JPH06165489A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチング電源のスイッチング用電界効果
型トランジスタがターンオン・ターンオフする際の電力
損失を低減する。 【構成】 電界効果型トランジスタ３のドレイン・ソー
ス間にはドレイン電流転流用のコンデンサ１６が接続さ
れている。トランジスタ３のゲートにはゲート電圧の立
上がりを遅延させる遅延回路として、抵抗７とコンデン
サ８及び９が接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、安定した直流電圧を負
荷に供給するスイッチング電源の一種である自励式フラ
イバックコンバータの発振制御手段に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、図４、図６に示す自励式フライバ
ックコンバータが知られていた。図５、図７はそれぞれ
図４、図６に示した回路のスイッチングトランジスタ３
のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄの
関係を示すものである。

【０００３】図４において、直流電源２が出力する直流
電圧をスイッチングトランジスタ３によりスイッチング
すると、変圧器１の１次巻線１ａに交流電圧が加わり、
補助巻線１ｂ，２次巻線１ｃに巻数に応じた交流電圧が
各々誘起する。

【０００４】補助巻線１ｂに誘起した交流電圧が、制御
回路１０を介して、トランジスタ３のゲートに与えら
れ、トランジスタ３をオン・オフする。一方、２次巻線
１ｃに誘起した交流電圧はダイオード４とコンデンサ５
により整流され、コンデンサ５の両端に直流電圧が発生
する。この直流電圧は負荷６に供給されると同時に電圧
検出回路１１に供給され、検出回路１１が検出信号を出
力する。

【０００５】検出信号に応じて制御回路１０がトランジ
スタ３のオン・オフを制御して、コンデンサ５の両端に
発生する直流電圧を安定化する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】図４に示す従来の自励
式フライバックコンバータは、図５に示すように、トラ
ンジスタ３のターンオフ期間Ｔ１に、ドレイン電流Ｉｄ
が遮断状態になる前にドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが
急激に立ち上がるため、大きな電力損失が発生するとい
う問題を有していた。

【０００７】図６に示す従来の自励式フライバックコン
バータは、スイッチングトランジスタ３のターンオフ期
間に発生する電力損失を低減するためにトランジスタ３
のドレイン・ソース間にコンデンサ１６を接続したもの
である。すなわち、図７に示す様に、トランジスタ３の
ターンオフ期間Ｔ１では、トランジスタ３に流れていた
ドレイン電流Ｉｄがコンデンサ１６に転流するためドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓの立ち上がりが遅くなり、ド
レイン電流Ｉｄとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓによる
電力損失が低減するのである。しかし、トランジスタ３
のターンオン期間Ｔ４には、トランジスタ３にコンデン
サ１６の放電電流が流れて電力損失が発生するという問
題を有していた。

【０００８】本発明の目的は、スイッチングトランジス
タのターンオン・ターンオフ時に発生する電力損失が小
さい自励式フライバックコンバータを得る事にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、電界効果型ト
ランジスタにより、変圧器の１次巻線側に与えられる直
流入力電圧をスイッチングし、前記変圧器の２次巻線側
に、直流出力電圧を得るスイッチング電源であって、前
記トランジスタのドレイン・ソース間に、前記トランジ
スタのターンオフ時、前記トランジスタのドレイン電流
が転流する電流吸収手段を備えたスイッチング電源にお
いて、前記変圧器に２次電流が流れた後、前記トランジ
スタのドレイン・ソース間電圧がグランドレベルに達す
るように、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比は前記
直流入力・出力電圧比より大きく、前記トランジスタの
ドレイン・ソース間電圧の立下がりを検出し、前記トラ
ンジスタにターンオン信号を与える検出手段と、前記タ
ーンオン信号を遅延させ、前記ドレイン・ソース間電圧
が前記グランドレベルに達した後に、前記ターンオン信
号が前記トランジスタに与えられるようにする遅延手段
とを備えたことを特徴とするスイッチング電源を提供す
る。

【００１０】

【作用】直流入力電圧をスイッチングする電界効果型ト
ランジスタのドレイン・ソース間電圧がグランドレベル
になった後に、電界効果型トランジスタがターンオンす
る。従って、電流吸収手段であるコンデンサから電界効
果型トランジスタには放電電流は流れない。電界効果型
トランジスタがターンオフすると、ドレイン電流がコン
デンサに転流するので、ドレイン・ソース間電圧の立上
がりが遅くなる。

【００１１】従って、電界効果型トランジスタのターン
オン・ターンオフ時の電力損失が小さくなる。

【００１２】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面にもとづいて説
明する。

【００１３】図１は本発明の実施例を示す回路図であ
り、図２は図１におけるスイッチングトランジスタ３の
ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ゲ
ート・ソース間電圧Ｖｇｓ、および補助巻線１ｂ間の電
圧Ｖ１ｂの関係を説明する図である。

【００１４】１は変圧器で１次巻線１ａ、補助巻線１
ｂ、２次巻線１ｃを備え、図中の・印は巻線の極性を示
す。１次巻線１ａの・印側は直流電源２の正極に接続さ
れ、１次巻線１ａの無印側はＮチャンネルの電解効果型
スイッチングトランジスタ３のドレインに接続され、ト
ランジスタ３のソースは電流検出抵抗２８を介して直流
電源２の負極に接続される。

【００１５】トランジスタ３がオン・オフを繰り返すス
イッチング動作を行うと１次巻線１ａに交流電圧が加わ
り２次巻線１ｃおよび補助巻線１ｂに交流電圧が誘起す
る。

【００１６】２次巻線の１ｃの無印側はダイオード４の
正極に接続され、２次巻線１ｃの・印側はコンデンサ５
の負極に接続され、コンデンサ５の正極はダイオード４
の負極に接続される。

【００１７】２次巻線１ｃに誘起した交流電圧はダイオ
ード４とコンデンサ５により整流され、コンデンサ５の
両端には直流電圧が発生する。負荷６はコンデンサ５の
両端に発生した直流電圧の供給を受ける。

【００１８】直流電源２の電圧をＥｉ（Ｖ）、コンデン
サ５の両端に発生する直流出力電圧をＥｏ（Ｖ）、変圧
器１の１次巻線１ａの巻線数をＮａ、２次巻線１ｃの巻
線数をＮｃとすると、巻線数Ｎａ及び巻線数ＮｃはＥｉ
＜（Ｎａ／Ｎｃ）×Ｅｏを満足するようにを設定され
る。

【００１９】補助巻線１ｂの無印側は直流電源２の負極
に接続され、巻線１ｂの・印側は抵抗７とコンデンサ８
を通してトランジスタ３のゲートに接続され、トランジ
スタ３のゲート・ソース間にはコンデンサ９が接続され
る。

【００２０】制御回路１００はスイッチングトランジス
タ３のゲート・ソース間および直流電源２の負極に接続
され、電圧検出回路１１０はコンデンサ５の両端に接続
される。制御回路１００は、電圧検出回路１１０からの
信号１２に応じてスイッチングトランジスタ３のゲート
・ソース間を短絡し、トランジスタ３のオン・オフを制
御してコンデンサ５の両端の直流出力電圧Ｅｏを安定化
する。

【００２１】ダイオード１３は、スイッチングトランジ
スタ３のゲートと直流電圧源２の負極間に接続され、ト
ランジスタ３のゲート・ソース間に過大な逆電圧が加わ
るのを防止する。１４と１５は起動抵抗で、それぞれ直
流電源２の正極とスイッチングトランジスタ３のゲート
間、直流電源２の負極とトランジスタ３のゲート間に接
続される。

【００２２】制御回路１００がスイッチングトランジス
タ３のゲートと直流電源２の負極間を短絡すると、スイ
ッチングトランジスタ３に流れていたドレイン電流Ｉｄ
はトランジスタ３に流れなくなりトランジスタ３のドレ
イン・ソース間に接続されたコンデンサ１６に転流す
る。その結果、図２に示される様に、ドレイン・ソース
間電圧Ｖｄｓの立ち上がりは遅くなり、ターンオフ期間
Ｔ１におけるトランジスタ３のドレイン電流Ｉｄとドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓによる電力損失は低減する。

【００２３】トランジスタ３がターンオフした後、図２
におけるＴ２の期間、２次電流Ｉ_２がダイオード４を通
してコンデンサ５に流れる。やがて２次電流Ｉ_２が流れ
なくなるとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次式に従い
減少する。

【００２４】

【数１】 数式１において、ｔは期間Ｔ２終了後からの時間であ
り、Ｌｐは１次巻線１ａのインダクタンス、Ｃはコンデ
ンサ１６の容量である。

【００２５】Ｅｉ＜（Ｎａ／Ｎｃ）×Ｅｏであるので、
数式１より、スイッチングトランジスタ３がターンオン
しなくてもドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓはやがて０Ｖ
になり、トランジスタ３の寄生ダイオード１７が通電状
態となる。

【００２６】ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが数式１に
従って低下し、直流電源２の出力電圧Ｅｉ以下になる
と、補助巻線１ｂの誘起電圧Ｖ１ｂは正に転じ、トラン
ジスタ３のゲート・ソース間に正の電圧が加わる。

【００２７】ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが数式１に
従って０Ｖになる前にトランジスタ３のゲート・ソース
間電圧Ｖｇｓがトランジスタのオン電圧Ｖｔｈに達する
と、トランジスタ３はターンオンしてコンデンサ１６の
放電電流がトランジスタ３に流れてしまう。

【００２８】しかし、本発明では、抵抗７とコンデンサ
８および９で時定数回路が構成されているので、ドレイ
ン・ソース間電圧Ｖｄｓが直流電源２の電圧Ｅｉ以下に
なり、補助巻線１ｂ間にプラス電圧が加わってからゲー
ト・ソース間電圧Ｖｇｓがオン電圧Ｖｔｈに達する時間
Ｔ３を任意に遅延させることができる。よって、トラン
ジスタ３がターンオンするタイミングをドレイン・ソー
ス間電圧Ｖｄｓが０Ｖである期間にすることができるた
め、トランジスタ３のターンオン時には電力損失はほと
んど発生しない。

【００２９】なお、図１ではコンデンサ１６はスイッチ
ングトランジスタ３のドレイン・ソース間に接続されて
いるが、コンデンサ１６は、１次巻線１ａ間、あるいは
トランジスタ３のドレイン・ソース間と１次巻線１ａ間
の両方に接続しても同じ効果が得られる。また、スイッ
チングトランジスタ３のゲート・ソース間に接続された
コンデンサ９は、トランジスタ３のゲート入力容量で代
用することも可能である。

【００３０】図３は、図１における制御回路１００およ
び電圧検出回路１１０の具体的実施例を示す図である。
フォトカプラ１８の受光トランジスタ１８ａのコレクタ
は、コンデサ１９の正極とダイオード２０の負極に接続
される。

【００３１】スイッチングトランジスタ３がオン・オフ
を繰り返すスイッチング動作を行うと１次巻線１ａに交
流電圧が印加され補助巻線１ｂに交流電圧が誘起する。
補助巻線１ｂの・印側はダイオード２０の正極に接続さ
れ、巻線１ｂの無印側はコンデンサ１９の負極に接続さ
れ、巻線１ｂに発生する交流電圧はダイオード２０とコ
ンデンサ１９により整流され、コンデンサ１９の両端に
は直流電圧が発生する。

【００３２】トランジスタ２１のエミッタはコンデンサ
１９の正極に、コレクタは抵抗２２を通してトランジス
タ２３のベースに、ベースは抵抗２４を通してシャント
・レギュレータ２５の負極に接続される。

【００３３】シャント・レギュレータ２５は、基準電圧
端子２５ａに基準電圧以上の電圧が加わると負極、正極
間が導通状態になるＩＣである。シャント・レギュレー
タ２５の基準電圧端子２５ａは抵抗２６と抵抗２７に接
続され、シャント・レギュレータ２５の正極は直流電源
２の負極に接続される。抵抗２６の他端はフォトラプラ
１８の受光トランジスタ１８ａのエミッタに接続され
る。

【００３４】抵抗２７の他端はスイッチングトランジス
タ３のソースと電流検出抵抗２８に接続され、抵抗２８
の他端は直流電源２の負極に接続される。トランジスタ
２３のコレクタはスイッチングトランジスタ３のゲート
に、エミッタは直流電源２の負極に接続される。

【００３５】電圧検出回路１１０は、ツェナーダイオー
ド２９とフォトカプラ１８の発光ダイオード１８ｂと抵
抗３０から構成される。ツェナーダイオード２９の負極
はコンデンサ５の正極に接続され、ツェナーダイオード
２９の正極はフォトカプラ１８の発光ダイオード１８ｂ
の正極に抵抗３０を通して接続される。発光ダイオード
１８ｂの負極はコンデンサ５の負極に接続される。

【００３６】コンデンサ５の両端の電圧がツェナーダイ
オード２９のツェナー電圧以上になると発光ダイオード
１８ｂに電流Ｉｆ（Ａ）が流れる。コンデンサ５の両端
の出力電圧をＥｏ（Ｖ）、ツェナーダイオード２９のツ
ェナー電圧をＶｚ（Ｖ）、抵抗３０の抵抗値をＲ３０
（Ω）とし、発光ダイオード１８ｂの順電圧降下は十分
小さいとして無視すると、電流Ｉｆは次の数式２で示さ
れる。

【００３７】 Ｉｆ＝（Ｅｏ−Ｖｚ）／Ｒ３０ （数式２） フォトカプラ１８の電流変換効率をｎとすると、発光ダ
イオード１８ｂに電流Ｉｆが流れると、受光トランジス
タ１８ａにはｎ×Ｉｆの電流が流れる。そしてこの電流
ｎ×Ｉｆは抵抗２６、抵抗２７、抵抗２８を流れ、抵抗
２７の抵抗値をＲ２７（Ω）とすると抵抗２７には、ｎ
×Ｉｆ×Ｒ２７の電圧が加わる。

【００３８】電流検出抵抗２８に流れるスイッチングト
ランジスタ３のソース電流Ｉｓはｎ×Ｉｆより十分大き
いので、電流検出抵抗２８の抵抗値をＲ２８（Ω）とす
ると、抵抗２８にはＲ２８×Ｉｓの電圧が加わる。よっ
てシャント・レギュレータ２５の基準電圧端子２５ａと
正極間に加わる電圧をＶａ（Ｖ）とすると、電圧Ｖａは
次の数式２で示される。

【００３９】 Ｖａ＝ｎ×Ｉｆ×Ｒ２７＋Ｒ２８×Ｉｓ （数式３） スイッチングトランジスタ３のオン期間には、Ｉｓは時
間比例して増大するためＶａも時間比例して増大し、シ
ャント・レギュレータ２５の基準電圧Ｖｒとすると、Ｖ
ａ＝Ｖｒになった瞬間にレギュレータ２５の負極・正極
間が導通状態になる。すると、トランジスタ２１がオン
状態になり、トランジスタ２３がオン状態になる。トラ
ンジスタ２３がオン状態になると、スイッチングトラン
ジスタ３のゲート・ソース間は短絡状態となり、トラン
ジスタ３はターンオフする。

【００４０】数式２、数式３より、そしてＶａの最大値
がＶｒとなるように制御されるので、コンデンサ５の両
端の出力電圧Ｅｏは次の数式４で示される。

【００４１】 Ｅｏ＝Ｒ３０×（Ｖｒ−Ｉｓ×Ｒ２８）／（ｎ×Ｒ２７）＋Ｖｚ （数式４） Ｖａの最大値はＶｒであるから、数式３よりＶｒ≧Ｉｓ
×Ｒ２８となり、抵抗２８にはＶｒ／Ｒ２８以上の電流
は流れない。よって負荷６に最大電力が供給される時
は、Ｖｒ＝Ｉｓ×Ｒ２８であり、数式４より出力電圧Ｅ
ｏは最低になり、Ｅｏ＝Ｖｚとなる。

【００４２】一方、負荷６に流れる電流が０の場合Ｉｓ
もほとんど０であり、数式４より出力電圧Ｅｏは最大と
なり、次の数式５で示される。

【００４３】 Ｅｏ＝Ｒ３０×Ｖｒ／（ｎ×Ｒ２７）＋Ｖｚ （数式５） 上式において、

【００４４】

【数２】 となるように設定すれば、ＥｏもほとんどＶｚとなり、
負荷６に流れる電流値によらず、出力電圧Ｅｏをツェナ
ーダイオード２９のツェナー電圧Ｖｚに安定化すること
ができる。

【００４５】

【発明の効果】このように本発明の自励式フライバック
コンバータは、安価で簡単な回路構成によりスイッチン
グトランジスタのターンオン・ターンオフ時に発生する
電力損失を小さくすることができ、放熱装置を小型化す
ることができる。また、スイッチングトランジスタのド
レイン・ソース間電圧の変化が遅くなるため、発生する
電磁ノイズが小さくなるという効果も生じ、ノイズ対策
部品を削減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す回路図。

【図２】図１の回路動作を説明する図。

【図３】図１の具体的実施例を示す図。

【図４】従来の回路例を示す第１の図。

【図５】図４の回路動作を説明する図。

【図６】従来の回路例を示す第２の図。

【図７】図６の回路動作を説明する図。

【符号の説明】

１ 変圧器 １ａ １次巻線 １ｂ 補助巻線 １ｃ ２次巻線 ２ 直流電源 ３ スイッチングトランジスタ ４、１３、２０ ダイオード ５、８、９、１６、１９ コンデンサ ６ 負荷 ７、１４、１５、２２、２４、２６、２７、３０ 抵抗 １０ 制御回路 １１ 電圧検出回路 １７ 寄生ダイオード １８ フォトカプラ １８ａ フォトトランジスタ １８ｂ フォトダイオード ２１、２３ トランジスタ ２５ シャント・レギュレータ ２５ａ シャント・レギュレータの基準電圧端子 ２８ 電流検出抵抗 ２９ ツェナーダイオード １００ 制御回路 １１０ 電圧検出回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電界効果型トランジスタにより、変圧器の
   １次巻線側に与えられる直流入力電圧をスイッチング
   し、前記変圧器の２次巻線側に、直流出力電圧を得るス
   イッチング電源であって、 前記トランジスタのドレイン・ソース間に、前記トラン
   ジスタのターンオフ時、前記トランジスタのドレイン電
   流が転流する電流吸収手段を備えたスイッチング電源に
   おいて、 前記変圧器に２次電流が流れた後、前記トランジスタの
   ドレイン・ソース間電圧がグランドレベルに達するよう
   に、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比は前記直流入
   力・出力電圧比より大きく、 前記トランジスタのドレイン・ソース間電圧の立下がり
   を検出し、前記トランジスタにターンオン信号を与える
   検出手段と、 前記ターンオン信号を遅延させ、前記ドレイン・ソース
   間電圧が前記グランドレベルに達した後に、前記ターン
   オン信号が前記トランジスタに与えられるようにする遅
   延手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源。
2. 【請求項２】前記１次巻線の両端に、前記トランジスタ
   のターンオフ時、前記トランジスタのドレイン電流が転
   流する電流吸収手段を備えたことを特徴とする請求項１
   に記載のスイッチング電源。
3. 【請求項３】前記遅延手段は、抵抗とコンデンサより成
   る時定数回路を備え、この回路により決まる時定数に応
   じて前記ターンオン信号を遅延させることを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源。