JPH06177803A - 信号の伝送方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 信号伝送の高精度、高安定および構成回路の
小型化を容易にする。 【構成】 回転体に設けられた信号検出回路１１からの
電気信号をデューティ比変調器２１でデューティ比変調
し、増幅・パルス化回路２２で増幅し、さらに信号波形
の立ち上がりおよび立ち下がり部分のみをパルス化し、
波形の立ち上がり、立ち下がりの時間情報に変換して、
回転トランス１４を介してロータ２０と非接触で電磁結
合されたステータ２３側に設けられた波形再生器２４に
伝送し、ここで元の矩形波に再生し、この矩形波からな
る再生信号を復調・調整器２７に出力して復調する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、信号を回転体から固定
体に、または固定体から回転体に伝送する信号の伝送方
法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、信号を回転体から固定体に伝送す
る伝送方法では、例えば図１７に示すように、回転体上
の信号を信号検出回路１１で電気信号に変換し、これを
変調器１２で変調し、さらに増幅器１３で増幅して回転
トランス１４を介して固定体上の復調器１５に伝送して
いた。この場合、変調器１２では、高精度化、高安定化
および小型化を実現するために、電気信号を周波数に変
調するＦＭ変調方式や、電気信号をパルス幅に変調する
ＰＷＭ変調方式などが行われていた。

【０００３】また、回転体上の各電子回路に電源を供給
する方式としては、連続性、信頼性、耐環境などの点で
優れている回転トランスによる電磁誘導方式が一般的に
用いられている。すなわち、固定体上に設けられた発振
器１６からの高周波信号を回転トランス１４を介して回
転体上の整流・平滑回路１７へ伝送し、ここで高周波信
号の整流・平滑化を行い、さらにその出力を電圧安定化
回路１８で安定化した後、回転体上の各電子回路である
信号検出回路１１、変調器１２、増幅器１３などに安定
化された電圧を供給していた。この場合、発振器１６で
は、正弦波発振による正弦波伝送方式や、矩形波パルス
によるスイッチング方式などが行われていた。回転トラ
ンス１４は、固定体の復調器１５または発振器１６に接
続されたステータコイル１４ａ，１４ｂと回転体の増幅
器１３または整流・平滑回路１７に接続されたロータコ
イル１４ｃ，１４ｄとから構成されていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この伝送方
法では、変調器は、伝達関数を決める回路構成要素とし
て、一般にコンデンサ容量を含んでいるので、小型化で
高精度、高安定の変調を実現するためには、コンデンサ
に小型で、高精度、高安定のものが必要となる。しか
し、このコンデンサは、抵抗素子に比べて、小型化、精
度、安定性（特に温度特性）ともに劣っており、特に小
型化と安定性の両立したものは、得難いという問題点が
あった。この傾向は、回路の小型の際に用いられるチッ
プ部品からなるコンデンサに特に強く、高精度と小型化
を両立させようとしても、高精度を維持させるために
は、コンデンサの安定性不足を補う補償回路が必要で回
路構成が複雑になり、小型化が難しいという問題点があ
った。

【０００５】また、この伝送方法では、電源の供給に正
弦波伝送を用いる場合、回路の効率が悪いため、発熱が
多くなり、かつ、回路技術も非常に高度のものが要求さ
れるので、回路構成が複雑となって小型化が容易でな
く、回転トランスの大きさも比較的大きくなって、全体
的に回路の小型化が難しいという問題点があった。さら
に、この場合には、回路の小型化が困難なために、回転
トランスと発振器が一体構造となる構成がとりずらいの
で、発振器と回転トランスまでの伝送中の減衰が大きく
なり、このことが発振器の所要パワーを大きくさせ、ま
すます回路の小型化を困難にするという問題点もあっ
た。また、この伝送方法では、電源の供給にスイッチン
グ方式を用いた場合、ノイズの発生が大きくなり、高精
度化が困難になるという問題点があった。

【０００６】さらに、この伝送方法では、回転トランス
のステータコイルとロータコイル間のギャップ間隔が変
わると、回転体に伝送される電力が大きく変動する。こ
のため回転体の各電子回路で必要なパワーを得るために
は、この変動の弊害を見込んで予め余分な電力を伝送し
なければならないので、電力消費の増加および発振器の
所要パワーの増加をもたらし、さらにはノイズの増加を
もたらすという問題点があった。

【０００７】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、高精度、高安定および構成回路の小型化の容易な信
号の伝送方法および装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、回転体側に設けられた信号検出回路
（信号検出手段）によって検出された電気信号を、デュ
ーティ比変調器で電圧に応じてデューティ比変調し、こ
の変調信号を伝送用の増幅・パルス化回路によって波形
の立ち上がり部および立ち下がり部でパルス化し、回転
トランスを介して回転体と非接触で電磁結合された固定
体に伝送し、この固定体側に設けられた復調器（復調手
段）でその伝送された変調信号を電気信号に復調する。
また、固定体側に設けられて電力信号を発振する発振器
（発振手段）と回転体側に設けられた整流・平滑回路
（電子回路）とを回転トランスによって電磁結合し、こ
の発振器からの電力信号を非接触で回転体側の整流・平
滑回路に伝送する際に、この回転トランスのステータコ
イル（一次側コイル）の逆起電力による電圧またはこの
ステータコイルへの入力電流の変化を検出し、この検出
値に応じて発振器からの電力信号の発振周期およびデュ
ーティ比を変更する。

【０００９】

【作用】回転体上の変調信号の固定体への信号伝送およ
び発振器出力の回転体への信号伝送を回転トランスによ
る電磁結合によって行うようにし、デューティ比変調器
により変調の伝達関数因子が、回路構成要素の１つであ
るコンデンサ容量を含まず、抵抗の比率と電圧の比率だ
けで決まるようにする。また、変調信号を回転トランス
を介して固定体に伝送する際、変調信号の波形の立ち上
がりおよび立ち下がり部分だけをパルス化して伝送す
る。さらに、回転トランスのロータコイルとステータコ
イル間のギャップ変動によって起こるステータコイルの
逆起電力の変動を検出し、発振器にこの変動量をフィー
ドバックして電力信号のデューティ比と周期を適当に変
更して、伝送電力、伝送効率およびノイズ発生量の変動
を抑制する。

【００１０】

【実施例】本発明の実施例を図１乃至図１６の図面に基
づき説明する。図１は、本発明に係る信号の伝送方法を
用いた伝送装置の構成を示すブロック図である。なお、
図１７と同様の構成部分については説明の都合上、同一
符号とする。

【００１１】図において、本実施例では、検出信号を回
転体から固定体に伝送する場合、回転体上の信号を信号
検出回路１１で電気信号Ｖ1 に変換し、これをデューテ
ィ比変調器２１で変調して出力Ｖ4 とし、さらに増幅・
パルス化回路２２で増幅パルス化してパルス出力信号Ｖ
8 とし、回転トランス１４内のロータコイル１４ｄとス
テータコイル１４ｂを介して固定体上の波形再生器２４
に伝送している。波形再生器２４で波形再生された電気
信号は、アンプ２６内の復調・調整器２７に送出され、
ここで復調され、所定の調整が行われる。

【００１２】一方、本実施例では、回転体上の各電子回
路に電源を供給する場合、アンプ２６内の電源回路２８
は、固定体の波形再生器２４と発振器２５に電源電圧Ｖ
s を供給している。発振器２５からの高周波信号を回転
トランス１４のステータコイル１４ａとロータコイル１
４ｃを介して回転体上の整流・平滑回路１７へ伝送し、
ここで高周波信号の整流・平滑化を行い、さらにその出
力電圧Ｖs1を電圧安定化回路１８と増幅・パルス化回路
２２に送出し、電圧安定化回路１８で安定化した後、回
転体上の各電子回路である信号検出回路１１、デューテ
ィ比変調器２１に安定化された電圧Ｖs2を供給してい
る。

【００１３】この場合、デューティ比変調器２１は、図
２の回路図に示すように、電気信号Ｖ1 を取り込む反転
積分回路２１ａと、反転積分回路２１ａからの出力Ｖ3
を取り込むヒステリシス付きコンパレータ回路（以下、
「コンパレータ回路」という。）２１ｂと、コンパレー
タ回路２１ｂからの出力Ｖ4 に応じて切り換わるスイッ
チ２１ｃと、スイッチ２１ｃの切り換えによってそれぞ
れ反転積分回路２１ａと接続される基準電圧源２１ｄ，
２１ｅとから構成されている。

【００１４】反転積分回路２１ａは、−入力端子が信号
検出回路１１およびスイッチ２１ｃと接続されるととも
に、＋入力端子に電圧ＶＲが印加されるオペアンプＡ1
と、オペアンプＡ1 の−入力端子と出力間に接続される
コンデンサＣＯ（積分容量をＣＯとする。）と、信号検
出回路１１とオペアンプＡ1 の−入力端子間に接続され
る抵抗Ｒ1 （抵抗値をＲ1 とする。）と、スイッチ２１
ｃとオペアンプＡ1 の−入力端子間に接続される抵抗Ｒ
2 （抵抗値をＲ2 とする。）とから構成されている。オ
ペアンプＡ1 は、−入力端子と＋入力端子に印加される
電圧を比較して反転積分出力Ｖ3 をコンパレータ回路２
１ｂに出力している。この反転積分出力Ｖ3 は、比較す
る電圧値に応じ、図３(a) に示すように、電圧ＶＲを中
心に高レベルＶＨから低レベルＶＬまで変化する三角波
の出力となる。

【００１５】コンパレータ回路２１ｂは、＋入力端子が
反転積分回路２１ａと接続されるとともに、−入力端子
に電圧ＶＲが印加されるオペアンプＡ2 と、オペアンプ
Ａ1とオペアンプＡ2 間に接続される抵抗ＲＡと、オペ
アンプＡ2 の＋入力端子と出力間に接続される抵抗ＲＢ
とから構成されている。オペアンプＡ2 は、−入力端子
と＋入力端子に印加される電圧を比較してその正負に応
じて出力電圧Ｖ4 を変化させ、出力電圧Ｖ4 を増幅・パ
ルス化回路２２およびスイッチ２１ｃに出力している。
この出力電圧Ｖ4 は、比較する電圧値、すなわち反転積
分回路２１ａからの出力電圧Ｖ3 の変化に応じ、図３
(b) に示すように、電圧ＶＲを中心とした矩形波の出力
となる。

【００１６】スイッチ２１ｃは、コンパレータ出力電圧
Ｖ4 に応じて基準電圧源２１ｄまたは２１ｅと反転積分
回路２１ａとを接続させている。すなわち、出力電圧Ｖ
3 が高レベルＶＨに達すると、スイッチ２１ｃは、コン
パレータ回路２１ｂから出力されるコンパレータ出力電
圧Ｖ4 によって、基準電圧源２１ｄと接続するように切
り換わり、基準電圧源２１ｄからの基準電圧Ｖ5 をオペ
アンプＡ1 の−入力端子に印加させる。また、出力電圧
Ｖ3 が低レベルＶＬに達すると、スイッチ２１ｃは、コ
ンパレータ回路２１ｂから出力されるコンパレータ出力
電圧Ｖ4 によって、基準電圧源２１ｅと接続するように
切り換わり、基準電圧源２１ｅからの基準電圧Ｖ6 をオ
ペアンプＡ1 の−入力端子に印加させる。

【００１７】ここで、信号検出回路１１からオペアンプ
Ａ1 に流れる電流をｉ1 、基準電圧源２１ｄからオペア
ンプＡ1 に流れる電流をｉ2a、基準電圧源２１ｅからオ
ペアンプＡ1 に流れる電流をｉ2bとする。また、増幅・
パルス化回路２２は、コンパレータ回路２１ｂからの出
力電圧Ｖ4 をパワー増幅するパワー増幅回路２２ａと、
矩形波からなる出力電圧Ｖ4 （図３(b) 参照）の立ち上
がりおよび立ち下がり部分のみをパルス化してパルス出
力信号Ｖ8 を出力するパルス化回路２２ｂとから構成さ
れている。

【００１８】図２において、反転積分回路２１ａからの
出力電圧Ｖ3 が高レベルＶＨに達し（図３(a) 参照）、
コンパレータ回路２１ｂからのコンパレータ出力電圧Ｖ
4 が低レベルから高レベルに変わると（図３(b) 参
照）、スイッチ２１ｃは、基準電圧源２１ｅから基準電
圧源２１ｄに切り換わり、反転積分回路２１ａに供給さ
れる電流がｉ2bからｉ2aに変化する。これによって、反
転積分回路２１ａからの出力電圧Ｖ3 は、高レベルＶＨ
から低レベルＶＬに向けて減少していく。また、反転積
分回路２１ａからの出力電圧Ｖ3 が低レベルＶＬに達し
（図３(a) 参照）、コンパレータ回路２１ｂからのコン
バータ出力電圧Ｖ4 が高レベルから低レベルに変わると
（図３(b) 参照）、スイッチ２１ｃは、基準電圧源２１
ｄから基準電圧源２１ｅに切り換わり、反転積分回路２
１ａに供給される電流がｉ2aからｉ2bに変化する。これ
によって、反転積分回路２１ａからの出力電圧Ｖ3 は、
低レベルＶＬから高レベルＶＨに向けて増加し始める。

【００１９】ここで、出力電圧Ｖ3 が高レベルＶＨから
低レベルＶＬに達するまでの時間をＴ1 、出力電圧Ｖ3
が低レベルＶＬから高レベルＶＨに達するまでの時間を
Ｔ2とし、回路の正常動作条件を、ｉ2a＋ｉ1 ＞０，ｉ2
b＋ｉ1 ＜０とし、また設計条件を、｜ｉ2a｜＞｜ｉ1
｜，｜ｉ2b｜＞｜ｉ1 ｜，ｉ2a＞０，ｉ2b＜０とする
と、この時間Ｔ1 ，Ｔ2 およびデューティ比ＤＲは、 Ｔ1 ＝ＣＯ・｜ＶＨ−ＶＬ｜／（｜ｉ2a＋ｉ1 ｜） …(1) Ｔ2 ＝ＣＯ・｜ＶＨ−ＶＬ｜／（｜ｉ2b＋ｉ1 ｜） …(2) ＤＲ＝Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ） ＝（｜ｉ2b＋ｉ1 ｜）／（｜ｉ2a＋ｉ1 ｜＋｜ｉ2b＋ｉ1 ｜） となる。ここで、上記正常動作条件ｉ2a＋ｉ1 ＞０，ｉ
2b＋ｉ1 ＜０から、｜ｉ2a＋ｉ1 ｜＝ｉ2a＋ｉ1 ，｜ｉ
2b＋ｉ1 ｜＝−（ｉ2b＋ｉ1 ）なので、上記デューティ
比ＤＲは、 ＤＲ＝−（ｉ2b＋ｉ1 ）／［ｉ2a＋ｉ1 −（ｉ2b＋ｉ1 ）］ ＝−（ｉ2b＋ｉ1 ）／（ｉ2a−ｉ2b） ＝［−ｉ2b／（ｉ2a−ｉ2b）］−［ｉ1 ／（ｉ2a−ｉ2b）］ となる。ここで、上記設計条件ｉ2b＜０を考慮すると、
−ｉ2b＝｜ｉ2b｜となるので、上記デューティ比ＤＲ
は、 ＤＲ＝［｜ｉ2b｜／（｜ｉ2a｜＋｜ｉ2b｜）］−［ｉ1 ／（｜ｉ2a｜＋｜ｉ 2b｜）］ …(3) となる。この式(3) から明らかなように、デューティ比
ＤＲの式には、積分容量ＣＯと出力電圧Ｖ3 のレベルＶ
Ｈ，ＶＬの項が含まれない。つまり、本実施例では、コ
ンデンサＣＯやコンパレータ回路２１ｂのコンパレート
レベルを決定する素子（実施例では、抵抗ＲＡ，ＲＢ）
の変動の影響を受けなくなり、安定したデューティ比変
調が可能になる。

【００２０】なお、電流ｉ1 ，ｉ2a，ｉ2bと回路定数の
関係は、 ｉ1 ＝（Ｖ1 −ＶＲ）／Ｒ1 …(4) ｉ2a＝（Ｖ5 −ＶＲ）／Ｒ2 …(5) ｉ2b＝（Ｖ6 −ＶＲ）／Ｒ2 …(6) である。ここで、ＶＲを基準にしたＶ1 ，Ｖ5 ，Ｖ6 の
値をｖ1 ，ｖ5 ，ｖ6 とすれば、このｖ1 ，ｖ5 ，ｖ6
は、 ｖ1 ＝Ｖ1 −ＶＲ …(7) ｖ5 ＝Ｖ5 −ＶＲ …(8) ｖ6 ＝Ｖ6 −ＶＲ …(9) となる。この式(7) , (8) , (9) を式(4) , (5) , (6)
に代入すると、 ｉ1 ＝ｖ1 ／Ｒ1 …(10) ｉ2a＝ｖ5 ／Ｒ2 …(11) ｉ2b＝ｖ6 ／Ｒ2 …(12) となり、この(10)，(11)，(12)を式(3) に代入すると、 ＤＲ＝｜ｖ6 ／Ｒ2 ｜／（｜ｖ5 ／Ｒ2 ｜＋｜ｖ6 ／Ｒ2 ｜）−｜ｖ1 ／Ｒ 1 ｜／（｜ｖ5 ／Ｒ2 ｜＋｜ｖ6 ／Ｒ2 ｜） ＝｜ｖ6 ｜／（｜ｖ5 ｜＋｜ｖ6 ｜）−｜ｖ1 ｜（Ｒ2 ／Ｒ1 ）／（｜ ｖ5 ｜＋｜ｖ6 ｜） ＝｜ｖ6 ｜／（｜ｖ5 ｜＋｜ｖ6 ｜）［１−（｜ｖ1 ｜／｜ｖ6 ｜）（ Ｒ2 ／Ｒ1 ）］ …(13) となる。ここで、｜ｖ5 ｜＝｜ｖ6 ｜になるように基準
電圧ＶＲの値を設定（図２の実施例では、Ｒ3 ＝Ｒ4 に
設定）すると、式(13)は、 ＤＲ＝１／２［１−（｜ｖ1 ｜／｜ｖ6 ｜）（（Ｒ2 ／Ｒ1 ）］…(14) となる。従って、本実施例では、変調の安定性は、抵抗
Ｒ1 とＲ2 の相対的な安定性と、電圧ｖ1 とｖ6 の相対
的な安定性によって決めることができる。

【００２１】なお、図３は、｜ｉ2a｜＝｜ｉ2b｜の条件
下の各出力電圧Ｖ3 ，Ｖ4 およびパルス出力Ｖ8 をそれ
ぞれ示す図であり、図中の実線は、ｉ1 ＝０、ＤＲ＝
０．５の場合、破線は、ｉ1 ／ｉ2a＝−０．２、ＤＲ＝
０．６の場合、一点鎖線は、ｉ1 ／ｉ2a＝０．４、ＤＲ
＝０．３の場合の波形を示している。また、図３(b) 中
のＴa1，Ｔb1，Ｔc1は、上述した各場合における出力電
圧Ｖ4 がハイレベルの時の周期を示し、Ｔa2，Ｔb2，Ｔ
c2は、上述した各場合における出力電圧Ｖ4 がローレベ
ルの時の周期を示す。従って、各場合のデューティ比Ｄ
Ｒは、 ＤＲa ＝Ｔa1／（Ｔa1＋Ｔa2）＝０．５ ＤＲb ＝Ｔb1／（Ｔb1＋Ｔb2）＝０．６ ＤＲc ＝Ｔc1／（Ｔc1＋Ｔc2）＝０．３ となる。

【００２２】次に、信号検出回路１１からの信号Ｖ1 と
基準電圧源２１ｄ，２１ｅとの望ましい関係について説
明する。信号検出回路１１からの信号Ｖ1 は、例えば検
出手段が測温抵抗体や歪ゲージなどのように、検出手段
への供給電源電圧と検出手段からの出力の相対関係とし
て出力される場合と、検出手段が熱電対やフォトセルな
どのように、信号が絶対値で出力される場合がある。

【００２３】前者の場合には、例えば基準電圧源２１
ｄ，２１ｅを信号検出回路１１への供給電源からの抵抗
分圧などによって作成し、この基準電圧源２１ｄ，２１
ｅを信号検出回路１１の供給電源と相対的に連動するよ
うに構成することにより、電源変動による影響を防ぐこ
とが可能となる。また、後者の場合には、例えば基準電
圧源２１ｄ，２１ｅを温度補償付ツェナーダイオードな
どを用いて構成し、出力される絶対値を安定させること
により、電源変動による影響を防ぐことが可能となる。

【００２４】ここで、前者の場合の基準電圧源の具体的
な一実施例を図４のデューティ比変調器の回路図に基づ
き説明する。なお、図２と同様の構成部分については説
明の都合上、同一符号とする。本実施例では、コンパレ
ータ回路２１ｂを構成するオペアンプＡ2 の出力段にＣ
ＭＯＳ構造のトランジスタなどを用い、コンパレータ出
力のハイレベル側を基準電圧源２１ｄ、ローレベル側を
基準電圧源２１ｅとする。すなわち、本実施例では、Ｃ
ＭＯＳ構造の出力段を有するオペアンプＡ2 が電源電圧
ＶDDからＶSSまで、その出力がフルスイングするアナロ
グスイッチの機能を併せ持つことを利用している。

【００２５】これにより、本実施例では、オペアンプＡ
2 に図２に示したコンパレータ、基準電圧源２１ｄ，２
１ｅおよびスイッチ２１ｃの４機能を持たせることによ
り、デューティ比変調器２１の回路の小型化を図ること
ができる。次に、デューティ比変調された出力電圧Ｖ4
を回転体から固定体に伝送する場合について説明する。

【００２６】本実施例では、デューティ比変調器２１で
デューティ比変調された矩形波からなる出力電圧Ｖ4
（図３(b) 参照）を、図２および図４に示したごとく、
増幅・パルス化回路２２のパワー増幅回路２２ａでパワ
ー増幅し、さらにこの出力電圧Ｖ4 の立ち上がりおよび
立ち下がり部分のみをパルス化回路２２ｂでパルス化し
てパルス出力信号Ｖ8 （図３(c) 参照）とし、回転トラ
ンス１４のロータコイル１４ｄとステータコイル１４ｂ
を介して固定体の波形再生器２４に伝送している。

【００２７】波形再生器２４は、例えば図５の回路図に
示すように、ヒステリシス付コンパレータ機能（以下、
「コンパレータ」という。）を有しており、回転体から
回転トランス１４を介して伝送されたパルス出力信号Ｖ
8 （図３(c) 、図６参照）を、受信信号Ｖ9 （図６参
照）として受信し、オペアンプＡ3 の−入力端子に入力
させている。また、オペアンプＡ3 の＋入力端子には、
閾値信号Ｖ10（図６参照）が入力している。

【００２８】受信信号Ｖ9 は、リンギング現象が発生し
ているので、本実施例では、オペアンプＡ3 の＋入力端
子と出力端子間に、抵抗Ｒ11と並列に抵抗Ｒ12とＣ4 を
接続させて、閾値信号Ｖ10のレベルを一時的に増加させ
ている。これにより、リンギング現象に伴うミストリガ
ーを防止でき、コンパレータの閾値レベルは、リンギン
グの振幅よりも、かなり小さく設定することが可能とな
るので、波形再生器２４は、回転トランス１４のギャッ
プ変動などによる受信信号Ｖ9 の電圧変動に対して広い
範囲で安定した動作を行うことができる。

【００２９】従って、本実施例では、回転体に設けられ
た信号検出回路からの電気信号をデューティ比変調器で
デューティ比変調し、増幅・パルス化回路で増幅し、さ
らに信号波形の立ち上がりおよび立ち下がり部分のみを
パルス化し、波形の立ち上がり、立ち下がりの時間情報
に変換して、回転トランスを介して固定体に設けられた
波形再生器２４に伝送し、ここで元の矩形波に再生し、
この矩形波からなる再生信号を復調・調整器２７に出力
して復調するので、信号伝送に要する所要パワーを非常
に小さくすることができ、このため回転トランスの小型
化、各回路のローパワー化と小型化、安定化および高精
度化を図ることができる。

【００３０】次に、回転体上の各電子回路に電源を供給
する場合について説明する。発振器２５は、例えば図７
の回路図に示すように、高周波からなる矩形波の信号を
発振する発振回路２５ａと、回転トランス１４の一次側
コイルであるステータコイル１４ａと接続され、発振回
路２５ａからの発振信号でスイッチング駆動するパワー
トランジスタＱと、パワートランジスタＱと並列に接続
されてステータコイル１４ａと共振回路を構成する共振
用コンデンサＣ2 と、ステータコイル１４ａと発振回路
２５ａ間に接続される逆起電力検出回路２５ｂとから構
成されている。また、ステータコイル１４ａには、電源
回路２８（図１参照）からの電源電圧Ｖs が印加されて
いる。

【００３１】発振回路２５ａは、矩形波の出力信号を発
振するとともに、フィードバック信号ＦＢで発振出力の
オフの周期制御を可能にしている。発振回路２５ａのデ
ューティ比および発振周期は、ステータコイル１４ａと
ロータコイル１４ｃ間のギャップＧや回転体の電子回路
の所要パワーなどの使用条件に応じて最適調整される
が、調整後の変動要因として所要パワーの変動に起因す
るものは少なく、ギャップ変動によるものが大半であ
る。

【００３２】逆起電力検出回路２５ｂは、直列に接続さ
れるダイオードＤ1 、抵抗Ｒ5 と、ダイオードＤ1 、抵
抗Ｒ5 間に接地されるコンデンサＣ3 とから構成され、
スイッチング駆動するパワートランジスタＱのスイッチ
ングがオフになった時のステータコイル１４ａの逆起電
力を検出し、発振回路２５ａにフィードバック信号ＦＢ
を出力している。

【００３３】ここで、ステータコイル１４ａとロータコ
イル１４ｃ間のギャップＧが、最適調整されてＧ＝Ｇ1
に設定されていたものが、変動によりＧ2 （Ｇ2 ＞Ｇ1
）に拡大した場合、ギャップ変動に対する逆起電力検
出回路２５ｂからのフィードバック信号ＦＢが存在しな
い時と、存在する時の発振回路２５ａの出力信号ａと信
号ｂとを図８、図９にそれぞれ示す。

【００３４】まず、ギャップ変動により、ギャップＧが
Ｇ1 からＧ2 に大きくなると、ステータコイル１４ａの
逆起電力は、大きくなり、ステータコイル１４ａと共振
用コンデンサＣ2 の時定数で決まる信号ｂの振動周期も
短くなる。フィードバック信号ＦＢが存在しない時に、
これに応じて発振回路２５ａからの出力信号ａが変わら
ず固定の場合には、図８に示すように、振動している信
号ｂの電圧波形の高い所で、信号ａがハイレベルになっ
て、パワートランジスタＱのスイッチングがオンになる
ので、スイッチングロスとノイズが非常に大きくなる。
このため、回転体へのパワー伝送が極端に変動して、回
転体の整流・平滑回路１７の入力電圧が大きく変動す
る。つまり、整流・平滑回路１７の入力電圧は、例えば
小さくなる。

【００３５】そこで、ギャップ変動の所要許容域内で、
常に電圧安定化回路１８を正常に動作させるためには、
ギャップＧの最大許容値において、電圧安定化回路１８
の入力電圧が最小許容値以上にする必要がある。しか
し、これを実現すると、電圧安定化回路１８では、ギャ
ップの通常使用域や最小許容値において、かなり高い入
力電圧となり、電圧安定化回路１８の入力電圧と出力電
圧との差は、熱ロスとなって発熱し、回路の小型化、安
定化および高精度化の障害となる。特に、対向型の回転
トランスを用いた場合には、ギャップは、機械系の構成
いかんで簡単に許容値を越えることがあり、この場合、
パワートランジスタＱやステータコイル１４ａの焼損な
どのトラブルに発展し易く、その対策のために回路構成
が複雑になり、回路の小型化がより困難になる。

【００３６】これに対して、逆起電力検出回路２５ｂか
らのフィードバック信号ＦＢが存在する時には、ギャッ
プ変動によって発生するステータコイル１４ａの逆起電
力をこの逆起電力検出回路２５ｂで検出し、さらに平滑
して適当なゲインで発振回路２５ａにフィードバックす
ることができる。これにより、発振回路２５ａの出力信
号ａのデューティ比と発振周期を、図９のギャップＧ2
区間に示すように、パワートランジスタＱのスイッチン
グオフ直後に、ステータコイル１４ａの逆起電力と、ス
テータコイル１４ａと共振用コンデンサＣ2 の時定数で
決まる信号ｂの振動電圧が極小点に達した時に、パワー
トランジスタＱの次のスイッチングがオンになるよう
に、発振回路２５ａからの出力信号ａの周期変更を行
う。

【００３７】発振回路２５ａは、例えば図１０の回路図
に示すような構成にすることができる。図１０におい
て、逆起電力検出回路２５ｂに接続されているフィード
バック端子ＦＴからフィードバック信号ＦＢの入力がな
い、すなわち電流ｉ5 が零の場合には、インバータＱ1
出力のハイレベルとローレベルの期間は、ダイオードＤ
2 とＤ3 により互いに干渉しないため、抵抗Ｒ6 とＲ7
の値によって独立に設定できるように構成されている。
ここで、フィードバック端子ＦＴからフィードバック信
号ＦＢが入力して、所定の電流ｉ5 が流れると、この電
流ｉ5 は、インバータＱ1 出力がローレベルの期間だけ
電流ｉ4 に加わる。そして、電流ｉ4 ＋ｉ5 −ｉ3 とな
ってコンデンサＣＴに流れるため、インバータＱ1 出力
のローレベルの期間は、電流ｉ5 が増えた分だけ短くな
る。

【００３８】また、インバータＱ1 出力がハイレベルの
期間には、フィードバック端子ＦＴからフィードバック
信号ＦＢは、ダイオードＤ4 と抵抗Ｒ7 を通ってインバ
ータＱ2 に流れ、コンデンサＣＴを流れる電流ｉ3 に加
わらないので、このハイレベルの期間は変化しないこと
になる。つまり、インバータＱ1 の出力の期間は、フィ
ードバック端子ＦＴからフィードバック信号ＦＢによ
り、ローレベルの期間だけその出力を短くすることがで
き、これによって本実施例では、発振回路２５ａの出力
段に設けられたインバータＱ3 のデューティ比と発振周
期を制御できる。なお、このデューティ比と発振周期の
制御は、図７に示した逆起電力検出回路２５ｂ中の抵抗
Ｒ5 の値によって最適に設定することができる。

【００３９】従って、本実施例では、固定体に外部信号
によって発振出力のデューティ比などが変更可能な高周
波発振器を設け、この発振器から回転体の電子回路への
電源供給を、回転トランスを介した電磁結合によって行
い、この回転トランスのステータコイルとロータコイル
間のギャップ変動などによって起こる回転体への供給電
力の変動やノイズによる同期ずれに伴って、回転トラン
スから発生するステータコイルの逆起電力を検出し、こ
れを発振器にフィードバックしてその発振出力のデュー
ティ比と発振周期を変更するので、ギャップ変動に対し
てノイズの発生増加を抑えることができ、さらに回転体
への電源供給を高効率で安定化させることができる。

【００４０】なお、例えば回転体の負荷が変動した場合
には、ステータコイル１４ａの等価インピーダンスが変
動し、これによってパワートランジスタＱのスイッチン
グ波形と共振回路の同期ずれが起こるが、本実施例での
フィードバック機能は、出力信号ａの周期変更を行うこ
とができるので、これに起因して発生するノイズの増加
や伝送パワーおよび効率の変動に対しても有効に機能す
ることができる。

【００４１】図１に示した信号の伝送装置は、各種の測
定装置に使用することが可能であり、この使用が可能な
ように、回転体トランスジューサとして構成した一例を
図１１の概略図に示す。この回転体トランスジューサ
は、回転トランスのステータコイルとロータコイル間に
ベアリングなどの支持機構を設けるのが適当でない高速
回転体用のものである。

【００４２】図１１において、回転トランス１４のステ
ータコイル１４ａ，１４ｂおよび発振器などを有するス
テータ２３は、ブラケット３１に固設され、このブラケ
ット３１は、回転体（図示しないモータ、ロール等）の
フレーム３２に支持されている。また、このステータコ
イル１４ａ，１４ｂと対向するロータコイル１４ｃ，１
４ｄおよび各電子回路を有するロータ２０は、回転軸３
３に固設され、この回転軸３３は、フレーム３２に回転
可能に支持されている。

【００４３】なお、この場合、回転軸３３のスラスト方
向の変位は、直接回転トランスのステータコイルとロー
タコイル間のギャップ変動となるため、使用条件範囲内
の回転軸３３のスラスト方向変位は、トランスジューサ
の許容値を越えないように設定する必要がある。図１２
は、回転体トランスジューサの構成の他の概略図であ
る。この回転体トランスジューサは、比較的回転数が低
い低速回転体用のものである。なお、図１２において、
図１１と同様の構成部分については、説明の都合上、同
一符号とする。

【００４４】図１２において、ステータ２３は、回転体
（図示せず）のフレーム３２に対しては固定されず、ス
テータ２３とブラケット３１に設けた回り止め機構２３
ａ，３１ａによって、回転方向のみ規制されている。回
転トランスのステータコイル１４ａ，１４ｂとロータコ
イル１４ｃ，１４ｄ間には、ベアリングなどの支持機構
３４が設けられ、ステータ２３は、ロータ２０ととも
に、スラスト方向に移動可能に構成されている。このた
め、本実施例では、ロータ２０が回転軸３３のスラスト
方向に移動しても、回転トランスのステータコイル１４
ａ，１４ｂとロータコイル１４ｃ，１４ｄ間のギャップ
の変動は防止できる。

【００４５】これらトランスジューサに用いる回転トラ
ンスは、対向型の回転トランスで、電源用のコイルと信
号用のコイル、すなわち図１３に示すように、固定体側
ではコイル１４ａと１４ｂ、また回転体側ではコイル１
４ｃと１４ｄが、同一のコア上に卷回されている。この
電源用のコイルと信号用のコイル間には、両コイル間の
アイソレーションを良くするため、ショートリング１４
ｅまたは１４ｆが介在している。

【００４６】ロータ２０側では、整流・平滑回路１７、
電圧安定化回路１８、信号検出回路１１，デューティ比
変調器２１および増幅．パルス化回路２２を１つの電気
回路基板上に、例えばハイブリットＩＣ構造で一体的に
構成し、さらに対向型回転トランスのロータコイル１４
ｃ，１４ｄを電気的に接続させた上で一体的に接着させ
る。また、ステータ２３側も同様に、波形再生器２４お
よび発振器２５をハイブリットＩＣ構造で一体的に構成
し、さらに対向型回転トランスのステータコイル１４
ａ，１４ｂを電気的に接続させた上で一体的に接着させ
る。

【００４７】従って、これら実施例に係るトランスジュ
ーサは、回転体も、固定体も、ハイブリットＩＣ構造の
基板と回転トランスコイルとを一体的に構成できるの
で、それぞれ１つのケース内に収納し、硬く強い樹脂で
モールドできるので、小型化を図ることができる。上述
したトランスジューサは、各種測定装置に使用すること
ができる。その具体例を図１４乃至図１６に示す。

【００４８】図１４は、トランスジューサをフィルムス
リッター用巻取トルク計に用いた場合の巻取部の概略正
面図である。フィルムスリッターの巻取部では、巻取ア
ーム４０内に設けられた巻取モータ４１を駆動させ、巻
取軸４２を介して巻取コア４３を回転させ、振り分けロ
ーラ４４で振り分けられたフィルム４５を所定の巻取ト
ルクで巻き取っている。この巻取トルクの測定位置とし
て最適なのは、巻取アーム４０の巻取軸４２上であり、
巻取トルク計は、この巻取軸４２上に発生する巻取トル
クを検出している。すなわち、巻取トルク計は、巻取軸
４２のトルク伝達部に接着された撚り歪み用の歪みゲー
ジ４６と、この歪みゲージ４６からのトルク信号に応じ
て巻取張力を測定する図示しないブリッジ回路と、歪み
ゲージ４６からの信号の伝送およびブリッジ回路への電
源供給を行う本実施例のトランスジューサ４７とから構
成されている。トランスジューサ４７は、巻取軸４２の
端部に設けられている。

【００４９】従って、本実施例のトランスジューサを用
いた巻取トルク計では、歪みゲージへの電源が直流電源
方式にでき、煩雑なコンデンサ容量バランスの調整が不
要となるとともに、小型、軽量化を図ることができ、こ
れにより取扱いも非常に容易となった。また、巻取アー
ムの端面からのトルク計の突出がなくなるので、フィル
ムの幅取りＬが制限されることが減少するという効果も
生じる。

【００５０】また、上述したトランスジューサは、回転
体上の温度測定に用いることも可能である。なお、この
場合、信号検出回路１１は、例えば図１５の回路図に示
すように、測温抵抗体からなるセンサ５０からの信号を
検出している。すなわち、図において、信号検出回路１
１は、バイナリーカウンタ１１ｂとデコーダ１１ｃとか
らなるスキャナ１１ａを有し、バイナリーカウンタ１１
ｂは、デューティ比変調器２１から変調信号Ｖ4 が入力
すると、デコーダ１１ｃを作動させ、基準抵抗１１ｄ，
１１ｅおよびセンサ５０の順番に順次リニアライズ機能
付温度検出回路１１ｆ（以下、「温度検出回路１１ｆ」
という。）との接続を切り替える。このバイナリーカウ
ンタ１１ｂは、スキャニングの１巡ごとに発振回路１１
ｇに信号を送り、ワンショットパルスを発生させてこれ
を温度検出回路１１ｆからの信号に重畳し、信号Ｖ1 と
してデューティ比変調器２１に出力している。

【００５１】なお、バイナリーカウンタ１１ｂは、例え
ば信号Ｖ4 の２ⁿ 個パルス（ｎは、整数）ごとに、デコ
ーダ１１ｃに信号を出力しており、デコーダ１１ｃは、
この信号によって基準抵抗１１ｄ，１１ｅまたはセンサ
５０と温度検出回路１１ｆとの接続を切り替えている。
温度検出回路１１ｆは、リニアライズ機能による電圧変
換を行っている。

【００５２】基準抵抗１１ｄ，１１ｅは、高精度、高安
定のチップ抵抗を使用することが可能であり、基準抵抗
１１ｄの抵抗値は、零点付近の値が、また基準抵抗１１
ｅの抵抗値は、スパン点付近の値が測定に適している。
この基準抵抗１１ｄ，１１ｅの内蔵によって、回路の零
点やスパン点のドリフトを復調・調整器で補正処理する
ことができ、測定精度および安定性を大幅に向上させる
ことができる。

【００５３】従って、本実施例のトランスジューサを用
いた測温装置では、信号検出回路が２基準点を持ち、こ
れら基準点およびセンサと温度検出回路の接続をスキャ
ニングしてリニアライズ機能による温度検出を行うこと
ができ、高精度、高安定の多点測定への機能拡張が容易
になるとともに、小型、軽量化を図ることができ、これ
により取扱いも非常に容易となった。

【００５４】なお、本実施例のトランスジューサは、上
述した測定装置に用いられる場合に限定されるものでは
なく、その他の測定装置、例えば図１６に示す３点式張
力測定装置も使用することが可能である。図において、
張力測定装置には、回転可能な張力検知用の検知バー５
１が、その上下部に糸道ガイド５２，５３がそれぞれ設
けられている。この検知バー５１は、その先端が中空軸
５４の先端から突出しており、糸道ガイド５５が装着さ
れてるとともに、長手方向の所定位置には、歪み検出用
の歪ゲージ５６が付設されている。この歪ゲージ５６
は、例えば４つ用いられてブリッジ回路を構成し、トラ
ンスジューサのロータ２０に設けられた信号検出回路１
１に接続されている。

【００５５】トランスジューサのステータ２３は、この
ロータ２０に対向して設けられ、フレーム５７に固定さ
れている。中空軸５４は、カップリング機構５８を介し
てモータ５９と接続されるとともに、ベアリング６０を
介してフレーム５７に支持され、モータ５９の駆動に伴
って検知バー５１、糸道ガイド５５、歪ゲージ５６およ
びロータ２０と一体になって回転している。

【００５６】これにより、検知バー５１の糸道ガイド５
５と糸Ｔとの接触点は、ガイドの周方向に分散されてガ
イドの摩耗が減少する。また、歪みゲージ５６の信号
は、その振幅が、検知バー５１が糸Ｔから受ける力に比
例し、その周期が、検知バー５１の回転周期と同一の交
流信号として検出されるため、信号処理を交流処理する
ことができ、これにより信号の検出、増幅、伝送および
調整部などで起こるドリフトを除去でき、長期間の連続
測定に対しても、安定した測定が可能となる。

【００５７】従って、本実施例のトランスジューサを用
いた張力測定装置では、測定装置の操作性を損なうこと
なく、回転式トランスジューサの特徴である高安定性が
十分に発揮できる。さらに検知バー５１を回転させるこ
とによってガイド消耗が減少し、摩擦抵抗の減少によっ
て精度も向上する。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、回転
体に設けられた信号検出回路（信号検出手段）によって
検出された電気信号を、回転体上に設けたロータのデュ
ーティ比変調器で電圧に応じてデューティ比変調し、こ
の変調信号を伝送用の増幅・パルス化回路によって波形
の立ち上がり部および立ち下がり部でパルス化し、回転
トランスを介してロータと非接触で電磁結合された固定
体上のステータに伝送し、このステータに設けられた復
調器（復調手段）でその伝送された変調信号を電気信号
に復調するので、高精度、高安定および構成回路の小型
化の容易な信号伝送を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る信号の伝送方法を用いた伝送装置
の構成を示すブロック図である。

【図２】図１のデューティ比変調器と増幅・パルス化回
路の一例を示す回路図である。

【図３】図２に示した各信号の波形図である。

【図４】図１のデューティ比変調器と増幅・パルス化回
路の他の例を示す回路図である。

【図５】図１の波形再生器の一例を示す回路図である。

【図６】図５に示した各信号の波形図である。

【図７】図１の発振器の一例を示す回路図である。

【図８】図７に示したフィードバック信号が存在しない
時の出力信号ａ，ｂの波形図である。

【図９】図７に示したフィードバック信号が存在する時
の出力信号ａ，ｂの波形図である。

【図１０】図７の発振回路の一例を示す回路図である。

【図１１】図１に示した伝送装置を回転体トランスジュ
ーサとして構成した一例を示す概略図である。

【図１２】同じく回転体トランスジューサとして構成し
た他の例を示す概略図である。

【図１３】対向型の回転トランスのコイル構成を示す構
成図である。

【図１４】トランスジューサをフィルムスリッター用巻
取トルク計に用いた場合の巻取部の概略正面図である。

【図１５】トランスジューサを回転体上の温度測定に用
いた場合の信号検出回路の回路図である。

【図１６】トランスジューサを３点式張力測定装置に用
いた場合の張力測定装置の概略正面図である。

【図１７】従来の信号の伝送装置の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１１ 信号検出回路（信号検出手段） １４ 回転トランス １７ 整流・平滑回路（電子回路） １８ 電圧安定化回路 ２０ ロータ ２１ デューティ比変調器（変調手段） ２２ 増幅・パルス化回路（パルス化手段） ２３ ステータ ２４ 波形再生器 ２５ 発振器（発振手段） ２７ 復調・調整器（復調手段） ２８ 電源回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転体側で検出した電気信号をその電圧
   に応じてデューティ比変調した後、回転体に電磁結合し
   た固定体に伝送し、復調することを特徴とする、信号の
   伝送方法。
2. 【請求項２】 変調信号を波形の立ち上がり部および立
   ち下がり部でパルス化して固定体に伝送し、このパルス
   信号を復調することを特徴とする、請求項１記載の信号
   の伝送方法。
3. 【請求項３】 固定体側で発振した電力信号を回転トラ
   ンスによって電磁結合した回転体側の電子回路に伝送す
   る方法において、回転トランスの一次側コイルの逆起電
   力による電圧またはその一次側コイルへの入力電流の変
   化を検出し、その検出値に応じて電力信号の発振周期お
   よびデューティ比を変更することを特徴とする、信号の
   伝送方法。
4. 【請求項４】 回転体側に設けられた、電気信号を検出
   する信号検出手段および検出された電気信号の電圧に応
   じてその電気信号をデューティ比変調して回転体に電磁
   結合された固定体側に伝送する変調手段と、固定体側に
   設けられた、伝送された変調信号を電気信号に復調する
   復調手段とを備えたことを特徴とする、信号の伝送装
   置。
5. 【請求項５】 回転体は、変調手段からの変調信号を波
   形の立ち上がり部および立ち下がり部でパルス化して固
   定体に伝送するパルス化手段を有することを特徴とす
   る、請求項４記載の信号の伝送装置。
6. 【請求項６】 固定体側に設けられた発振手段と回転体
   側に設けられた電子回路とを電磁結合する回転トランス
   を有し、発振手段による電力信号を回転トランスを介し
   て電子回路に伝送する装置において、回転トランスの一
   次側コイルに接続された、その一次側コイルの逆起電力
   による電圧またはその一次側コイルへの入力電流の変化
   を検出する検出手段を有し、発振手段はこの検出手段に
   よる検出値に応じて発振手段からの電力信号の発振周期
   およびデューティ比を変更する要素を有することを特徴
   とする、信号の伝送装置。