JPH06213943A - 電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理装置 - Google Patents
電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理装置Info
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- JPH06213943A JPH06213943A JP32553492A JP32553492A JPH06213943A JP H06213943 A JPH06213943 A JP H06213943A JP 32553492 A JP32553492 A JP 32553492A JP 32553492 A JP32553492 A JP 32553492A JP H06213943 A JPH06213943 A JP H06213943A
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- signal
- frequency
- max
- detecting
- spectrum analyzer
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 電波妨害分析器用のレーダ信号受信及び処理
装置を提供する。 【構成】 受信用として、入力信号スペクトル分析器を
有し、前記分析器が、帯域が２Ｂ（Ｂは入力信号の周波
数帯域である）であって持続期間が２Ｔであり相互に持
続期間Ｔだけ移動された信号を作るためにそれぞれ２つ
の線形周波数変調傾斜信号により２つの乗算を平行して
実施可能にするための２つのマルチプライヤ２，３と、
これら２つのマルチプライヤの出力信号を加算するため
の計算器１１と、計算器の出力に接続された帯域がＢで
あって遅延がＴの分散フィルタ１２とを有する。更に、
本装置は、処理用として、スペクトル分析器の出力信号
の特殊な性質を取り扱うことにより、既に述べたように
して探知したレーダ送信の搬送周波数を認識する手段を
有する。
装置を提供する。 【構成】 受信用として、入力信号スペクトル分析器を
有し、前記分析器が、帯域が２Ｂ（Ｂは入力信号の周波
数帯域である）であって持続期間が２Ｔであり相互に持
続期間Ｔだけ移動された信号を作るためにそれぞれ２つ
の線形周波数変調傾斜信号により２つの乗算を平行して
実施可能にするための２つのマルチプライヤ２，３と、
これら２つのマルチプライヤの出力信号を加算するため
の計算器１１と、計算器の出力に接続された帯域がＢで
あって遅延がＴの分散フィルタ１２とを有する。更に、
本装置は、処理用として、スペクトル分析器の出力信号
の特殊な性質を取り扱うことにより、既に述べたように
して探知したレーダ送信の搬送周波数を認識する手段を
有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電波妨害分析器用のレー
ダー信号受信および処理装置に関する。
ダー信号受信および処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】受信ア
ンテナと関連したこの種の装置は、レーダ信号伝送を捕
捉し、例えば、搬送周波数、パルス持続時間、スペクト
ルの幅、及び、スペクトルのレベルのような伝送パラメ
ータを測定することを目的とする。
ンテナと関連したこの種の装置は、レーダ信号伝送を捕
捉し、例えば、搬送周波数、パルス持続時間、スペクト
ルの幅、及び、スペクトルのレベルのような伝送パラメ
ータを測定することを目的とする。
【０００３】これらのパラメータがＨＦパラメータとビ
デオ周波数パラメータに分けられるという事実によって
２つの方式が用いられてきた。
デオ周波数パラメータに分けられるという事実によって
２つの方式が用いられてきた。
【０００４】第１の方式は直接探知方式と称し、ＨＦ信
号から直接的に搬送周波数を獲得すること、及び、これ
と平行して、対応するビデオ信号からビデオ周波数パラ
メータを獲得することによって構成される。ＨＦ信号か
ら搬送周波数を直接的に探知するので、この方式には、
１００％に近い捕捉可能性を持つとゆう利点がある。一
方、感度及び選択性に劣ることがこの方式の欠点であ
る。
号から直接的に搬送周波数を獲得すること、及び、これ
と平行して、対応するビデオ信号からビデオ周波数パラ
メータを獲得することによって構成される。ＨＦ信号か
ら搬送周波数を直接的に探知するので、この方式には、
１００％に近い捕捉可能性を持つとゆう利点がある。一
方、感度及び選択性に劣ることがこの方式の欠点であ
る。
【０００５】第２の方式はスーパヘテロダイン方式と称
し、局部発振器によって供給された信号とビートさせる
ことによりレーダ伝送から獲得された中波信号から全て
のパラメータを獲得する。
し、局部発振器によって供給された信号とビートさせる
ことによりレーダ伝送から獲得された中波信号から全て
のパラメータを獲得する。
【０００６】この方式は、前の方式と異り、捕捉可能性
が１００％よりも小さいという欠点を持つ。この理由
は、分析しようとするレーダ伝送の搬送周波数はもとも
と未知であるので、同調を達成する前に、局部発振器に
よって周波数帯域全体を走査しなければならないことに
因る。半面、この方式は感度が良い。
が１００％よりも小さいという欠点を持つ。この理由
は、分析しようとするレーダ伝送の搬送周波数はもとも
と未知であるので、同調を達成する前に、局部発振器に
よって周波数帯域全体を走査しなければならないことに
因る。半面、この方式は感度が良い。
【０００７】本発明の目的は、前記２つの方式の欠点を
持ち込むことなしに利点を結合したレーダ信号受信およ
び処理装置を提供することにある。
持ち込むことなしに利点を結合したレーダ信号受信およ
び処理装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に基づく装置は第
３のタイプの方式に属し、スペクトル分析方式と呼ばれ
る。この種のスペクトル分析器としては多くの実施例が
知られており、例えば、「Analyseurs de spectre util
isant des filtres dispersifs a ondes de surface ―
（表面波分散フィルタを用いたスペクトル分析器）」と
題して１９７８年版レーダに関する国際協議（３０３〜
３１１頁）に記載されたＣ．ＬＡＲＤＡＴによる論文Ｉ
Ｘ．４に発表されている。この方式においては、或る時
間インタバルＴの終端において、周波数帯域Ｂを持つ入
力信号の時間スロットＴに出力信号を対応させ、帯域Ｂ
はスペクトル分析の開始に対する出力信号の時間的な位
置によって表わされる。
３のタイプの方式に属し、スペクトル分析方式と呼ばれ
る。この種のスペクトル分析器としては多くの実施例が
知られており、例えば、「Analyseurs de spectre util
isant des filtres dispersifs a ondes de surface ―
（表面波分散フィルタを用いたスペクトル分析器）」と
題して１９７８年版レーダに関する国際協議（３０３〜
３１１頁）に記載されたＣ．ＬＡＲＤＡＴによる論文Ｉ
Ｘ．４に発表されている。この方式においては、或る時
間インタバルＴの終端において、周波数帯域Ｂを持つ入
力信号の時間スロットＴに出力信号を対応させ、帯域Ｂ
はスペクトル分析の開始に対する出力信号の時間的な位
置によって表わされる。
【０００９】図１に示すように、帯域がＢで持続期間が
Ｔの入力信号と帯域が２Ｂで持続期間が２Ｔの線形周波
数変調された傾斜信号とをミキサ１において事前乗算ま
たはＢＬＵ転位し、次に、帯域がＢで遅延がＴの分散フ
ィルタ２において圧縮することによりスペクトル分析が
行われる。
Ｔの入力信号と帯域が２Ｂで持続期間が２Ｔの線形周波
数変調された傾斜信号とをミキサ１において事前乗算ま
たはＢＬＵ転位し、次に、帯域がＢで遅延がＴの分散フ
ィルタ２において圧縮することによりスペクトル分析が
行われる。
【００１０】図２に示すように、入力信号にこれら２つ
の操作を適用して連続的に変形すると、その時間‐周波
数定義域における表現は平行四辺形３になる。この図の
参照符号４で示す周波数傾斜信号を乗ずることにより、
平行四辺形５が得られる（この変形において矢印で示す
辺が各々対応する）。分散フィルタ２における圧縮によ
り、平行四辺形５は、長方形６に変形され、この場合に
も、矢印で示す辺が各々対応する。
の操作を適用して連続的に変形すると、その時間‐周波
数定義域における表現は平行四辺形３になる。この図の
参照符号４で示す周波数傾斜信号を乗ずることにより、
平行四辺形５が得られる（この変形において矢印で示す
辺が各々対応する）。分散フィルタ２における圧縮によ
り、平行四辺形５は、長方形６に変形され、この場合に
も、矢印で示す辺が各々対応する。
【００１１】この図において、入力信号と周波数傾斜信
号が同期している場合に限り、スペクトル分析が正しく
実行可能であることがわかる。実際、特に周波数傾斜信
号に関して捕捉しようとするレーダ伝送の位置が前以て
既知でない電波妨害分析器の場合に起きるように両者が
同期していない場合には、第１の変形は不確定になり易
く捕捉可能性は１００％未満になる。本発明の目的はこ
の問題を解決することにある。
号が同期している場合に限り、スペクトル分析が正しく
実行可能であることがわかる。実際、特に周波数傾斜信
号に関して捕捉しようとするレーダ伝送の位置が前以て
既知でない電波妨害分析器の場合に起きるように両者が
同期していない場合には、第１の変形は不確定になり易
く捕捉可能性は１００％未満になる。本発明の目的はこ
の問題を解決することにある。
【００１２】本発明によれば、持続期間が２Ｔの２つの
周波数傾斜信号を入力信号に平行して２回事前乗算し、
持続期間Ｔだけ相互に時間的にシフトし、次に、これら
２回の事前乗算の結果として得られた信号を合計するこ
とによってこの問題は解決される。従って、入力信号と
周波数傾斜信号の相対位置のタイミングがとれていさえ
すれば、第１の変形が正しく実行されることが保証され
る。
周波数傾斜信号を入力信号に平行して２回事前乗算し、
持続期間Ｔだけ相互に時間的にシフトし、次に、これら
２回の事前乗算の結果として得られた信号を合計するこ
とによってこの問題は解決される。従って、入力信号と
周波数傾斜信号の相対位置のタイミングがとれていさえ
すれば、第１の変形が正しく実行されることが保証され
る。
【００１３】前記の問題はこの方法によって解決される
が、帯域の終端に位置する入力信号の周波数に関する解
釈に不確定性が含まれるという問題が新規に引き起こさ
れる。実際、入力信号の持続期間がＴである２つの連続
する分析スロットに関して、例えば６のような、結果と
して得られる長方形は、共通ゾーンにおいて、前記の２
つのスロットのうちの他方でなく特定の一方に周波数を
帰属させることが不可能な方法によって厳格に結合され
るはずである。
が、帯域の終端に位置する入力信号の周波数に関する解
釈に不確定性が含まれるという問題が新規に引き起こさ
れる。実際、入力信号の持続期間がＴである２つの連続
する分析スロットに関して、例えば６のような、結果と
して得られる長方形は、共通ゾーンにおいて、前記の２
つのスロットのうちの他方でなく特定の一方に周波数を
帰属させることが不可能な方法によって厳格に結合され
るはずである。
【００１４】この問題を解決するために採用された方法
においては、スペクトル分析器の帯域を拡張し、周波数
傾斜信号に関しては（２Ｂ、２Ｔ）から（２．１Ｂ、
２．１Ｔ）に、分散フィルタに関しては（Ｂ、Ｔ）から
（１．１Ｂ、１．１Ｔ）に増加し、この結果として追加
される帯域において濾波作用を行なう。この濾波作用
は、エッジの鋭い帯域通過フィルタによって入力におい
て特に実施される。 これらの改良点を持つスペクトル
分析器を備えた本発明に基づく受信装置の捕捉確度は１
００％である。更に、あらゆるスペクトル分析器に適す
る程に感度も良好である。また、従来の直接探知技術及
びスーパヘテロダイン技術では探知不可能な異なる周波
数における同時送信の探知も可能である。
においては、スペクトル分析器の帯域を拡張し、周波数
傾斜信号に関しては（２Ｂ、２Ｔ）から（２．１Ｂ、
２．１Ｔ）に、分散フィルタに関しては（Ｂ、Ｔ）から
（１．１Ｂ、１．１Ｔ）に増加し、この結果として追加
される帯域において濾波作用を行なう。この濾波作用
は、エッジの鋭い帯域通過フィルタによって入力におい
て特に実施される。 これらの改良点を持つスペクトル
分析器を備えた本発明に基づく受信装置の捕捉確度は１
００％である。更に、あらゆるスペクトル分析器に適す
る程に感度も良好である。また、従来の直接探知技術及
びスーパヘテロダイン技術では探知不可能な異なる周波
数における同時送信の探知も可能である。
【００１５】種々の好ましい実施例によれば、傾斜信号
の生成作用及び非常に広い周波数帯域を取り扱う圧縮作
用のためには音響分散ラインがもちいられる。
の生成作用及び非常に広い周波数帯域を取り扱う圧縮作
用のためには音響分散ラインがもちいられる。
【００１６】本発明の他の目的は、受信装置によって探
知されたレーダ送信の搬送周波数を、スペクトル分析器
の出力信号の特殊な性質を考慮することによって認識可
能にするための処理装置を提供することにある。
知されたレーダ送信の搬送周波数を、スペクトル分析器
の出力信号の特殊な性質を考慮することによって認識可
能にするための処理装置を提供することにある。
【００１７】
【実施例】図３に示す受信装置は入力信号Ｅを受ける帯
域幅Ｂの帯域フィルタ１を有する。フィルタ１の出力信
号は２つのミキサ２及び３の第１入力に供給される。
域幅Ｂの帯域フィルタ１を有する。フィルタ１の出力信
号は２つのミキサ２及び３の第１入力に供給される。
【００１８】ミキサ２の第２の入力は、帯域幅が０．５
２５Ｂで遅延が２．１Ｔの分散ライン５および周波数４
倍マルチプライヤを有する第１の傾斜信号発生器４の出
力信号を受け、この発生器の入力は、周波数２．２Ｔで
反復するディラックパルスで構成される制御信号Ｃを受
ける。傾斜信号発生器４は、幅が２．１Ｂで継続時間が
２．１Ｔの第１の周波数傾斜信号を供給する。
２５Ｂで遅延が２．１Ｔの分散ライン５および周波数４
倍マルチプライヤを有する第１の傾斜信号発生器４の出
力信号を受け、この発生器の入力は、周波数２．２Ｔで
反復するディラックパルスで構成される制御信号Ｃを受
ける。傾斜信号発生器４は、幅が２．１Ｂで継続時間が
２．１Ｔの第１の周波数傾斜信号を供給する。
【００１９】同様に、ミキサ３の第２の入力は、第２の
傾斜信号発生器７の出力信号を受ける。この第２の傾斜
信号発生器は遅延１．１Ｔの遅延ライン８を有し、この
遅延ラインはその入力に前記と同じ制御信号Ｃを受け、
この遅延ラインにはライン５と同じ帯域幅が０．５２５
Ｂであって遅延が２．１Ｔの分散ライン９が後続し、更
に、周波数４倍マルチプライヤ１０がこれに続く。傾斜
信号発生器７は、幅が２．１Ｂで継続時間が２．１Ｔで
あり、期間１．１Ｔだけ第１入力に向かってシフトした
第２の周波数傾斜信号を供給する。受信装置は、更に、
加算器１１を有し、この加算器の入力にはミキサ２及び
３の出力信号が供給され、加算器１１の出力には帯域幅
が１．１Ｂであって遅延が１．１Ｔの分散ライン１２が
接続される。
傾斜信号発生器７の出力信号を受ける。この第２の傾斜
信号発生器は遅延１．１Ｔの遅延ライン８を有し、この
遅延ラインはその入力に前記と同じ制御信号Ｃを受け、
この遅延ラインにはライン５と同じ帯域幅が０．５２５
Ｂであって遅延が２．１Ｔの分散ライン９が後続し、更
に、周波数４倍マルチプライヤ１０がこれに続く。傾斜
信号発生器７は、幅が２．１Ｂで継続時間が２．１Ｔで
あり、期間１．１Ｔだけ第１入力に向かってシフトした
第２の周波数傾斜信号を供給する。受信装置は、更に、
加算器１１を有し、この加算器の入力にはミキサ２及び
３の出力信号が供給され、加算器１１の出力には帯域幅
が１．１Ｂであって遅延が１．１Ｔの分散ライン１２が
接続される。
【００２０】更に、受信装置は、例えばダイオードで構
成される検出器１３を有し、この検出器は分散ライン１
２の出力に接続されて、この信号の所定のしきい値以上
の部分に限り保持することを可能にする。受信機の出力
信号Ｓはフィルタ１４の出力において得られる。
成される検出器１３を有し、この検出器は分散ライン１
２の出力に接続されて、この信号の所定のしきい値以上
の部分に限り保持することを可能にする。受信機の出力
信号Ｓはフィルタ１４の出力において得られる。
【００２１】分散ライン５、９、及び、１２は、音響部
品を用いて造られる。マルチプライヤ６、及び、１０は
一定レベルで作動する中波ミキサで構成される。
品を用いて造られる。マルチプライヤ６、及び、１０は
一定レベルで作動する中波ミキサで構成される。
【００２２】図３の受信装置に続く処理装置について、
図４を参照しながら説明することとする。
図４を参照しながら説明することとする。
【００２３】この装置は、アナログ入力信号Ｓ、即ち、
受信装置の出力信号をデジタル信号に変換するためのア
ナログ‐デジタルコンバータ１５を有する。このコンバ
ータは「フラッシュ」コンバータであり、入力信号Ｓを
（ｎ＋１）レベルｉ（△Ｖ）と同時に比較する一連の
（ｎ＋１）コンパレータ１５i を有する。ここに、△Ｖ
はコンバータの量子化過程とし、「ｉ」は０から「ｎ」
まで変化するインデックスとし、各コンパレータ１５i
が信号Ｃ０ＭＰi を供給するものとする。
受信装置の出力信号をデジタル信号に変換するためのア
ナログ‐デジタルコンバータ１５を有する。このコンバ
ータは「フラッシュ」コンバータであり、入力信号Ｓを
（ｎ＋１）レベルｉ（△Ｖ）と同時に比較する一連の
（ｎ＋１）コンパレータ１５i を有する。ここに、△Ｖ
はコンバータの量子化過程とし、「ｉ」は０から「ｎ」
まで変化するインデックスとし、各コンパレータ１５i
が信号Ｃ０ＭＰi を供給するものとする。
【００２４】この処理装置の構成と機能を理解し易くす
るために、先ず、信号Ｓ及びＣ０ＭＰi の波型を示すこ
ととする。図５及び図６を参照されたい。スペクトル分
析の原理に従い、信号Ｓの波形は、レーダ信号のスペク
トルＡ（ｆ）に等しく（周波数ｆの関数として振幅Ａが
与えられる）、従って、信号は時間ｔ1 を中心とする主
突出部を持ち、この場合の期間ｔ1 −ｔ0 （ここにｔ0
は信号Ｓを対象とするスペクトル分析の開始時間を表
す）はレーダ信号の搬送周波数ｆを表す（ｆ＝Ｋ（ｔ1
−ｔ0 ）、Ｋは定数）。
るために、先ず、信号Ｓ及びＣ０ＭＰi の波型を示すこ
ととする。図５及び図６を参照されたい。スペクトル分
析の原理に従い、信号Ｓの波形は、レーダ信号のスペク
トルＡ（ｆ）に等しく（周波数ｆの関数として振幅Ａが
与えられる）、従って、信号は時間ｔ1 を中心とする主
突出部を持ち、この場合の期間ｔ1 −ｔ0 （ここにｔ0
は信号Ｓを対象とするスペクトル分析の開始時間を表
す）はレーダ信号の搬送周波数ｆを表す（ｆ＝Ｋ（ｔ1
−ｔ0 ）、Ｋは定数）。
【００２５】一例として、この図には、コンバータ１５
の４つの連続した量子化レベルを示す。即ち、Ｖ0 ＋
（２ｉ＋１）△Ｖ、Ｖ0 ＋２ｉ△Ｖ、Ｖ0 ＋（２ｉ−
１）△Ｖ、及び、Ｖ0 ＋（２ｉ―２）△Ｖであり、それ
ぞれが信号Ｓと交差する点が、信号Ｃ０ＭＰ2i+1、Ｃ０
ＭＰ2i、Ｃ０ＭＰ2i-1、及び、Ｃ０ＭＰ2i-1の論理レベ
ル「１」を持つ部分を限定する。
の４つの連続した量子化レベルを示す。即ち、Ｖ0 ＋
（２ｉ＋１）△Ｖ、Ｖ0 ＋２ｉ△Ｖ、Ｖ0 ＋（２ｉ−
１）△Ｖ、及び、Ｖ0 ＋（２ｉ―２）△Ｖであり、それ
ぞれが信号Ｓと交差する点が、信号Ｃ０ＭＰ2i+1、Ｃ０
ＭＰ2i、Ｃ０ＭＰ2i-1、及び、Ｃ０ＭＰ2i-1の論理レベ
ル「１」を持つ部分を限定する。
【００２６】処理装置の目的の１つは、受信装置によっ
て捕捉されたレーダ信号の搬送周波数を測定することで
ある。レーダ送信の搬送周波数ｆの測定は、図５及び図
６に示すように信号Ｓの受信装置からの出力を用いて期
間ｔ1 ―ｔ0 を測定することを基本とし、従って、時間
ｔ0 は既知であるので、結局、信号Ｓが最大振幅Ｓ（ｔ
1 ）に到達する時間ｔ1を決定することを意味する。ア
ナログ‐デジタルコンバータ１５によって実施される量
子化においては、時間ｔ1 はアクセス可能でないので、
アクセス可能な時間は、図４に示すｔ2 とｔ3 或はｔ4
とｔ5 などの時間、即ち、Ｖe （ｔ）がレベルＶ0 ＋２
ｉ（△Ｖ）及びＶ0 ＋（２ｉ―１）△Ｖと交差する点に
相当する時間に限られる。
て捕捉されたレーダ信号の搬送周波数を測定することで
ある。レーダ送信の搬送周波数ｆの測定は、図５及び図
６に示すように信号Ｓの受信装置からの出力を用いて期
間ｔ1 ―ｔ0 を測定することを基本とし、従って、時間
ｔ0 は既知であるので、結局、信号Ｓが最大振幅Ｓ（ｔ
1 ）に到達する時間ｔ1を決定することを意味する。ア
ナログ‐デジタルコンバータ１５によって実施される量
子化においては、時間ｔ1 はアクセス可能でないので、
アクセス可能な時間は、図４に示すｔ2 とｔ3 或はｔ4
とｔ5 などの時間、即ち、Ｖe （ｔ）がレベルＶ0 ＋２
ｉ（△Ｖ）及びＶ0 ＋（２ｉ―１）△Ｖと交差する点に
相当する時間に限られる。
【００２７】従って、測定対象とされる搬送周波数ｆ
は、時間ｔ4 とｔ5 を検出することによって求められ、
これらの周波数は搬送周波数のいずれかの側の２つの周
波数ｆmin とｆmax に相当し、式ｔ5 −ｔ0 ＝Ｋ
ｆmax 、及び、ｔ4 −ｔ0 ＝Ｋｆminが立証される。実
際問題として、時間ｔ4 及びｔ5 の検出は時間ｔ2 及び
ｔ3 の検出よりも確実性の観点から好都合であり、信号
Ｓが比較的広く充分に平坦なピークでない場合（変調さ
れたレーダ信号の場合）には、信号がしきい値Ｖ0 ＋２
ｉ△Ｖ以下に瞬間的に降下しても、この信号が決定的に
減少したとは解釈されないからである。
は、時間ｔ4 とｔ5 を検出することによって求められ、
これらの周波数は搬送周波数のいずれかの側の２つの周
波数ｆmin とｆmax に相当し、式ｔ5 −ｔ0 ＝Ｋ
ｆmax 、及び、ｔ4 −ｔ0 ＝Ｋｆminが立証される。実
際問題として、時間ｔ4 及びｔ5 の検出は時間ｔ2 及び
ｔ3 の検出よりも確実性の観点から好都合であり、信号
Ｓが比較的広く充分に平坦なピークでない場合（変調さ
れたレーダ信号の場合）には、信号がしきい値Ｖ0 ＋２
ｉ△Ｖ以下に瞬間的に降下しても、この信号が決定的に
減少したとは解釈されないからである。
【００２８】次に、時間ｔ4 及びｔ5 、即ち、周波数ｆ
min 及びｆmax を決定する処理装置の構成部品について
説明する。これらの構成部品は、信号Ｓが発生するにつ
れて信号Ｓによって上昇方向に最初に通過する各偶数し
きい値Ｖ0 ＋２ｉ（△Ｖ）及び各奇数しきい値Ｖ0 ＋
（２ｉ＋１）△Ｖを記憶するための回路１６2i及び１６
2i+1を構成する。
min 及びｆmax を決定する処理装置の構成部品について
説明する。これらの構成部品は、信号Ｓが発生するにつ
れて信号Ｓによって上昇方向に最初に通過する各偶数し
きい値Ｖ0 ＋２ｉ（△Ｖ）及び各奇数しきい値Ｖ0 ＋
（２ｉ＋１）△Ｖを記憶するための回路１６2i及び１６
2i+1を構成する。
【００２９】各回路１６ｉは、例えば、そのＤ入力が論
理「１」レベルにあるＤタイプフリップフロップによっ
て形成され、その時計入力ＣＫがコンパレータ１５2iの
出力に接続され、そのゼロリセット入力ＣＬは信号ＲＡ
Ｚ1 を受ける。この信号ＲＡＺ1 は全てのフリップフロ
ップに対して同じであり、その制御に関しては後で説明
するカウンタ１７の出力から供給される。
理「１」レベルにあるＤタイプフリップフロップによっ
て形成され、その時計入力ＣＫがコンパレータ１５2iの
出力に接続され、そのゼロリセット入力ＣＬは信号ＲＡ
Ｚ1 を受ける。この信号ＲＡＺ1 は全てのフリップフロ
ップに対して同じであり、その制御に関しては後で説明
するカウンタ１７の出力から供給される。
【００３０】信号Ｃ2iを供給する各々のフリップフロッ
プ１６2iのＱ出力は、抵抗器１９2i及びコンデンサ２０
2iから形成され、信号Ａ2iを供給する微分セル１８2iに
接続される。信号Ａ2iは「ＯＲ」ゲート２１2iの入力の
１つに供給され、この「ＯＲ」ゲートの他の入力は論理
「０」レベルにあり、その出力は信号ＰＯＳ2iを供給す
る。
プ１６2iのＱ出力は、抵抗器１９2i及びコンデンサ２０
2iから形成され、信号Ａ2iを供給する微分セル１８2iに
接続される。信号Ａ2iは「ＯＲ」ゲート２１2iの入力の
１つに供給され、この「ＯＲ」ゲートの他の入力は論理
「０」レベルにあり、その出力は信号ＰＯＳ2iを供給す
る。
【００３１】１組の信号ＰＯＳ2iが「ＯＲ」ゲート２２
の入力に供給され、このゲートは信号ＰＯＳ1 を供給す
る。この場合ＰＯＳ1 ＝ＰＯＳ2iである。同様に、ＰＯ
Ｓ2i +1は「ＯＲ」ゲート２３の入力に供給され、このゲ
ートは信号Ｐ０Ｓ2 を供給する。この場合ＰＯＳ2 ＝Ｐ
ＯＳ2i+1である。
の入力に供給され、このゲートは信号ＰＯＳ1 を供給す
る。この場合ＰＯＳ1 ＝ＰＯＳ2iである。同様に、ＰＯ
Ｓ2i +1は「ＯＲ」ゲート２３の入力に供給され、このゲ
ートは信号Ｐ０Ｓ2 を供給する。この場合ＰＯＳ2 ＝Ｐ
ＯＳ2i+1である。
【００３２】従って、既知である信号ＰＯＳ2i及びＰＯ
Ｓ2i+1のパルス幅を除き、測定対象とされるｔ4 は、
「ＡＮＤ」ゲート２４により信号Ｐ０Ｓ1 とＰＯＳ2 と
の交差点を作るによって得られるＰＯＳ信号の最後の降
下端と一致する。
Ｓ2i+1のパルス幅を除き、測定対象とされるｔ4 は、
「ＡＮＤ」ゲート２４により信号Ｐ０Ｓ1 とＰＯＳ2 と
の交差点を作るによって得られるＰＯＳ信号の最後の降
下端と一致する。
【００３３】４つの比較レベルＶ0 ＋（２ｉ＋１）Ｖ、
Ｖ0 ＋（２ｉ）Ｖ、Ｖ0 ＋（２ｉ−１）Ｖ及び最大Ｓ
（ｔ1 ）に最も近いＶ0 ＋（２ｉ−２）に対応する各々
のＣＯＭＰ信号と関連した信号Ｑ、Ａ、及び、ＰＯＳを
図５及び図６に示す。勿論、Ｖ0 ＋（２ｉ−２）Ｖより
低い比較レベルに対しても同じ推論を用いることができ
るが、図解を明瞭にするために、対応する信号は図示し
ない。
Ｖ0 ＋（２ｉ）Ｖ、Ｖ0 ＋（２ｉ−１）Ｖ及び最大Ｓ
（ｔ1 ）に最も近いＶ0 ＋（２ｉ−２）に対応する各々
のＣＯＭＰ信号と関連した信号Ｑ、Ａ、及び、ＰＯＳを
図５及び図６に示す。勿論、Ｖ0 ＋（２ｉ−２）Ｖより
低い比較レベルに対しても同じ推論を用いることができ
るが、図解を明瞭にするために、対応する信号は図示し
ない。
【００３４】時刻ｔ5 を決定するために１組の「ＮＯ
Ｒ」ゲート２５j が用いられ（ｊは０からｎ−１までの
任意の数）、各ゲートは一方ではＣＯＭＰj 信号を受
け、他方ではインバータ２６j によって反転されたＣ
j+1 を受け、いずれの場合にも信号ＮＥＧj を供給す
る。
Ｒ」ゲート２５j が用いられ（ｊは０からｎ−１までの
任意の数）、各ゲートは一方ではＣＯＭＰj 信号を受
け、他方ではインバータ２６j によって反転されたＣ
j+1 を受け、いずれの場合にも信号ＮＥＧj を供給す
る。
【００３５】従って、測定対象とされる時刻ｔ5 は、１
つの「ＯＲ」ゲート２７によって全てのＮＥＧj 信号を
論理的に集めることによって得られるＮＥＧ信号の立上
り端と一致する。
つの「ＯＲ」ゲート２７によって全てのＮＥＧj 信号を
論理的に集めることによって得られるＮＥＧ信号の立上
り端と一致する。
【００３６】次に、測定対象とされる搬送周波数ｆのそ
れぞれの側の周波数ｆmin 及びｆma x を表す継続期間ｔ
4 ―ｔ0 及びｔ5 ―ｔ0 は、それぞれＮＥＤ信号の降下
端によって作動化される２つのメモリー３０及び３１に
よって時刻ｔ4 及びｔ5 を記憶することによって求めら
れ、カウンタ３２の内容はクロック信号Ｈによって増加
し、各々の新しいスペクトル分析毎に傾斜信号同期化信
号ＳＹによって規則的にゼロにリセットされる。フリッ
プフロップ１６2i及び１６2i+1に対してゼロにリセット
するためのカウンタ１７自体はクロック信号Ｈによって
インクリメントされ、一方では信号ＰＯＳを受け、他方
ではインバータ３４を経て信号ＮＥＧを受ける「ＯＲ」
ゲート３３の出力において得られる信号ＲＡＺ2 によっ
てゼロにリセットされる。このＲＡＺ2 信号も図６に示
す。
れぞれの側の周波数ｆmin 及びｆma x を表す継続期間ｔ
4 ―ｔ0 及びｔ5 ―ｔ0 は、それぞれＮＥＤ信号の降下
端によって作動化される２つのメモリー３０及び３１に
よって時刻ｔ4 及びｔ5 を記憶することによって求めら
れ、カウンタ３２の内容はクロック信号Ｈによって増加
し、各々の新しいスペクトル分析毎に傾斜信号同期化信
号ＳＹによって規則的にゼロにリセットされる。フリッ
プフロップ１６2i及び１６2i+1に対してゼロにリセット
するためのカウンタ１７自体はクロック信号Ｈによって
インクリメントされ、一方では信号ＰＯＳを受け、他方
ではインバータ３４を経て信号ＮＥＧを受ける「ＯＲ」
ゲート３３の出力において得られる信号ＲＡＺ2 によっ
てゼロにリセットされる。このＲＡＺ2 信号も図６に示
す。
【００３７】従って、カウンタ１７は、スペクトル分析
器の出力において得られる信号Ｓにおける減少前の増加
を新規に検出する度にゼロにリセットされる。ただし、
新規に検出された増加分が信号Ｓの値に及ぼす影響が、
前回の減少分が信号Ｓの値に及ぼした影響よりも大きい
場合に限る。
器の出力において得られる信号Ｓにおける減少前の増加
を新規に検出する度にゼロにリセットされる。ただし、
新規に検出された増加分が信号Ｓの値に及ぼす影響が、
前回の減少分が信号Ｓの値に及ぼした影響よりも大きい
場合に限る。
【００３８】フリップフロップ１６2i及び１６2i+1は、
カウンタ１７が或る値（前もって決定可能）に達した場
合に限りＲＡＺ1 信号によりゼロにリセットされ、信号
Ｓがその最大値に到達したこと、即ち、この信号の主突
出部が検出されたことを意味するゼロへのリセットは実
施されない。
カウンタ１７が或る値（前もって決定可能）に達した場
合に限りＲＡＺ1 信号によりゼロにリセットされ、信号
Ｓがその最大値に到達したこと、即ち、この信号の主突
出部が検出されたことを意味するゼロへのリセットは実
施されない。
【００３９】スペクトル分析器の後に配置された処理装
置は、図４に示す回路に加えて、受信したレーダパルス
のパラメータ（特に搬送周波数）をできる限り忠実に再
構成するための継続スペクトル分析を取り扱う回路を有
する。一方では受信したレーダパルスを周波数変調可能
であり、他方では多数の独立したレーダパルスを同時に
受信して同時に分析することが可能であるので、例えば
図４を参照しながら述べてきたような、１つの単一スペ
クトル分析の出力において得られる信号の処理だけで
は、実際にこれらのパラメータを再構成するには不充分
であり、レーダパルスの継続期間も求められない。
置は、図４に示す回路に加えて、受信したレーダパルス
のパラメータ（特に搬送周波数）をできる限り忠実に再
構成するための継続スペクトル分析を取り扱う回路を有
する。一方では受信したレーダパルスを周波数変調可能
であり、他方では多数の独立したレーダパルスを同時に
受信して同時に分析することが可能であるので、例えば
図４を参照しながら述べてきたような、１つの単一スペ
クトル分析の出力において得られる信号の処理だけで
は、実際にこれらのパラメータを再構成するには不充分
であり、レーダパルスの継続期間も求められない。
【００４０】連続スペクトル分析を取り扱うための回路
を図７に示す。 これは、同時受信した４つの独立した
レーダパルスの最大数に関する連続スペクトル分析を取
り扱う回路の一例である。これら各々の同時受信された
独立レーダパルスに対してこの回路はコンパレータ４０
及び４１を有する、即ち、コンパレータ４０及び４１
は、進行中の第１のスペクトル分析の結果として得られ
る周波数ｆmin とｆmax （或いは、ｆm とｆM ）をそれ
ぞれメモリー４２に記憶されている現在の周波数Ｆmin
及びＦmax （或いはＦm 及びＦM ）と比較し、これに続
く分析期間中には、コンパレータ４０及び４１による比
較の結果に応じてこのメモリーは更新されるか或いは更
新されない。この場合、それぞれの比較結果は「ＮＯ
Ｒ」ゲート４３において結合される。
を図７に示す。 これは、同時受信した４つの独立した
レーダパルスの最大数に関する連続スペクトル分析を取
り扱う回路の一例である。これら各々の同時受信された
独立レーダパルスに対してこの回路はコンパレータ４０
及び４１を有する、即ち、コンパレータ４０及び４１
は、進行中の第１のスペクトル分析の結果として得られ
る周波数ｆmin とｆmax （或いは、ｆm とｆM ）をそれ
ぞれメモリー４２に記憶されている現在の周波数Ｆmin
及びＦmax （或いはＦm 及びＦM ）と比較し、これに続
く分析期間中には、コンパレータ４０及び４１による比
較の結果に応じてこのメモリーは更新されるか或いは更
新されない。この場合、それぞれの比較結果は「ＮＯ
Ｒ」ゲート４３において結合される。
【００４１】図８に図表的に示すように、 様々の比較
結果に応じて起きる種々の場合を次に検討する。
結果に応じて起きる種々の場合を次に検討する。
【００４２】条件ｆM ＜Ｆm が適用される場合（図８ａ
の場合）、或いは、条件ＦM ＜ｆmが適用される場合
（図８ｂの場合）には、インタバル（ｆm ，ｆM ）及び
（Ｆm，ＦM ）は完全に分離可能である。この場合に
は、更新は実行されず、前の値（Ｆm 、ＦM ）が保持さ
れる。 前記の２つの場合、現行周波数と進行中のスペ
クトル分析の結果としての周波数は同じでないと判断さ
れる。
の場合）、或いは、条件ＦM ＜ｆmが適用される場合
（図８ｂの場合）には、インタバル（ｆm ，ｆM ）及び
（Ｆm，ＦM ）は完全に分離可能である。この場合に
は、更新は実行されず、前の値（Ｆm 、ＦM ）が保持さ
れる。 前記の２つの場合、現行周波数と進行中のスペ
クトル分析の結果としての周波数は同じでないと判断さ
れる。
【００４３】このことは、進行中のスペクトルの結果と
しての周波数ｆm 及びｆM が同時に受信した他のレーダ
パルスに関係することを意味し、従って、後で解るよう
に、他のメモリーをこれらの値によって初期化すること
が必要である。
しての周波数ｆm 及びｆM が同時に受信した他のレーダ
パルスに関係することを意味し、従って、後で解るよう
に、他のメモリーをこれらの値によって初期化すること
が必要である。
【００４４】図８ｃに示すようにインタバル（ｆm ，ｆ
M ）がインタバル（Ｆm ，ＦM ）に含まれる場合もあり
得る。この場合、更新は実行されず、前の値（Ｆm 、Ｆ
M ）が保持される。
M ）がインタバル（Ｆm ，ＦM ）に含まれる場合もあり
得る。この場合、更新は実行されず、前の値（Ｆm 、Ｆ
M ）が保持される。
【００４５】図８ｄに示すように、インタバル（Ｆm 、
ＦM ）がインタバル（ｆm 、ｆM ）に含まれる場合もあ
り得る。この場合には、次の更新が実行される、即ち、
Ｆm＝ｆm 及びＦM ＝ｆM 。
ＦM ）がインタバル（ｆm 、ｆM ）に含まれる場合もあ
り得る。この場合には、次の更新が実行される、即ち、
Ｆm＝ｆm 及びＦM ＝ｆM 。
【００４６】インタバル（ｆm 、ｆM ）と（Ｆm 、
ＦM ）とが重なる場合もあり、次に示す２つの事象のう
ちのいずれかが起きる。条件Ｆm ＜ｆM ＜ＦM が適用さ
れる場合（図８ｅの場合）には、更新Ｆm ＝ｆm が実行
され、前の値ＦM は保持される。条件Ｆm ＜ｆm ＜ＦM
＜ｆM が適用される場合（図８ｆの場合）には、更新Ｆ
M＝ｆM が実行され、前の値Ｆm が保持される。前記４
つの場合においては、現行周波数と進行中のスペクトル
分析の結果としての周波数は同じであるものと判断され
る。
ＦM ）とが重なる場合もあり、次に示す２つの事象のう
ちのいずれかが起きる。条件Ｆm ＜ｆM ＜ＦM が適用さ
れる場合（図８ｅの場合）には、更新Ｆm ＝ｆm が実行
され、前の値ＦM は保持される。条件Ｆm ＜ｆm ＜ＦM
＜ｆM が適用される場合（図８ｆの場合）には、更新Ｆ
M＝ｆM が実行され、前の値Ｆm が保持される。前記４
つの場合においては、現行周波数と進行中のスペクトル
分析の結果としての周波数は同じであるものと判断され
る。
【００４７】同一確認（或いは不同一確認）は、コンパ
レータ４０及び４１の出力に接続された論理「ＮＯＲ」
ゲート４３の出力において得られるＩＤＥＮＴ信号によ
って示される。
レータ４０及び４１の出力に接続された論理「ＮＯＲ」
ゲート４３の出力において得られるＩＤＥＮＴ信号によ
って示される。
【００４８】以上説明したように、同じレーダパルスに
関する連続スペクトル分析を取り扱う回路は、受信した
別々のパルス（この例では４個のパルス）の同時処理を
可能にする倍数だけ複製される。
関する連続スペクトル分析を取り扱う回路は、受信した
別々のパルス（この例では４個のパルス）の同時処理を
可能にする倍数だけ複製される。
【００４９】更に、各メモリー４２i （ここに１≦ｉ≦
４）に対して初期化回路４４i が設けられ、処理中の周
波数がメモリー４２1 から４２i-1 までに記憶された現
行周波数と同一でないと識別された場合には、これらの
メモリーを初期化可能にする。
４）に対して初期化回路４４i が設けられ、処理中の周
波数がメモリー４２1 から４２i-1 までに記憶された現
行周波数と同一でないと識別された場合には、これらの
メモリーを初期化可能にする。
【００５０】メモリー４２i が占有されていないことを
示す信号ＯＣＣi は「ＡＮＤ」ゲート４５i の入力の１
つで受信され、その出力に各メモリー４２i に対する初
期化制御信号ＩＮＩＴi が現れる。「ＡＮＤ」ゲート４
５i の前記以外の（ｉ−１）個の入力には、メモリー４
２1 から４２i-1 までが占有されていることを示す信号
ＯＣＣi-1 からＯＣＣ1 までが供給される。「ＡＮＤ」
ゲート４５i の残りの入力には、進行中のスペクトル分
析の結果としての対を構成する周波数（ｆm 、ｆM ）と
対を構成する現行周波数（Ｆmj，ＦMj）との間で同一識
別が検出されなかったことを示す信号／ＲＥＣ（／は逆
論理を示す）が供給される。信号／ＲＥＣは、全てのＩ
ＤＥＮＴi 信号（１≦ｉ≦４）を受信する論理「ＮＯ
Ｒ」ゲート４６の出力で得られる。各信号ＯＣＣi は、
入力が論理ゲート４５i の出力に接続されるメモリー４
７i の出力で得られる。信号ＯＣＣi は、インバータ４
８iによって信号ＯＣＣi を反転することによって得ら
れる。
示す信号ＯＣＣi は「ＡＮＤ」ゲート４５i の入力の１
つで受信され、その出力に各メモリー４２i に対する初
期化制御信号ＩＮＩＴi が現れる。「ＡＮＤ」ゲート４
５i の前記以外の（ｉ−１）個の入力には、メモリー４
２1 から４２i-1 までが占有されていることを示す信号
ＯＣＣi-1 からＯＣＣ1 までが供給される。「ＡＮＤ」
ゲート４５i の残りの入力には、進行中のスペクトル分
析の結果としての対を構成する周波数（ｆm 、ｆM ）と
対を構成する現行周波数（Ｆmj，ＦMj）との間で同一識
別が検出されなかったことを示す信号／ＲＥＣ（／は逆
論理を示す）が供給される。信号／ＲＥＣは、全てのＩ
ＤＥＮＴi 信号（１≦ｉ≦４）を受信する論理「ＮＯ
Ｒ」ゲート４６の出力で得られる。各信号ＯＣＣi は、
入力が論理ゲート４５i の出力に接続されるメモリー４
７i の出力で得られる。信号ＯＣＣi は、インバータ４
８iによって信号ＯＣＣi を反転することによって得ら
れる。
【００５１】初期化または更新いずれかの結果を各メモ
リー４２i に記入するために、信号ＩＤＥＮＴi 及びＩ
ＮＩＴi は、両方共、「ＯＲ」論理ゲート５０の入力に
供給され、この論理ゲートの出力信号はメモリー４２i
の書込み制御入力に供給される。
リー４２i に記入するために、信号ＩＤＥＮＴi 及びＩ
ＮＩＴi は、両方共、「ＯＲ」論理ゲート５０の入力に
供給され、この論理ゲートの出力信号はメモリー４２i
の書込み制御入力に供給される。
【００５２】進行中のスペクトル分析の結果としての周
波数ｆm 及びｆM が全てのコンパレータ４０i 及び４１
i （ここに１＜ｉ＜４）に供給される場合、図８に示す
比較動作は、実際には更に複雑である。理由は、比較動
作は、動作毎に適用する原理は毎回同じであるが、ただ
１つのインタバル（Ｆm ，ＦM ）だけでなく４つの個別
のインタバル（Ｆmi，ＦMi）（ここに１≦ｉ≦４）に対
するインタバル（ｆm、ｆM ）の条件ずけに関係するか
らである。
波数ｆm 及びｆM が全てのコンパレータ４０i 及び４１
i （ここに１＜ｉ＜４）に供給される場合、図８に示す
比較動作は、実際には更に複雑である。理由は、比較動
作は、動作毎に適用する原理は毎回同じであるが、ただ
１つのインタバル（Ｆm ，ＦM ）だけでなく４つの個別
のインタバル（Ｆmi，ＦMi）（ここに１≦ｉ≦４）に対
するインタバル（ｆm、ｆM ）の条件ずけに関係するか
らである。
【図１】先行技術によるスペクトル分析器の概略構成
図。
図。
【図２】先行技術によるスペクトル分析器の動作説明
図。
図。
【図３】本発明に基づく受信装置の構成図。
【図４】本発明に基づく処理装置の第１の部分の構成
図。
図。
【図５】図４における種々の点における信号のタイムチ
ャート。
ャート。
【図６】図４における種々の点における信号のタイムチ
ャート。
ャート。
【図７】本発明に基づく処理装置の第２の部分の構成
図。
図。
【図８】図７に示す第２の部分の動作説明図。
１ 帯域通過フィルタ ２，３ ミキサ ４ 第１傾斜信号発生器
Claims (12)
- 【請求項１】電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理
装置において、受信用として、入力信号スペクトル分析
器を有し、前記分析器が、帯域が２Ｂ（Ｂは入力信号の
周波数帯域である）であって持続期間が２Ｔであり相互
に持続期間Ｔだけ移動された信号を作るためにそれぞれ
２つの線形周波数変調傾斜信号により２つの乗算を平行
して実施可能にするための２つのマルチプライヤ（２，
３）と、これら２つのマルチプライヤ（２，３）の出力
信号を加算するための計算器（１１）と、計算器の出力
に接続された帯域がＢであって遅延がＴの分散フィルタ
（１２）とを有することを特徴とする装置。 - 【請求項２】周波数傾斜信号の帯域幅が２．１Ｂであっ
て持続期間が２．１Ｔであり、分散フィルタの帯域幅が
１．１Ｂであって持続期間が１．１Ｔであり、値の選定
によって決定される過剰帯域幅を濾波することが可能な
帯域通過フィルタ（１）を有することを特徴とする請求
項１記載の装置。 - 【請求項３】ディラックパルスの信号が供給される分散
フィルタ（５、９）によって傾斜信号発生器（４、７）
が作られることを特徴とする請求項１及び２のいずれか
に記載の装置。 - 【請求項４】傾斜信号発生器（４、７）を形成する分散
フィルタ（５、９）の帯域幅が帯域Ｂの小部分であり周
波数マルチプライヤ（６、１０）がこれらに後続するこ
とを特徴とする請求項１及び３記載の装置。 - 【請求項５】傾斜信号発生器（４、７）を形成する分散
フィルタ（５、９）の帯域幅が０．５２５Ｂであって４
倍周波数マルチプライヤ（６、１０）がこれらに後続す
ることを特徴とする請求項２及び３記載の装置。 - 【請求項６】処理用として、スペクトル分析器が作動開
始する度にスペクトル分析器の出力パルスの最高値を検
出することによってレーダ信号の搬送周波数を測定する
手段を有することを特徴とする請求項１から５までのう
ちの１つに記載の装置。 - 【請求項７】スペクトル分析器の出力パルスと（ｎ＋
１）レベルＶ0 ＋ｉ（△Ｖ）（０≦ｉ≦ｎ）との比較を
同時に行うアナログ‐デジタルコンバータ（１５）及び
それぞれの増加及び減少方向におけるこのパルスとＶ0
＋（２ｉ―１）△Ｖレベルとの交差を検出することによ
ってスペクトル分析器出力の最高値を検出するための手
段を有し、（Ｖ0 ＋２ｉ（△Ｖ）及びＶ0 ＋（２ｉ＋
１）△Ｖがこの最高値のいずれかの側のレベルであって
２つの周波数（ｆmin 及びｆmax ）に対応することを特
徴とする請求項６記載の装置。 - 【請求項８】周波数ｆmin の探知手段が各偶数レベルＶ
0 ＋２ｉ（△Ｖ）に関してスペクトル分析器の出力パル
スの最初の上昇を検出するための回路（１６、１８、１
９、２０、２１）2iと、各奇数レベルＶ0 ＋（２ｉ＋
１）△Ｖに関する最初の上昇を検出するための回路（１
６、１８、１９、２０、２１、２ｉ＋２）と、これらの
検出作用の結果として得られた信号を相互に結合するた
めの論理回路（２２、２３、２４）とを有することを特
徴とする請求項７記載の装置。 - 【請求項９】周波数ｆmax の探知手段が各レベルＶ0 ＋
ｊ（△Ｖ）に関してスペクトル分析器の出力パルスの降
下を検出するための回路（１６ｊ）を有し、この同一レ
ベルに関してこのパルスの最初の上昇を検出した後で当
該検出作用が行われ、これらの降下検出作用の結果とし
て得られる信号を相互に結合するための論理回路（２
５、２６、２７）を有することを特徴とする請求項７及
び８記載の装置。 - 【請求項１０】多数の連続したスペクトル分析器に亙っ
て１つの同一レーダ信号について測定した結果を取り扱
う手段を有することを特徴とする請求項６から９までの
うちの１つに記載された装置。 - 【請求項１１】連続した測定結果を取り扱う手段が進行
中のスペクトル分析の結果としての周波数（ｆmin 、ｆ
max ）と第１のスペクトル分析中に周波数（ｆmin ，ｆ
max ）を記憶することにより、また、インタバル（Ｆ
min ，ＦMax ）がインタバル（ｆmin ，ｆMax ）に含ま
れる場合或いはインタバル（ｆmin ，ｆMax ）とインタ
バル（Ｆmin ，ｆMax ）とが重なる場合には後続するス
ペクトル分析中に値（ｆmi n ，ｆmax ）をこれらの値に
更新することによって得られた現行周波数（Ｆmin，Ｆ
max ）とを比較するための手段（４０，４１，４３）を
有することを特徴とする請求項７又は１０記載の装置。 - 【請求項１２】多数の同時に受信したレーダ信号に関す
る搬送周波数測定の連続結果を取り扱うための手段を有
し、既に同一確認された全てのレーダ信号に関して周波
数ｆmi n 及びｆMax と現行周波数Ｆmin 及びＦMax とを
比較した結果としてインタバル（ｆmin 、ｆMax ）とイ
ンタバル（Ｆmin 、ＦMax ）とが分離される場合に未だ
同一確認されていないレーダ信号の認識が行われること
を特徴とする請求項１１記載の装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32553492A JPH06213943A (ja) | 1992-12-04 | 1992-12-04 | 電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32553492A JPH06213943A (ja) | 1992-12-04 | 1992-12-04 | 電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06213943A true JPH06213943A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=18177955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32553492A Pending JPH06213943A (ja) | 1992-12-04 | 1992-12-04 | 電波妨害分析器用レーダ信号受信及び処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06213943A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5624627A (en) * | 1991-12-27 | 1997-04-29 | Mitsui Petrochemical Industries, Ltd. | Process for preparing surface-modified biaxially oriented film of high molecular weight polyethylene |
| RU2484493C1 (ru) * | 2011-11-08 | 2013-06-10 | Открытое акционерное общество "Конструкторское бюро по радиоконтролю систем управления, навигации и связи" (ОАО "КБ "Связь") | Способ приема сигналов в системах скрытной радиолокации |
| RU2624449C1 (ru) * | 2016-10-19 | 2017-07-04 | федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерство обороны Российской Федерации | Способ поляризационного пеленгования радиосигналов |
| RU2652791C1 (ru) * | 2017-06-20 | 2018-05-03 | Дмитрий Сергеевич Войнов | Способ распознавания зондирующих сигналов малозаметных радиолокационных станций |
| RU2669702C2 (ru) * | 2016-04-18 | 2018-10-15 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия воздушно-космической обороны имени Маршала Советского Союза Г.К. Жукова" Министерства обороны Российской Федерации (ФГКВОУВПО ВА ВКО) | Радиолокационный способ обнаружения и определения параметров движения маловысотных малозаметных объектов в декаметровом диапазоне радиоволн |
| RU2684275C1 (ru) * | 2018-06-26 | 2019-04-05 | Акционерное общество научно-внедренческое предприятие "ПРОТЕК" | Способ улучшения разрешающей способности корреляционных методов пеленгации |
| RU2692467C2 (ru) * | 2016-08-29 | 2019-06-25 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Способ радиолокации |
| RU2695077C1 (ru) * | 2019-01-30 | 2019-07-19 | Иван Владимирович Рогов | Способ и устройство обработки векторных радиосигналов в полнополяризационных радиолокационных станциях |
-
1992
- 1992-12-04 JP JP32553492A patent/JPH06213943A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5624627A (en) * | 1991-12-27 | 1997-04-29 | Mitsui Petrochemical Industries, Ltd. | Process for preparing surface-modified biaxially oriented film of high molecular weight polyethylene |
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