JPH062152Y2 - Pll方式方向探知機 - Google Patents
Pll方式方向探知機Info
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- JPH062152Y2 JPH062152Y2 JP1990078695U JP7869590U JPH062152Y2 JP H062152 Y2 JPH062152 Y2 JP H062152Y2 JP 1990078695 U JP1990078695 U JP 1990078695U JP 7869590 U JP7869590 U JP 7869590U JP H062152 Y2 JPH062152 Y2 JP H062152Y2
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- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
等角度に配置し、順次に切換走査を行なって受信機に接
続し、それによって得られた信号から電波の到来方向を
測定するアンテナ切換方式の方向探知機に関する。
ため、アンテナの受信電波間に位相差がある。そこで、
アンテナ切換により、受信信号に階段的な位相変化が生
ずる。この位相変化の基本波とアンテナ切換信号との位
相差を比較することで方向探知ができる。位相差を検出
する手段として位相同期ループ(以下ではPLLと称
す)方式がある。
第1図の逆廻り防止回路11を除き、PLL4の出力を
鎖線zのように結んだものが逆廻り防止機能を設けてい
ない通常のPLL方式のブロック図である。アンテナ群
1はアンテナA1,…,Anからなり、たとえば第2図の
ように円周上に、その中心に対して各アンテナが等角度
間隔で配設されている。基準信号発生器6は機器内の各
部の動作基準となるクロックパルスを発生し、これを分
周して、各目的の周期(周波数)のパルスを発生する。
切換信号発生器5は基準信号発生器6より源パルス信号
iを受けて、これと同期するアンテナ群1のアンテナ数
と同数のパルス列の信号よりなる切換信号uを発生す
る。アンテナ切換器2は切換信号uをうけて、アンテナ
群1の走査を行なう。受信機3は各アンテナA1〜Anの
受信電波を逐次受信信号vとして受信し、第3図(a)に
示す中間周波数信号(以下IF信号という)aを出力す
る。t1,t2…はアンテナ切換時刻である。このIF信
号aの位相は第3図(b)の実線に示すように、t1,
t2,…で階段的に変化する正弦波的波形になる。すな
わち、第2図に示すように、電波到来方向に対して隣接
する各アンテナの距離pn,Pn-1…に相当し、各アンテ
ナが検出する受信電波に位相差があり、IF信号aの位
相がt1,t2,…で階段的に変化し、かつ切換信号の周
期(たとえば100Hz前後)と同一周期を有する周期的
関数になる。IF信号aは位相比較回路41,電圧制御
発振器42,低域濾波器43とからなるPLL4に導か
れる。電圧制御発振器42の出力信号の位相は入力信号
であるIF信号aの位相に追随する。しかしIF信号a
の位相が段階的に変化する個所では、直ちに追随できな
いため、過渡的に第3図(b)で点線で示したような追尾
になる。そのため位相比較回路41の出力wは、低域濾
波器43を介して、第3図(c)に示す波形のパルス波の
位相検出出力(以下PD出力という)cを生ずる。この
出力の大きさは第3図(b)の位相の段階的変化量に比例
し、その変化の基本波成分(鎖線で示す)rは同図(b)
の基本波成分を微分した波形となり、電波の到来方向を
表示するための方位信号Rとして利用される。切換信号
uと同一の周期をもち、位相の基準を方位測定の基準方
向にあたるアンテナの切換時点とする基準周波数信号と
方位信号Rとの位相差から電波の到来方向を知ることが
できる。
に方向探知に大きい誤差が生ずることがある。これは、
アンテナが一定間隔のままで、受信周波数が高くなって
くると、第2図に示すように隣接するアンテナの電波到
来方向の間隔がλ/2(λ:電波の波長)より大きくな
り、受信電波の位相差が180°より大となる。ところ
で、位相比較回路41は−180°から+180°まで
の位相に対しては正しい判別にもとづく指示を与える
が、それを超える位相に対しては、位相の向きが逆転し
た逆廻り判別による指示を与える。位相比較回路41の
位相特性として正弦波、三角波、のこぎり波等とさまざ
まのものがあるが、この逆廻り判別をすることについて
は、いずれも同じである。第4図は位相比較回路41が
三角波特性の場合と出力特性である。+180°以上の
D点(たとえば210°)に相当する位相差の入力が加
わったときには、逆廻りの位相角(210°−360°
=−150°)の変化があったものと判断して出力す
る。そのため、階段的位相変化の過渡状態では、OAD
AOという経路をとらず、OCD′COと言う経路をと
る。そのため正方向の位相変化で、+180°の直前ま
では正のパルスを出力するが、+180°以上になると
逆方向の位相変化と判別してしまい、負のパルスを出力
する。また−180°を超したときも同様に逆廻り判別
をおこす。第3図(c′)はこの逆廻り判別によりパルス
B1およびB2で極性の逆転がおきた例を示す。第3図
(c)と(c′)とを比較すると、方位信号Rとなるべき基
本波成分rとr′との位相が全く異なってしまい、大き
い方位誤差を生ずる。
ンテナ間隔を小さくしてλ/2以下になるようにすれば
よいが、これは機械的設計、コストの点で限度があり3
0本程度までである。一方、方向探知する電波の周波数
範囲は100kHz〜50MHzとかなり広い範囲にわたる
ので、必然的に±180°を超す場合が生ずる。
の無指向性アンテナを円周上に配置し、これらのアンテ
ナを順次に切換走査して得られた受信信号の位相変化成
分をVCO(電圧制御発振器)とPD(位相比較回路)
とよりなるPLL(位相同期回路)により抽出し、この
抽出した位相変化成分により、電波の到来方向を測定す
るための方向測定信号を得るようにし、その際に、前記
切換走査の各切換ごとに得られる前記VCOの制御パル
スをパルスごとに積分し、この積分によって得られた電
圧を次順のパルスに重畳せしめることにより、前記PL
Lの逆廻り動作による方向探知誤差の発生を防止する方
法が特公昭58−52187号公報により開示してあ
る。
能部分を安定に動作させるようにした具体的な装置を簡
便な構成で提供することが期待されている。
位相とを比較することにより前記切換走査の各切換時点
において制御パルスを発生する位相比較回路と、 この位相比較回路から出力される制御パルスにこの制御
パルスの出現時点に同期して開かれるゲート回路からの
パルス出力を加算して加算制御パルスを作成し、前記電
圧制御発振器に供給する加算回路と、 前記加算回路から出力される前記加算制御パルスを積分
する積分回路と、 この積分回路に出力を所定のタイミングでサンプルしホ
ールドするサンプルホールド回路と、 このサンプルホールド回路の出力を1/3乃至1/2に減衰さ
せて前記ゲート回路に供給する減衰回路とを備えること
により、動作の安定化と制御精度の向上とを図ってい
る。
本考案では、PLL4の出力回路の鎖線zを除去して、
その代わりに逆廻り防止回路11が付加される。タイミ
ングパルス発生器10は、たとえばカウンタで、基準信
号発生器6の源パルス信号jをうけて、これと同期する
4つのゲートパルスG1〜G4を発生する。加算回路7は
たとえば演算増幅器、積分回路8はたとえばCR時定数
回路を組合わせた演算増幅器、ホールド回路9はたとえ
ばコンデンサを組合わせた演算増幅器であり、スイッチ
S1〜S4はそれぞれゲートパルスG1〜G4で制御される
アナログスイッチである。スイッチS4と積分回路8と
はPLL4の低域濾波器43の出力を抽出して積分する
機能を、スイッチS2とホールド回路9とは前記積分値
をサンプルホールドする機能を有する。スイッチS3は
階段的位相変化の各変化時点において、前記のサンプル
ホールドされた電圧を、次順のPD出力パルスの発生時
の直前に、加算回路7を介して電圧制御発振器42に印
加する。これによって、電圧制御発振器42の発振位相
を進ませ、または遅らせ、次の階段的位相変化の変化量
を事前に減少させることにより、位相差が±180°を
超さないように抑制する。
スイッチS1〜S4を制御するゲートパルスG1〜G4と、
回路各部の信号との時間的関係を第5図に示す。第5図
(c)は低域濾波器43の出力信号、つまりPD出力c
を、同図(d)は積分回路8の積分出力dを、同図(e)はホ
ールド回路9のホールド電圧eをそれぞれ示す。また第
3図(d)〜(g)および(c″)に各信号の一周期分の変化を
示す。いま、アンテナの切換走査によって、受信信号v
に位相の階段的変化が生じ、位相比較回路41を経て、
低域濾波器43からちPD出力cのパルスc1が出力さ
れたとする。このときゲートパルスG4によりスイッチ
S4がオンとなり、このパルスc1を積分回路8に導き、
積分を行なう。積分出力dがほぼ飽和状態に達した時点
に位置づけたゲートパルスG2によりスイッチS2をオン
とし、積分出力dをサンプルし、ホールド回路9でその
値を保持するようにサンプルホールドする。次にゲート
パルスG1によってスイッチS1をオンにして積分回路8
に蓄積された電荷を放電して積分出力dを零にしてお
く。そして、PD出力c1の次のパルスc2が出力される
直前の時点に位置づけたゲートパルスG3によってスイ
ッチS3をオンにして、ホールド回路9のホールド電圧
eをパルス状にして取りだし、ホールド電圧パルス信号
fとし、これを加算回路7を介して電圧制御発振器42
に制御信号gとして印加し、発振出力hの位相を進めま
たは遅らせるように制御する。この制御は、ホールド回
路9の出力側に設けた可変分圧回路VRによって、PD
出力cによる制御信号の1/3〜1/2の電圧が与えられるよ
うに調整する。したがって、発振出力hは、PD出力c
のパルスc2がくる直前に、逆廻り防止回路11の動作
によってパルスc1による位相変移量の1/3〜1/2を変移
させられているので、階段的位相変化の変化量に対し
て、この変移分だけ事前にさしひかれたことになる。こ
のため±180°の範囲を超す変化量があった場合で
も、これを±180°範囲内に抑制したと同様の効果が
えられ、PD出力cは第3図(c″)で示すような出力に
なり、所期の目的が達せられることになる。
する。ここで、位相の変化量が±180°以上になる場
合を考えると、ホールド電圧パルス信号fによって、あ
らかじめ事前に位相を進めておくことは、次のPD出力
cのパルスがくるまでにEの分だけ位相を変位させてお
いたとみなすことができ、したがって±180°を超す
変化量があっても、Eの分だけさしひかれたことにな
り、図のように+180°以内のD″点に位相変化があ
ったことになるので、位相比較回路41が逆廻り判別を
示すことがない。ホールド回路9の出力側に表われる全
電圧をホールド電圧パルス信号fとすると、さしひかれ
るEが大きくなり、次順のパルスによるPD出力cの大
きさが小さくなりすぎる欠点があるので、前述のように
分圧している。なお、PD出力cの各パルスが方位成分
にしたがって正規にその極性が反転している個所、たと
えば第3図(c)のB11,B12の位置では、その前のパル
スによる抑制が逆方向に作用するので、かえって位相変
化量が増えたようになる。しかし、分圧によりこの抑制
は1/2〜1/3に減少されていることと、方位成分の性質
上、この位置での階段的変化は最小部分にあたることか
ら、方位信号Rとなる基本成分rにはほとんど影響を及
ぼさない。
のみに限らず、積分出力d,ホールド電圧e,ホールド
電圧パルス信号fなどからR′,R″,Rなどのように
得てもよいことは第3図の各波形より容易に理解でき
る。加算回路7は、前記のような動作をするから、バッ
ファ回路的な役割をしている。スイッチS1の作用に
は、積分回路8のリセットを行なうもので、第3図のP
D出力cの各パルス間の干渉がないように、前のパルス
の積分電圧を除去し、各個のパルスごとに積分するため
である。
みを取りだしているから、位相変化のない部分にある雑
音信号が除去できるので、S/N比が向上する。
の電圧が与えられるように分圧回路により調整してい
る。したがって、逆廻り防止回路11はパルスc1によ
る位相変移量の1/3〜1/2を変移させられているので、次
のアンテナ切換による階段的位相変化の変化量に対し
て、この変移分だけ事前にさしひかれたことになる。こ
のため±180°の範囲を超す変化量があった場合で
も、これを180°範囲内に抑制したと同様の効果がえ
られ、PD出力cは第3図(c″)に示すような出力にな
り、所期の目的が達せられる。このとき分圧回路の調整
により、次順のパルスc2の位相変移量はそれ程減少し
ないし、また極性が反転する個所における逆方向の位相
変化量の増大を少なくする効果がある。このように、P
LL方式の方向探知機の逆廻り防止回路にサンプルホー
ルド回路と分圧回路とによる回路を付加するだけの簡便
安価な構成で、動作が確実な方向探知機を得ることがで
きる。
アンテナ群の配置平面図、第3図および第5図は各部の
信号波形図、第4図は位相比較回路の動作特性図であ
る。 1‥‥アンテナ群、2‥‥アンテナ切換器、 3‥‥受信機、4‥‥PLL、 41‥‥位相比較回路、42‥‥電圧制御発振器、 43‥‥低域濾波器、5‥‥切換信号発生器、 6‥‥基準信号発生器、7‥‥加算回路、 8‥‥積分回路、9‥‥ホールド回路、 10‥‥タイミングパルス発生器、 11‥‥逆廻り防止回路、 S1〜S4‥‥スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項1】複数の無指向性アンテナを円周上に配置
し、これらを順次に切換走査して得られる受信信号の位
相変化成分を、電圧制御発振器を含むPLL(位相同期
回路)により抽出し、この抽出した位相変化成分から電
波の到来方向を測定するための方向測定信号を得るPL
L方向探知機において、 前記受信信号の位相と前記電圧制御発振器から出力され
る信号の位相とを比較することにより前記切換走査の各
切換時点において制御パルスを発生する位相比較回路
と、 この位相比較回路から出力される制御パルスにこの制御
パルスの出現時点に同期して開かれるゲート回路からの
出力を加算して加算制御パルスを作成し、前記電圧制御
発振器に供給する加算回路と、 前記加算回路から出力される前記加算制御パルスを積分
する積分回路と、 この積分回路の出力を所定のタイミングでサンプルして
ホールドするサンプルホールド回路と、 このサンプルホールド回路の出力を1/3乃至1/2に減衰さ
せて前記ゲート回路に供給する減衰回路とを備えたこと
を特徴とするPLL方式方向探知機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1990078695U JPH062152Y2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | Pll方式方向探知機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1990078695U JPH062152Y2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | Pll方式方向探知機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0374379U JPH0374379U (ja) | 1991-07-25 |
JPH062152Y2 true JPH062152Y2 (ja) | 1994-01-19 |
Family
ID=31622190
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1990078695U Expired - Lifetime JPH062152Y2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | Pll方式方向探知機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH062152Y2 (ja) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5852187B2 (ja) * | 1979-03-09 | 1983-11-21 | 株式会社光電製作所 | 方向探知方法 |
-
1990
- 1990-07-26 JP JP1990078695U patent/JPH062152Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0374379U (ja) | 1991-07-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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