JPH06165511A - Inverter circuit - Google Patents
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- JPH06165511A JPH06165511A JP4307441A JP30744192A JPH06165511A JP H06165511 A JPH06165511 A JP H06165511A JP 4307441 A JP4307441 A JP 4307441A JP 30744192 A JP30744192 A JP 30744192A JP H06165511 A JPH06165511 A JP H06165511A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は中性点クランプ方式のイ
ンバータ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a neutral point clamp type inverter circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】鉄道車両などの駆動システムは、従来直
流電動機が用いられていたが、パワーエレクトロニクス
の発達に伴い、インバータで３相交流に変換し保守の容
易な誘導電動機で駆動するシステムに置き換えられつつ
ある。しかしながらインバータで誘導電動機を駆動する
と特有な磁歪音が発生するため、この磁歪音を軽減する
ために高速スイッチング素子（例としてＩＧＢＴ）で中
性点クランプ方式のインバータ回路を構成することが考
えられてきた。2. Description of the Related Art Conventionally, a direct-current motor has been used as a drive system for railway vehicles and the like, but with the development of power electronics, it was replaced with a system that converts an inverter into a three-phase alternating current and drives with an easy-to-maintain induction motor. It's being done. However, when an induction motor is driven by an inverter, a unique magnetostrictive sound is generated. Therefore, in order to reduce this magnetostrictive sound, it has been considered to configure a neutral point clamp type inverter circuit with a high-speed switching element (IGBT as an example). It was
【０００３】図３はＩＧＢＴを用いた中性点クランプ方
式によるインバータ回路の１相分の構成図である。電源
１に対して、フィルタコンデンサ３，４が電源１を２分
圧するように接続されている。又、電源１と並列にＩＧ
ＢＴ５，６，７，８が４個直列に接続され、各ＩＧＢＴ
５，６，７，８と並列にフリーホイールダイオード９，
10，11，12が接続されている。フィルタコンデンサ３，
４の分圧点（中性点）からＩＧＢＴ５とＩＧＢＴ６との
間に、クランプダイオード16が、又ＩＧＢＴ７とＩＧＢ
Ｔ８との間にクランプダイオード17が接続されている。
更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には、スナバダイオード
18とスナバ抵抗20の並列回路にスナバコンデンサ19を接
続したスナバ回路が並列に接続されている。FIG. 3 is a configuration diagram of one phase of an inverter circuit of a neutral point clamp system using an IGBT. Filter capacitors 3 and 4 are connected to the power supply 1 so as to divide the power supply 1 into two. Also, IG in parallel with power supply 1
Four BTs 5, 6, 7, and 8 are connected in series, and each IGBT
5,6,7,8 in parallel with freewheel diode 9,
10, 11, 12 are connected. Filter capacitor 3,
Between the voltage dividing point (neutral point) of 4 and the IGBT5 and the IGBT6, the clamp diode 16 and the IGBT7 and the IGBT are provided.
A clamp diode 17 is connected between T8 and T8.
Further, each IGBT 5, 6, 7, 8 has a snubber diode.
A snubber circuit in which a snubber capacitor 19 is connected to a parallel circuit of 18 and a snubber resistor 20 is connected in parallel.
【０００４】ＩＧＢＴ５，６，７，８はＧＴＯサイリス
タ、バイポーラトランジスタに比べてスイッチング速度
が速いため、スイッチング損失を軽減できるが、オフす
る時に電流の変化率が極めて大きくなり、回路の配線イ
ンダクタンスによりサージ電圧が発生する。例えばＩＧ
ＢＴ５がオフすると、サージ電圧がＩＧＢＴ５のコレク
タ−エミッタ間に生じるが、このサージ電圧はＩＧＢＴ
５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負極、
クランプダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエミッタに戻
る電流ループでエネルギを放出できるため、フィルタコ
ンデンサ３の電圧にクランプされる。同様にＩＧＢＴ８
がオフすると、ＩＧＢＴ８のコレクタからクランプダイ
オード17、フィルタコンデンサ４の正極、負極を経てＩ
ＧＢＴ８のエミッタに戻る電流ループでエネルギを放出
し、サージ電圧はフィルタコンデンサ４の電圧にクラン
プされる。しかしＩＧＢＴ６又はＩＧＢＴ７がオフした
場合に生じるサージ電圧はエネルギを放出する電流ルー
プが形成されていないため、スナバ回路のスナバダイオ
ード18を経由してスナバコンデンサ19を充電することで
抑制していた。Since the IGBTs 5, 6, 7, and 8 have a faster switching speed than GTO thyristors and bipolar transistors, switching loss can be reduced, but the rate of change of current becomes extremely large when turned off, and the surge due to the wiring inductance of the circuit. Voltage is generated. Eg IG
When the BT5 is turned off, a surge voltage is generated between the collector and the emitter of the IGBT5.
From the collector of 5 to the positive and negative electrodes of the filter capacitor 3,
Energy can be released in the current loop that returns to the emitter of the IGBT 5 through the clamp diode 16 and is therefore clamped to the voltage of the filter capacitor 3. Similarly, IGBT8
When is turned off, the collector of the IGBT 8 passes through the clamp diode 17, the positive and negative electrodes of the filter capacitor 4, and I
Energy is released in the current loop returning to the emitter of the GBT 8 and the surge voltage is clamped to the voltage of the filter capacitor 4. However, the surge voltage generated when the IGBT 6 or the IGBT 7 is turned off is suppressed by charging the snubber capacitor 19 via the snubber diode 18 of the snubber circuit because a current loop for discharging energy is not formed.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＩＧＢ
Ｔ６，７オフ時のサージ電圧をスナバ回路のスナバコン
デンサ19を充電することで抑制すると、ＩＧＢＴ６，７
がオンした時にスナバコンデンサ19に蓄えられていた電
荷はスナバ抵抗20を介して全て放電し、損失として消費
されていた。この損失は、スナバコンデンサ19の容量を
Ｃ、ＩＧＢＴ６，７オフ時のコレクタ−エミッタ間電圧
をＶCE，ＩＧＢＴ６，７のスイッチング周波数をｆで表
わすと１／２ＣＶCE 2 ｆとなる。However, the IGB
If the surge voltage when T6,7 is off is suppressed by charging the snubber capacitor 19 of the snubber circuit, the IGBT6,7
All the electric charges stored in the snubber capacitor 19 when was turned on were discharged through the snubber resistor 20 and consumed as a loss. This loss is ½ CV CE 2 when the capacitance of the snubber capacitor 19 is C, the collector-emitter voltage when the IGBTs 6, 7 are off is V CE , and the switching frequency of the IGBTs 6, 7 is f. f.
【０００６】従ってＩＧＢＴを用いて中性点クランプ方
式によるインバータ回路を構成しても、ＩＧＢＴオフ時
のサージ電圧を抑制するためのスナバコンデンサ容量を
確保した上に、更にスイッチング周波数を上げると、こ
れに比例する損失が発生するため、損失に耐えるだけの
容量をもつスナバコンデンサ、スナバ抵抗を設置する必
要があった。又インバータ自体の効率を低下してしまう
ため、スイッチング周波数の高周波化を阻害していた。Therefore, even if the inverter circuit of the neutral point clamp system is constructed by using the IGBT, if the snubber capacitor capacity for suppressing the surge voltage when the IGBT is turned off is secured and the switching frequency is further increased, Since a loss that is proportional to is generated, it was necessary to install a snubber capacitor and a snubber resistor that had the capacity to withstand the loss. Further, since the efficiency of the inverter itself is lowered, it is difficult to increase the switching frequency.
【０００７】そこで本発明は上記問題点を除去し、スナ
バ回路の責務を軽減しスイッチング周波数の高周波化を
図る中性点クランプ方式のインバータ回路を提供するこ
とを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION It is therefore an object of the present invention to provide a neutral point clamp type inverter circuit which eliminates the above problems, reduces the duty of the snubber circuit and increases the switching frequency.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では、直流電源と、この直流電源と並列に接続
され、直流電源を２分圧するフィルタコンデンサと、４
個の高速スイッチング素子を直列に接続し、各高速スイ
ッチング素子にフリーホイールダイオードを並列に接続
して構成される１相分を、直流電源と並列に複数組接続
した変換部と、４個の高速スイッチング素子のうち、直
流電源の正極側の２個の高速スイッチング素子を上アー
ムとし、直流電源の負極側の２個の高速スイッチング素
子を下アームとし、上アームと下アームとの間に負荷が
接続される出力端が設けられ、上アームの直流電源側の
第１の高速スイッチング素子と出力端側の第２の高速ス
イッチング素子間を、第１のスイッチング素子とフリー
ホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィル
タコンデンサの分圧点と接続し、下アームの出力端側の
第３の高速スイッチング素子と直流電源側の第４の高速
スイッチング素子間を、第２のスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィ
ルタコンデンサの分圧点と接続して構成される。In order to achieve the above object, according to the present invention, a direct current power source, a filter capacitor connected in parallel with the direct current power source and dividing the direct current power source into two, are provided.
4 high-speed converters, each of which is composed of a series of high-speed switching elements connected in series and a free-wheel diode connected in parallel to each high-speed switching element, and a set of multiple phases connected in parallel with a DC power supply. Among the switching elements, the two high-speed switching elements on the positive side of the DC power supply serve as the upper arm, and the two high-speed switching elements on the negative side of the DC power supply serve as the lower arm, and the load is placed between the upper arm and the lower arm. A parallel circuit including a first switching element and a freewheel diode is provided between the first high-speed switching element on the DC power supply side of the upper arm and the second high-speed switching element on the output end side, which is provided with an output terminal to be connected. Connected to the voltage dividing point of the filter capacitor via a third high speed switching element on the output end side of the lower arm and a fourth high speed switching element on the DC power supply side. And through a parallel circuit of a second switching element and a free wheeling diode, which are connected with the voltage dividing point of the filter capacitor.
【０００９】[0009]
【作用】上述した構成により、１相分の４個の高速スイ
ッチング素子のうち第２の高速スイッチング素子が遮断
した時に、第１のスイッチング素子が導通し、第２の高
速スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第２の
高速スイッチング素子のコレクタから、第１のスイッチ
ング素子、フィルタコンデンサを介して第２の高速スイ
ッチング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギ
が放出される。又第３の高速スイッチング素子が遮断し
た時に、第２のスイッチング素子が導通し、第３の高速
スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第３の高
速スイッチング素子のコレクタから、フィルタコンデン
サ、第２のスイッチング素子を介して第３の高速スイッ
チング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギが
放出される。従って、第２，第３の高速スイッチング素
子が遮断した時に発生するサージ電圧をフィルタコンデ
ンサの端子間電圧に抑制できる。With the above-described structure, when the second high speed switching element of the four high speed switching elements for one phase is cut off, the first switching element becomes conductive and the surge generated from the second high speed switching element. Energy is discharged from the collector of the second fast switching element through the first switching element and the filter capacitor to the emitter of the second fast switching element in the current loop. When the third high-speed switching element is cut off, the second switching element is turned on, and the surge voltage generated from the third high-speed switching element is transmitted from the collector of the third high-speed switching element to the filter capacitor, the second Energy is released in a current loop that flows through the switching element to the emitter of the third fast switching element. Therefore, the surge voltage generated when the second and third high speed switching elements are cut off can be suppressed to the voltage across the terminals of the filter capacitor.
【００１０】[0010]
【実施例】本発明の実施例を図面を参照し詳細に説明す
る。図１は本発明の一実施例を示す高速スイッチング素
子としてＩＧＢＴを用いた中性点クランプ方式によるイ
ンバータ回路の構成図である。Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter circuit of a neutral point clamp system using an IGBT as a high speed switching element according to an embodiment of the present invention.
【００１１】直流電源１と並列にリアクトル２を介して
フィルタコンデンサ３，４が接続されている。このフィ
ルタコンデンサ３，４と並列に４つのＩＧＢＴ５，６，
７，８が接続され、各ＩＧＢＴ５，６，７，８には並列
にフリーホイールダイオード９，10，11，12が接続され
ている。更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には従来の技術
で述べたとおり、ここでは図示を省略するが、スナバ抵
抗とスナバコンデンサからなるスナバ回路が接続されて
いる。ＩＧＢＴ６とＩＧＢＴ７との接続点には負荷とし
て誘導電動機13が接続されている。フィルタコンデンサ
３，４は電源電圧１を２分圧しており、フィルタコンデ
ンサ３とフィルタコンデンサ４の間（分圧点）から、Ｉ
ＧＢＴ５とＩＧＢＴ６及びＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８との
間にスイッチング素子14，15（ここではＩＧＢＴを用い
る）が接続され、スイッチング素子14，15には並列にフ
リーホイールダイオード16，17が接続されている。Filter capacitors 3 and 4 are connected in parallel with a DC power source 1 via a reactor 2. Four IGBTs 5, 6 are connected in parallel with the filter capacitors 3, 4.
7, 8 are connected, and freewheel diodes 9, 10, 11, 12 are connected in parallel to the respective IGBTs 5, 6, 7, 8. Further, as described in the prior art, a snubber circuit including a snubber resistor and a snubber capacitor is connected to each of the IGBTs 5, 6, 7 and 8 as described in the related art. An induction motor 13 is connected as a load to a connection point between the IGBT 6 and the IGBT 7. The filter capacitors 3 and 4 divide the power supply voltage 1 into two, and the voltage between the filter capacitor 3 and the filter capacitor 4 (division point) becomes I
Switching elements 14 and 15 (IGBT is used here) are connected between the GBT 5 and the IGBT 6 and between the IGBT 7 and the IGBT 8, and freewheel diodes 16 and 17 are connected in parallel to the switching elements 14 and 15.
【００１２】スイッチング素子14，15がオフの時は従来
の中性点クランプ方式インバータとして動作する。つま
り直流電源１を２Ｅとして、フィルタコンデンサ３，４
間電圧をＥとすると、図２に示すようなスイッチング状
態によって相電圧を得る。このスイッチングのタイミン
グを各段毎に電気的に 120°ずらして行なえば、誘導電
動機13には線間電圧が２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの電
圧ステップをもつ矩形波交流電圧が得られる。When the switching elements 14 and 15 are off, the inverter operates as a conventional neutral point clamp type inverter. That is, the DC power supply 1 is set to 2E, and the filter capacitors 3 and 4 are
When the inter-electrode voltage is E, the phase voltage is obtained in the switching state as shown in FIG. If the switching timing is electrically shifted by 120 ° for each stage, the induction motor 13 can obtain a rectangular wave AC voltage having a line step voltage of 2E, E, 0, -E, -2E. To be
【００１３】図２に示すモードが１から２に移った時に
はＩＧＢＴ５がオンからオフに変化する。この時、サー
ジ電圧がＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間に生じる
が、このサージ電圧は従来の技術で述べたとおり、ＩＧ
ＢＴ５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負
極、フリーホイールダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエ
ミッタに戻る電流ループでエネルギを放出できるため、
フィルタコンデンサ３の電圧にクランプされる。When the mode shown in FIG. 2 shifts from 1 to 2, the IGBT 5 changes from on to off. At this time, a surge voltage is generated between the collector and the emitter of the IGBT 5, and this surge voltage is the IG as described in the conventional technique.
Energy can be released from the collector of BT5 through the positive and negative electrodes of filter capacitor 3, the freewheel diode 16 and the current loop returning to the emitter of IGBT5.
It is clamped to the voltage of the filter capacitor 3.
【００１４】又、モードが２から３に移った時はＩＧＢ
Ｔ６がオンからオフに変化する。この時、本実施例では
モードが２から３に移る直前にスイッチング素子14をオ
ンする。するとＩＧＢＴ６がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ６のコレクタからス
イッチング素子14、コンデンサ４の正極、負極、フリー
ホイールダイオード12，11を経てＩＧＢＴ６のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ４の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ６がオフしてしばらくの後スイッチング素子14をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子14には電流が
流れていないため、スイッチング素子14にはサージ電圧
は発生しない。又、モードが２から１に移った時はＩＧ
ＢＴ７がオンからオフに変化する。この時本実施例では
モードが２から１に移る直前にスイッチング素子17をオ
ンする。するとＩＧＢＴ７がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ７のコレクタからフ
リーホイールダイオード10，９、コンデンサ３の正極、
負極、スイッチング素子15を経てＩＧＢＴ７のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ３の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ７がオフしてしばらくの後スイッチング素子15をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子15には電流が
流れていないため、スイッチング素子15にはサージ電圧
は発生しない。従ってＩＧＢＴ６，７のオフ時に発生す
るサージ電圧をフィルタコンデンサ３，４の端子間電圧
にクランプすることができるので、スナバ回路の責務が
著しく軽減できる。又、スナバ回路の損失分として、サ
ージ電圧の抑制のためのスナバコンデンサの容量を小さ
くできるためスイッチング周波数を上げてもスナバコン
デンサの容量はそれほど大きくならない。従って高周波
化もはかれることができる。When the mode is changed from 2 to 3, IGB
T6 changes from on to off. At this time, in this embodiment, the switching element 14 is turned on immediately before the mode is changed from 2 to 3. Then, the surge voltage generated when the IGBT 6 changes from on to off releases energy in a current loop that returns from the collector of the IGBT 6 to the emitter of the IGBT 6 via the switching element 14, the positive and negative electrodes of the capacitor 4, the freewheel diodes 12 and 11. Therefore, the voltage of the filter capacitor 4 can be clamped. And IGB
The switching element 14 is turned off after a while after T6 is turned off. At this time, no current has already flowed in the switching element 14, so that no surge voltage is generated in the switching element 14. Also, when the mode is changed from 2 to 1, IG
BT7 changes from on to off. At this time, in this embodiment, the switching element 17 is turned on immediately before the mode changes from 2 to 1. Then, the surge voltage generated when the IGBT 7 changes from ON to OFF, the free wheel diodes 10 and 9 and the positive electrode of the capacitor 3 are generated from the collector of the IGBT 7.
Since energy can be released by the current loop that returns to the emitter of the IGBT 7 via the negative electrode and the switching element 15, the voltage can be clamped to the voltage of the filter capacitor 3. And IGB
The switching element 15 is turned off after a while after T7 is turned off. At this time, no current has already flowed through the switching element 15, so that no surge voltage is generated in the switching element 15. Therefore, since the surge voltage generated when the IGBTs 6 and 7 are turned off can be clamped to the voltage between the terminals of the filter capacitors 3 and 4, the duty of the snubber circuit can be remarkably reduced. Further, as the loss of the snubber circuit, the capacity of the snubber capacitor for suppressing the surge voltage can be reduced, so that the capacity of the snubber capacitor does not increase so much even if the switching frequency is increased. Therefore, higher frequencies can be achieved.
【００１５】[0015]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速スイッチング素子のオフ時に発生するサージ電圧をフ
ィルタコンデンサの端子間電圧にクランプすることがで
きるので、スナバ回路のスナバコンデンサの容量を減ら
すことができ、スナバ損失の低減がはかれる。これによ
りインバータ回路の効率が向上し、スナバ抵抗も低減で
きるので小形化を図ることもできる。As described above, according to the present invention, the surge voltage generated when the high speed switching element is turned off can be clamped to the voltage across the terminals of the filter capacitor, so that the capacity of the snubber capacitor of the snubber circuit is reduced. Therefore, the snubber loss can be reduced. As a result, the efficiency of the inverter circuit is improved and the snubber resistance can be reduced, so that the size can be reduced.
【図１】本発明の実施例を示すインバータ回路の構成図
である。FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter circuit showing an embodiment of the present invention.
【図２】インバータ回路を構成するＩＧＢＴのスイッチ
ング状態を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a switching state of an IGBT forming an inverter circuit.
【図３】従来のインバータ回路の１アーム分を示す図で
ある。FIG. 3 is a diagram showing one arm of a conventional inverter circuit.
１ 直流電源 ３，４ フィルタコンデンサ ５，６，７，８ ＩＧＢＴ ９，10，11，12 フリーホイールダイオード 14，15 スイッチング素子 1 DC power supply 3, 4 Filter capacitor 5, 6, 7, 8 IGBT 9, 10, 11, 12 Freewheel diode 14, 15 Switching element
Claims (1)
するフィルタコンデンサと、 ４個の高速スイッチング素子を直列に接続し、各高速ス
イッチング素子にフリーホイールダイオードを並列に接
続して構成される１相分を、前記直流電源と並列に複数
組接続した変換部と、 前記４個の高速スイッチング素子のうち、前記直流電源
の正極側の２個の高速スイッチング素子を上アームと
し、前記直流電源の負極側の２個の高速スイッチング素
子を下アームとし、前記上アームと前記下アームとの間
に負荷が接続される出力端が設けられ、 前記上アームの前記直流電源側の第１の高速スイッチン
グ素子と前記出力端側の第２の高速スイッチング素子間
を、第１のスイッチング素子とフリーホイールダイオー
ドからなる並列回路を介して、前記フィルタコンデンサ
の分圧点と接続し、前記下アームの前記出力端側の第３
の高速スイッチング素子と前記直流電源側の第４の高速
スイッチング素子間を、第２のスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードからなる並列回路を介して、前記
フィルタコンデンサの分圧点と接続し、 前記第２の高速スイッチング素子が遮断した時に、前記
第１のスイッチング素子を導通させ、前記第３の高速ス
イッチング素子が遮断した時に、前記第２のスイッチン
グ素子を導通させることを特徴とするインバータ回路。1. A direct current power source, a filter capacitor connected in parallel with the direct current power source and dividing the direct current power source by two, four high speed switching elements are connected in series, and a freewheel diode is connected to each high speed switching element. A conversion unit in which a plurality of one-phase components connected in parallel are connected in parallel with the DC power supply, and two high-speed switching elements of the four high-speed switching elements on the positive electrode side of the DC power supply. Is an upper arm, and two high-speed switching elements on the negative electrode side of the DC power supply are a lower arm, and an output end to which a load is connected is provided between the upper arm and the lower arm. Between the first high speed switching element on the DC power supply side and the second high speed switching element on the output end side, a first switching element and a freewheel diode are provided. Via a parallel circuit, connected to the dividing point of the filter capacitor, the third of said output end of said lower arm
Between the high-speed switching element and the fourth high-speed switching element on the DC power supply side, through a parallel circuit including a second switching element and a freewheel diode, and connected to the voltage dividing point of the filter capacitor, The inverter circuit is characterized in that when the high speed switching element is cut off, the first switching element is made conductive, and when the third high speed switching element is cut off, the second switching element is made conductive.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307441A JPH06165511A (en) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | Inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307441A JPH06165511A (en) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | Inverter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165511A true JPH06165511A (en) | 1994-06-10 |
Family
ID=17969115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4307441A Pending JPH06165511A (en) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | Inverter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165511A (en) |
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