となる。Further, according to this structure, the ring oscillator
CMOS inverters (1
0), the threshold voltage is constant current value I 0
The capacitance of the VCO is maintained constant, and the charging / discharging of the capacitance in the next stage is performed by a linear strobe, and the charging / discharging time becomes equal, so that the oscillation waveform of the VCO does not depend on the oscillation frequency. It becomes possible to make a full swing between the power supply potential Vdd and the ground potential Vss.
【００１０】[0010]
【実施例】次に本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。図１は本発明の実施例を示す回路図である。同図に
おけるＶＣＯは３個のＣＭＯＳインバ−タ（１０）をリ
ング接続し、前記ＣＭＯＳインバ−タ（１０）を構成す
るＮチャンネルトランジスタ（１１）と接地電位Ｖｓｓ
間にＮチャンネル定電流トランジスタ（１２）が直列に
接続され、同じく前記ＣＭＯＳインバ−タ（１０）を構
成するＰチャンネルトランジスタ（１３）と電源電位Ｖ
ｄｄ間にＰチャンネル定電流トランジスタ（１４）が直
列に接続されて成るリングオシレ−タ（１５）と、前記
Ｎチャンネル定電流トランジスタ（１２）及び、Ｐチャ
ンネル定電流トランジスタ（１４）に流れる電流値をコ
ントロ−ルする定電流コントロ−ル回路（１６）で構成
される。Embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. The VCO in the figure has three CMOS inverters (10) ring-connected to each other, and an N-channel transistor (11) constituting the CMOS inverter (10) and a ground potential Vss.
An N-channel constant current transistor (12) is connected in series between them, and a P-channel transistor (13) and a power supply potential V which also constitute the CMOS inverter (10).
A ring oscillator (15) in which a P channel constant current transistor (14) is connected in series between dd, a current value flowing through the N channel constant current transistor (12) and the P channel constant current transistor (14). It is composed of a constant current control circuit (16) for controlling.
【００１１】ここで前記定電流コントロ−ル回路（１
６）の構成は以下の如くである。電源電位Ｖｄｄに接続
されたＰチャンネルトランジスタ（１７）、（１８）は
ミラ−接続され、Ｐチャンネルトランジスタ（１７）の
ドレインはＮチャンネルトタンジスタ（１９）のドレイ
ンに接続され、該Ｎチャンネルトランジスタ（１９）の
ソ−スは抵抗Ｒを介して接地電位Ｖｓｓに接続されると
共に、その基板はソ−スに接続されている。Here, the constant current control circuit (1
The configuration of 6) is as follows. The P-channel transistors (17) and (18) connected to the power supply potential Vdd are mirror-connected, the drain of the P-channel transistor (17) is connected to the drain of the N-channel transistor (19), and the N-channel transistor (19) is connected. The source of 19) is connected to the ground potential Vss via a resistor R, and the substrate thereof is connected to the source.
【００１２】一方前記Ｐチャンネルトランジスタ（１
８）のドレインは、ダイオ−ド接続されたＮチャンネル
トランジスタ（２０）を介して接地電位Ｖｓｓに接続さ
れる。そして前記Ｎチャンネルトランジスタ（１９）の
ゲ−トには演算増幅器（２１）の出力が接続され、該演
算増幅器（２１）の非反転側入力端子には制御電圧Ｖｃ
が入力されると共に、反転側入力端子には抵抗ＲとＮチ
ャンネルトランジスタ（１９）の接続点が入力される。On the other hand, the P-channel transistor (1
The drain of 8) is connected to the ground potential Vss through an N-channel transistor (20) connected in a diode. The output of the operational amplifier (21) is connected to the gate of the N-channel transistor (19), and the control voltage Vc is applied to the non-inverting side input terminal of the operational amplifier (21).
And the connection point of the resistor R and the N-channel transistor (19) is input to the inverting input terminal.
【００１３】これによって制御電圧Ｖｃに基ずく定電流
コントロ−ル回路（１６）が構成される。そして前記Ｐ
チャンネルトランジスタ（１７）のドレインは前記リン
グオシレ−タ（１５）に具備されたＰチャンネル定電流
トランジスタ（１４）のゲ−トに接続され、前記Ｎチャ
ンネルトランジスタ（２０）のドレインは同じく前記リ
ングオシレ−タ（１５）に具備された前記Ｎチャンネル
定電流トランジスタ（１２）のゲ−トに接続される。Thus, a constant current control circuit (16) based on the control voltage Vc is constructed. And the P
The drain of the channel transistor (17) is connected to the gate of the P-channel constant current transistor (14) provided in the ring oscillator (15), and the drain of the N-channel transistor (20) is also the ring oscillator. It is connected to the gate of the N-channel constant current transistor (12) provided in (15).
【００１４】この構成によれば、前記リングオシレ−タ
（１５）に具備された全てのＰチャンネル定電流トラン
ジスタ（１４）は、定電流コントロ−ル回路（１６）の
Ｐチャンネル多重電流ミラ−（２２）の一部を構成し、
また全てのＮチャンネル定電流トランジスタ（１２）は
同じく、定電流コントロ−ル回路（１６）のＮチャンネ
ル多重電流ミラ−（２３）の一部を構成することにな
る。ここで、上述した２個の多重電流ミラ−（２２）、
（２３）の一部を構成する全てのＰチャンネル定電流ト
ランジスタ及び、全てのＮチャンネル定電流トランジス
タは、前記定電流コントロ−ル回路（１６）において、
前記制御電圧Ｖｃで直線的に調整可能な基準電流Ｉに等
しい比率の大きさの定電流値Ｉ0 を導くことができる点
を特徴としている。According to this structure, all the P-channel constant current transistors (14) provided in the ring oscillator (15) are P-channel multiple current mirrors (22) of the constant current control circuit (16). ) Part of
Further, all the N-channel constant current transistors (12) also constitute a part of the N-channel multiple current mirror (23) of the constant current control circuit (16). Here, the above-mentioned two multi-current mirrors (22),
In the constant current control circuit (16), all P-channel constant current transistors and all N-channel constant current transistors forming a part of (23) are
It is characterized in that it is possible to derive a constant current value I 0 having a magnitude equal to the reference current I which can be linearly adjusted by the control voltage Vc.
【００１５】次に上述した構成に基ずく本発明のＶＣＯ
の動作を同図を参照して説明する。図１に示した演算増
幅器（２１）は、非反転側入力端子と反転側入力端子間
の電圧差を増幅し、結果として反転側入力端子の電圧が
非反転側入力端子に接続された制御電圧Ｖｃと等しくな
るようにＮチャンネルトランジスタ（１９）のゲ−ト端
子の電圧を制御する。このため抵抗Ｒに流れる電流Ｉ
は、Ｉ＝Ｖｃ／Ｒで決定されることになり、定電流コン
トロ−ル回路（１６）で構成される電流ミラ−回路の基
準電流Ｉは正確に制御電圧Ｖｃに比例した電流となる。Next, the VCO of the present invention based on the above-mentioned structure
The operation will be described with reference to FIG. The operational amplifier (21) shown in FIG. 1 amplifies the voltage difference between the non-inverting side input terminal and the inverting side input terminal, so that the voltage of the inverting side input terminal is a control voltage connected to the non-inverting side input terminal. The voltage at the gate terminal of the N-channel transistor (19) is controlled so as to be equal to Vc. Therefore, the current I flowing through the resistor R
Is determined by I = Vc / R, and the reference current I of the current mirror circuit constituted by the constant current control circuit (16) is a current accurately proportional to the control voltage Vc.
【００１６】しかも上述した如く、２個の多重電流ミラ
−（２２）、（２３）の一部を構成するリングオシレ−
タ（１５）に具備された全てのＰチャンネル定電流トラ
ンジスタ（１４）及び、全てのＮチャンネル定電流トラ
ンジスタ（１２）には基準電流Ｉ対して等しい比率の大
きさの定電流値Ｉ0 が流れることになる。従って、リン
グオシレ−タ（１５）の各段を構成する各ＣＭＯＳイン
バ−タ（１０）に対して、該ＣＭＯＳインバ−タ（１
０）に入力される信号がＨ／ＬまたはＬ／Ｈの信号の変
化に応じて、信号値がそのとき導通状態になろうとして
いる、まだ非導通状態のトランジスタのスレッショルド
電圧を超えたとき、その出力に接続された次段のキャパ
シタンスは、それぞれ定電流値Ｉ0 によって充電または
放電される。この充・放電は直線的なストロ−ブで行わ
れる。このため各ＣＭＯＳインバ−タ（１０）は定電流
値Ｉ0 に応じて１段毎に遅延される。しかもこの定電流
値Ｉ0は定電流コントロール回路（１６）で発生される
基準電流Ｉに対して一定の比率を持った電流値であるた
め、リングオシレ−タ（１５）の発振周期はこの基準電
流Ｉに反比例することになる。Moreover, as described above, the ring oscillator forming a part of the two multi-current mirrors (22) and (23).
A constant current value I 0 having an equal ratio to the reference current I flows through all the P-channel constant current transistors 14 and the N-channel constant current transistors 12 included in the switch 15. It will be. Therefore, for each CMOS inverter (10) forming each stage of the ring oscillator (15), the CMOS inverter (1
0) when the signal input exceeds the threshold voltage of a transistor that is still non-conducting, the signal value of which is about to become conductive in response to the change of H / L or the signal of L / H, The capacitance of the next stage connected to the output is charged or discharged by the constant current value I 0 . This charging / discharging is performed by a linear strobe. Therefore, each CMOS inverter (10) is delayed by one stage according to the constant current value I 0 . Moreover, since the constant current value I 0 is a current value having a constant ratio to the reference current I generated by the constant current control circuit (16), the oscillation period of the ring oscillator (15) is the reference current I 0. It will be inversely proportional to I.
【００１７】このため結果として、リングオシレ−タ
（１５）の発振周波数は制御電圧Ｖｃに比例することに
なる。さらにこの構成によれば、リングオシレ−タ（１
５）の各段を構成する各ＣＭＯＳインバ−タ（１０）に
関して、そのスレッショルド電圧は定電流値Ｉ0 によら
ず一定に保たれ、さらに次段のキャパシタンスの充・放
電は直線的なストロ−ブで行われると共に、その充・放
電時間が等しくなることにより、ＶＣＯの発振波形は発
振周波数によらず電源電位Ｖｄｄ及び、接地電位Ｖｓｓ
間でフルスイングすることが可能となり、該ＶＣＯの出
力を受け取る図示しない入力回路（例えばインバ−タな
ど）から出力される発振波形の安定化及び、デュ−テイ
の変化を防止した広い周波数変化範囲での動作を実現す
ることが可能となる。As a result, the oscillation frequency of the ring oscillator (15) is proportional to the control voltage Vc. Further, according to this configuration, the ring oscillator (1
The threshold voltage of each CMOS inverter (10) constituting each stage 5) is kept constant regardless of the constant current value I 0 , and the capacitance of the next stage is charged / discharged linearly. And the charging / discharging time becomes the same, the oscillation waveform of the VCO has a power supply potential Vdd and a ground potential Vss regardless of the oscillation frequency.
It is possible to perform a full swing between the VCOs, and stabilize a oscillating waveform output from an input circuit (not shown) (not shown) that receives the output of the VCO and a wide frequency change range in which a change in duty is prevented. It is possible to realize the operation in.
【００１８】[0018]
【発明の効果】上述した如く、本発明のＶＣＯによれば
リングオシレ−タ（１５）の電源電位Ｖｄｄ及び、接地
電位Ｖｓｓの両側に定電流源を持ち、この定電流値をコ
ントロ−ルする定電流コントロ−ル回路（１６）を付加
することにより、制御電圧Ｖｃの変化に応じて直線性の
優れた発振周波数変換特性を実現する。特に低周波数で
の発振においても電源電位Ｖｄｄ及び、接地電位Ｖｓｓ
間でフルスイングする発振波形が得られることにより、
発振の安定化及び、デュ−テイの変化を防止した広い周
波数変化範囲を可能にするＶＣＯを提供することができ
る。As described above, according to the VCO of the present invention, a constant current source is provided on both sides of the power supply potential Vdd of the ring oscillator (15) and the ground potential Vss, and the constant current value is controlled. By adding the current control circuit (16), the oscillation frequency conversion characteristic having excellent linearity is realized according to the change of the control voltage Vc. Especially in the oscillation at a low frequency, the power supply potential Vdd and the ground potential Vss
By obtaining an oscillation waveform that swings fully between
It is possible to provide a VCO that stabilizes oscillation and enables a wide frequency change range while preventing a change in duty.
【図１】本発明の実施例に係る電圧制御型発振回路の回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】従来例に係るゲ−ト電圧コントロ−ルタイプの
電圧制御型発振回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a gate voltage control type voltage controlled oscillator circuit according to a conventional example.
【図３】従来例に係る電源電圧コントロ−ルタイプの電
圧制御型発振回路の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a power supply voltage control type voltage controlled oscillation circuit according to a conventional example.
【図４】従来例に係るゲ−ト電圧コントロ−ルタイプ電
圧制御型発振回路の低周波数での発振波形図である。FIG. 4 is an oscillation waveform diagram at a low frequency of a gate voltage control type voltage control type oscillation circuit according to a conventional example.
【図５】従来例に係る電源電圧コントロ−ルタイプ電圧
制御型発振回路の低周波数での発振波形図である。FIG. 5 is an oscillation waveform diagram at a low frequency of a power supply voltage control type voltage control type oscillation circuit according to a conventional example.
１０ ＣＭＯＳインバ−タ １１ Ｎチャンネルトタンジスタ １２ Ｎチャンネル定電流トランジスタ １３ Ｐチャンネルトランジスタ １４ Ｐチャンネル定電流トランジスタ １５ リングオシレ−タ １６ 定電流コントロ−ル回路 １７、１８ Ｐチャンネルトランジスタ １９、２０ Ｎチャンネルトランジスタ ２１ 演算増幅器 ２２ Ｐチャンネル多重電流ミラ− ２３ Ｎチャンネル多重電流ミラ− Ｒ 抵抗素子 10 CMOS Inverter 11 N-Channel Transistor 12 N-Channel Constant Current Transistor 13 P-Channel Transistor 14 P-Channel Constant Current Transistor 15 Ring Oscillator 16 Constant-Current Control Circuit 17, 18 P-Channel Transistor 19, 20 N-Channel Transistor 21 Operational amplifier 22 P-channel multi-current mirror-23 N-channel multi-current mirror R resistance element
Claims (2)
ング接続し、前記各ＣＭＯＳインバ−タ（１０）を構成
するＮチャンネルトランジスタ（１１）と接地電位Ｖｓ
ｓ間にＮチャンネル定電流トランジスタ（１２）が直列
に接続され、前記各ＣＭＯＳインバ−タ（１０）を構成
するＰチャンネルトランジスタ（１３）と電源電位Ｖｄ
ｄ間にＰチャンネル定電流トランジスタ（１４）を直列
に接続して成るリングオシレ−タ（１５）と、前記Ｎチ
ャンネル定電流トランジスタ（１２）及び、Ｐチャンネ
ル定電流トランジスタ（１４）に流れる電流値Ｉ0 をコ
ントロ−ルする定電流コントロ−ル回路（１６）を具備
し、前記全てのＮチャンネル定電流トランジスタ（１
２）は、前記定電流コントロ−ル回路（１６）で構成さ
れる電流ミラ−回路のＮチャンネル多重電流ミラ−（２
３）の一部を構成し、前記全てのＰチャンネル定電流ト
ランジスタ（１４）は、前記定電流コントロ−ル回路
（１６）で構成される電流ミラ−回路のＰチャンネル多
重電流ミラ−（２２）の一部を構成し、前記多重電流ミ
ラ−（２２）、（２３）の一部を構成する全てのＰチャ
ンネル定電流トランジスタ（１４）及び、全てのＮチャ
ンネル定電流トランジスタ（１２）は、制御電圧Ｖｃに
応じて直線的に調整可能な基準電流Ｉに対して等しい比
率の定電流値Ｉ0を導くことを特徴とする電圧制御型発
振回路。1. An odd number of CMOS inverters (10) are ring-connected to each other to form an N-channel transistor (11) and a ground potential Vs constituting each of the CMOS inverters (10).
An N-channel constant current transistor (12) is connected in series between s, and a P-channel transistor (13) constituting each CMOS inverter (10) and a power supply potential Vd.
A ring oscillator (15) having a P-channel constant current transistor (14) connected in series between d, a current value I flowing through the N-channel constant current transistor (12) and the P-channel constant current transistor (14). A constant current control circuit (16) for controlling 0 is provided, and all the N-channel constant current transistors (1
2) is an N-channel multiple current mirror (2) of a current mirror circuit composed of the constant current control circuit (16).
3), and all the P-channel constant current transistors (14) are P-channel multiple current mirrors (22) of the current mirror circuit, which are composed of the constant current control circuit (16). All P-channel constant current transistors (14) and all N-channel constant current transistors (12) that form part of the multiple current mirrors (22) and (23) are controlled. A voltage-controlled oscillation circuit, which leads a constant current value I 0 of an equal ratio to a reference current I which can be linearly adjusted according to the voltage Vc.
能な基準電流Ｉは、ドレイン端子が前記Ｐチャンネル多
重電流ミラ−（２２）の入力トランジスタ（１７）に接
続され、基板がソ−ス端子に接続されたＮチャンネルト
ランジスタ（１９）と、反転側入力端子が該Ｎチャンネ
ルトランジスタ（１９）のソ−ス端子に、非反転側入力
端子が前記制御電圧Ｖｃにそれぞれ接続されると共に、
出力端子が前記Ｎチャンネルトランジスタ（１９）のゲ
−ト端子に接続された演算増幅器（２１）と、該演算増
幅器（２１）の前記反転側入力端子と接地電位Ｖｓｓと
の間に接続された抵抗素子Ｒによって発生されることを
特徴とする請求項１記載の電圧制御型発振回路。2. A reference current I which can be linearly adjusted according to the control voltage Vc has a drain terminal connected to an input transistor (17) of the P-channel multiple current mirror (22) and a substrate connected to a source. An N-channel transistor (19) connected to the source terminal, an inverting input terminal connected to the source terminal of the N-channel transistor (19), and a non-inverting input terminal connected to the control voltage Vc;
An operational amplifier (21) having an output terminal connected to the gate terminal of the N-channel transistor (19), and a resistor connected between the inverting input terminal of the operational amplifier (21) and the ground potential Vss. The voltage controlled oscillator circuit according to claim 1, wherein the voltage controlled oscillator circuit is generated by an element R.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17431692A JPH0621776A (en) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | Voltage control type oscillation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17431692A JPH0621776A (en) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | Voltage control type oscillation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621776A true JPH0621776A (en) | 1994-01-28 |
Family
ID=15976523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17431692A Pending JPH0621776A (en) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | Voltage control type oscillation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0621776A (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06152334A (en) * | 1992-11-06 | 1994-05-31 | Mitsubishi Electric Corp | Ring oscillator and constant voltage generating circuit |
| US5764110A (en) * | 1996-07-15 | 1998-06-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Voltage controlled ring oscillator stabilized against supply voltage fluctuations |
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| US6229403B1 (en) | 1998-08-06 | 2001-05-08 | Yamaha Corporation | Voltage-controlled oscillator |
| US6618310B2 (en) | 2000-11-02 | 2003-09-09 | Fujitsu Limited | Synchronous semiconductor memory device and refresh method thereof |
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| US9577661B2 (en) | 2015-05-14 | 2017-02-21 | Denso Corporation | Voltage-controlled oscillator and analog-digital converter |
-
1992
- 1992-07-01 JP JP17431692A patent/JPH0621776A/en active Pending
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