JPH06140840A - 同期検波器 - Google Patents
同期検波器Info
- Publication number
- JPH06140840A JPH06140840A JP4290220A JP29022092A JPH06140840A JP H06140840 A JPH06140840 A JP H06140840A JP 4290220 A JP4290220 A JP 4290220A JP 29022092 A JP29022092 A JP 29022092A JP H06140840 A JPH06140840 A JP H06140840A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- voltage dividing
- voltage
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 構成が簡単で安価に作ることができ、また雑
音等の混入がなく安定した検波出力を得ることができる
同期検波器を得る。 【構成】 被測定信号を振幅の比が２対１となる２種類
の信号に分圧する２つの分圧回路１０，１１と、この２
つの分圧回路１０，１１の中の振幅が大きい方の信号ｅ
iaを生成する分圧回路１１の分圧点Ａを参照信号ｅr の
一方の極性に同期して強制的に共通電位に接続するスイ
ッチ素子１２と、２つの分圧回路の分圧点ＡとＢの間の
電位差を検出する高入力インピーダンス型差動増幅器１
３とによって構成される。
音等の混入がなく安定した検波出力を得ることができる
同期検波器を得る。 【構成】 被測定信号を振幅の比が２対１となる２種類
の信号に分圧する２つの分圧回路１０，１１と、この２
つの分圧回路１０，１１の中の振幅が大きい方の信号ｅ
iaを生成する分圧回路１１の分圧点Ａを参照信号ｅr の
一方の極性に同期して強制的に共通電位に接続するスイ
ッチ素子１２と、２つの分圧回路の分圧点ＡとＢの間の
電位差を検出する高入力インピーダンス型差動増幅器１
３とによって構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は雑音に埋もれた信号の
中から、特定の参照信号と同一の周波数で位相が同相及
び逆相の関係にある信号だけを取り出すことができる機
能を具備した同期検波器に関する。
中から、特定の参照信号と同一の周波数で位相が同相及
び逆相の関係にある信号だけを取り出すことができる機
能を具備した同期検波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来の同期検波器の動作原理図を
示す。入力端子１に被測定信号ｅi （図７Ｂに点線で示
す）を入力し、入力端子２に参照信号ｅr を供給する。
被測定信号ｅi は電圧ホロワ３と位相反転器４によって
正相信号ｅi と逆相信号−ｅiに変換されスイッチ回路
６に入力される。
示す。入力端子１に被測定信号ｅi （図７Ｂに点線で示
す）を入力し、入力端子２に参照信号ｅr を供給する。
被測定信号ｅi は電圧ホロワ３と位相反転器４によって
正相信号ｅi と逆相信号−ｅiに変換されスイッチ回路
６に入力される。
【０００３】スイッチ回路６はスイッチＳ1 とＳ2 によ
って構成される。スイッチＳ1 及びＳ2 はスイッチ制御
回路５によって互に連動してオン、オフ制御される。つ
まり図７に示すように参照信号ｅr がＨ論理のときスイ
ッチＳ1 がオン、Ｓ2 がオフ、参照信号ｅr がＬ論理の
ときスイッチＳ1 がオフ、Ｓ2 がオンになるように制御
される。
って構成される。スイッチＳ1 及びＳ2 はスイッチ制御
回路５によって互に連動してオン、オフ制御される。つ
まり図７に示すように参照信号ｅr がＨ論理のときスイ
ッチＳ1 がオン、Ｓ2 がオフ、参照信号ｅr がＬ論理の
ときスイッチＳ1 がオフ、Ｓ2 がオンになるように制御
される。
【０００４】スイッチ回路６が参照信号ｅr に同期して
オン、オフ制御されることにより、被測定信号ｅi と参
照信号ｅr の位相差θが図７Ｂに示すようにθ＝０°の
ときバッファ増幅器７の出力側には被測定信号ｅi を正
極性に全波整流した信号ｅoが得られる。また被測定信
号ｅi と参照信号ｅr の位相差θが図７Ｄに示すように
θ＝１８０°の場合、バッファ増幅器７の出力側には被
測定信号ｅi を負極性に全波整流した信号−ｅ0 が得ら
れる。
オン、オフ制御されることにより、被測定信号ｅi と参
照信号ｅr の位相差θが図７Ｂに示すようにθ＝０°の
ときバッファ増幅器７の出力側には被測定信号ｅi を正
極性に全波整流した信号ｅoが得られる。また被測定信
号ｅi と参照信号ｅr の位相差θが図７Ｄに示すように
θ＝１８０°の場合、バッファ増幅器７の出力側には被
測定信号ｅi を負極性に全波整流した信号−ｅ0 が得ら
れる。
【０００５】位相差θがθ＝９０°の場合は図７Ｃに示
すように被測定信号ｅi の１サイクル中に平均値が０と
なる信号ｅo0が得られる。バッファ増幅器７の出力信号
はローパスフィルタ８で交流成分を除去され出力端子９
に直流電圧Ｅo を出力する。この結果θ＝０°の場合は
直流電圧Ｅo ＝を出力し、θ＝９０°の場合はＥo ＝０
が出力され、θ＝１８０°の場合はＥo＝−Ｅを出力す
る。これらの直流電圧＋Ｅ0 及び−Ｅ0 は被測定信号ｅ
i の振幅に比例して変化し、被測定信号ｅi の振幅と位
相を知ることができる。
すように被測定信号ｅi の１サイクル中に平均値が０と
なる信号ｅo0が得られる。バッファ増幅器７の出力信号
はローパスフィルタ８で交流成分を除去され出力端子９
に直流電圧Ｅo を出力する。この結果θ＝０°の場合は
直流電圧Ｅo ＝を出力し、θ＝９０°の場合はＥo ＝０
が出力され、θ＝１８０°の場合はＥo＝−Ｅを出力す
る。これらの直流電圧＋Ｅ0 及び−Ｅ0 は被測定信号ｅ
i の振幅に比例して変化し、被測定信号ｅi の振幅と位
相を知ることができる。
【０００６】図８は従来の同期検波器の具体的な回路構
成例を示す。図６と対応する部分には同一符号を付して
示す。具体的な回路ではスイッチ回路６にスイッチＳ1
とＳ 2 に連動してオン、オフ動作するスイッチＳ3 とＳ
4 が付加される。つまりスイッチＳ1 とＳ4 及びスイッ
チＳ2 とＳ3 が連動してオン、オフ動作し、スイッチＳ
1 がオフのとき、スイッチＳ4 がオンになって位相反転
器４の出力を共通電位にショートし、スイッチＳ2 がオ
フのときスイッチＳ3 がオンとなって電圧ホロワ３の出
力を共通電位にショートし、逆極性の信号が出力側に洩
れないように構成している。また図６に示したバッファ
増幅器に時定数回路Ｔ０を付加して全体でフローパスフ
ィルタ８を構成した場合を示す。
成例を示す。図６と対応する部分には同一符号を付して
示す。具体的な回路ではスイッチ回路６にスイッチＳ1
とＳ 2 に連動してオン、オフ動作するスイッチＳ3 とＳ
4 が付加される。つまりスイッチＳ1 とＳ4 及びスイッ
チＳ2 とＳ3 が連動してオン、オフ動作し、スイッチＳ
1 がオフのとき、スイッチＳ4 がオンになって位相反転
器４の出力を共通電位にショートし、スイッチＳ2 がオ
フのときスイッチＳ3 がオンとなって電圧ホロワ３の出
力を共通電位にショートし、逆極性の信号が出力側に洩
れないように構成している。また図６に示したバッファ
増幅器に時定数回路Ｔ０を付加して全体でフローパスフ
ィルタ８を構成した場合を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の同期検波器は、
具体的には図８に示すような回路構成であるので、次の
ような欠点がある。 （１）スイッチ回路６が複雑である。図８に示すような
回路構成では、被測定信号ｅi から位相が反転した信号
−ｅ i を作り、元の被測定信号ｅi と位相反転された被
測定信号−ｅi とをスイッチ回路６によって参照信号ｅ
r に同期させて交互に加算して行くことにより、交流信
号である被測定信号ｅi を片側極性の脈流に変換する。
具体的には図８に示すような回路構成であるので、次の
ような欠点がある。 （１）スイッチ回路６が複雑である。図８に示すような
回路構成では、被測定信号ｅi から位相が反転した信号
−ｅ i を作り、元の被測定信号ｅi と位相反転された被
測定信号−ｅi とをスイッチ回路６によって参照信号ｅ
r に同期させて交互に加算して行くことにより、交流信
号である被測定信号ｅi を片側極性の脈流に変換する。
【０００８】このため、複数のスイッチＳ1 〜Ｓ4 を必
要としスイッチ回路６が複雑になってしまう欠点があ
る。また、コストアップにもつながる。 （２）スイッチ相互間の動作タイミング等の性能が同期
検波器全体の性能へ影響を与える。複数のスイッチＳ1
〜Ｓ4 を使用するために、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 単独の
動作性能だけでなく、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 相互間の動
作タイミング等の性能も同期検波器全体の性能へ影響を
与えるため、被測定信号ｅi の周波数が高くなると同期
検波器の高性能化が困難になる。また各スイッチ素子Ｓ
1 〜Ｓ4 の動作速度を揃えなければならないから、特性
が揃ったスイッチ素子を得るのにコストが掛る欠点もあ
る。 （３）耐ノイズ性能が低い。
要としスイッチ回路６が複雑になってしまう欠点があ
る。また、コストアップにもつながる。 （２）スイッチ相互間の動作タイミング等の性能が同期
検波器全体の性能へ影響を与える。複数のスイッチＳ1
〜Ｓ4 を使用するために、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 単独の
動作性能だけでなく、各スイッチＳ1 〜Ｓ4 相互間の動
作タイミング等の性能も同期検波器全体の性能へ影響を
与えるため、被測定信号ｅi の周波数が高くなると同期
検波器の高性能化が困難になる。また各スイッチ素子Ｓ
1 〜Ｓ4 の動作速度を揃えなければならないから、特性
が揃ったスイッチ素子を得るのにコストが掛る欠点もあ
る。 （３）耐ノイズ性能が低い。
【０００９】図８に示すような回路構成では、被測定信
号ｅi から位相が反転した信号−ｅ i を作り、元の被測
定信号ｅi と位相反転された被測定信号−ｅi とをスイ
ッチＳ1 〜Ｓ4 を使用し、参照信号ｅr に同期させて交
互に加算して行くことにより、交流信号である被測定信
号ｅi を片側極性の脈流に変換する。この信号加算をす
る最終段の増幅器７の入力部分でスイッチ素子の動作の
遅れ等によって信号経路が開放状態になる場合が生じ、
このときノイズの発生あるいはノイズの混入の可能性が
高くなり、安定な同期検波出力を得ることがむずかしい
不都合もある。
号ｅi から位相が反転した信号−ｅ i を作り、元の被測
定信号ｅi と位相反転された被測定信号−ｅi とをスイ
ッチＳ1 〜Ｓ4 を使用し、参照信号ｅr に同期させて交
互に加算して行くことにより、交流信号である被測定信
号ｅi を片側極性の脈流に変換する。この信号加算をす
る最終段の増幅器７の入力部分でスイッチ素子の動作の
遅れ等によって信号経路が開放状態になる場合が生じ、
このときノイズの発生あるいはノイズの混入の可能性が
高くなり、安定な同期検波出力を得ることがむずかしい
不都合もある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明では被測定信号
を振幅の比が２対１となる２種類の信号に分圧する２つ
の分圧回路と、この２つの分圧回路の中の振幅が大きい
方の信号を生成する分圧回路の分圧点を参照信号の一方
の極性に同期して強制的に共通電位に接続するスイッチ
素子と、２つの分圧回路の分圧点相互の間の電位差を検
出する高入力インピーダンス型差動増幅器とによって同
期検波器を構成するものである。
を振幅の比が２対１となる２種類の信号に分圧する２つ
の分圧回路と、この２つの分圧回路の中の振幅が大きい
方の信号を生成する分圧回路の分圧点を参照信号の一方
の極性に同期して強制的に共通電位に接続するスイッチ
素子と、２つの分圧回路の分圧点相互の間の電位差を検
出する高入力インピーダンス型差動増幅器とによって同
期検波器を構成するものである。
【００１１】この発明の構成によれば振幅の比が２対１
となる２種類の信号の差を求めることにより常時振幅が
１となる信号を得ることができる。振幅が２の信号を参
照信号の一方の極性に同期してスイッチ素子により共通
電位に落す（０にする）ことにより、その毎に差の信号
の極性は反転し同期検波動作を行なわせることができ
る。
となる２種類の信号の差を求めることにより常時振幅が
１となる信号を得ることができる。振幅が２の信号を参
照信号の一方の極性に同期してスイッチ素子により共通
電位に落す（０にする）ことにより、その毎に差の信号
の極性は反転し同期検波動作を行なわせることができ
る。
【００１２】従ってこの発明によれば簡素な構成によ
り、同期検波器を得ることができるから安価に同期検波
器を作ることができる。然もスイッチ素子は１個で済む
から、オン、オフ動作のタイミングを他のスイッチ素子
のオン、オフ動作のタイミングに揃えなくて済むから安
価なスイッチ素子を用いることができる。よってこの点
でもコストダウンが期待することができる。
り、同期検波器を得ることができるから安価に同期検波
器を作ることができる。然もスイッチ素子は１個で済む
から、オン、オフ動作のタイミングを他のスイッチ素子
のオン、オフ動作のタイミングに揃えなくて済むから安
価なスイッチ素子を用いることができる。よってこの点
でもコストダウンが期待することができる。
【００１３】またスイッチ素子が１個で済むから高速動
作させてもスイッチ相互の動作タイミングのズレによる
不具合が発生しないから安定した同期検波出力を得るこ
とができる。つまりスイッチ回路の出力側に接続した増
幅器（差動増幅器）の入力が開放されてしまうことがな
いからノイズの混入等が発生しない安定した同期検波出
力を得ることができる。
作させてもスイッチ相互の動作タイミングのズレによる
不具合が発生しないから安定した同期検波出力を得るこ
とができる。つまりスイッチ回路の出力側に接続した増
幅器（差動増幅器）の入力が開放されてしまうことがな
いからノイズの混入等が発生しない安定した同期検波出
力を得ることができる。
【００１４】
【実施例】図１にこの発明の基本的な回路構成例を示
す。図中１０及び１１は分圧回路を示す。分圧回路１０
は抵抗器Ｒ1 とＲ2 の直列回路によって構成され、分圧
回路１１は抵抗器Ｒ3 とＲ4 の直列回路によって構成さ
れる。これら２つの分圧回路１０と１１は入力端子１に
与えられる被測定信号ｅi の振幅を１対２の比で分圧す
る。つまり各分圧回路１０と１１を構成する各抵抗器Ｒ
1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4の各抵抗値は抵抗器Ｒ1 は抵抗値
が２Ｒ、抵抗器Ｒ2 は抵抗値がＲ、抵抗器Ｒ3は抵抗値
がＲ、抵抗器Ｒ4 は抵抗値が２Ｒに設定される。従って
分圧回路１０の分圧点Ｂと共通電位点Ｄとの間に分圧さ
れて出力される分圧出力信号ｅibの振幅を１とすると、
分圧回路１１の分圧点Ａと共通電位点Ｄとの間に分圧さ
れて出力される分圧出力信号ｅiaは振幅が２となる。分
圧点ＡとＢに出力される分圧出力信号ｅiaとｅibは差動
増幅器１３に与えられ、分圧点ＡとＢの電位差を取出
す。
す。図中１０及び１１は分圧回路を示す。分圧回路１０
は抵抗器Ｒ1 とＲ2 の直列回路によって構成され、分圧
回路１１は抵抗器Ｒ3 とＲ4 の直列回路によって構成さ
れる。これら２つの分圧回路１０と１１は入力端子１に
与えられる被測定信号ｅi の振幅を１対２の比で分圧す
る。つまり各分圧回路１０と１１を構成する各抵抗器Ｒ
1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4の各抵抗値は抵抗器Ｒ1 は抵抗値
が２Ｒ、抵抗器Ｒ2 は抵抗値がＲ、抵抗器Ｒ3は抵抗値
がＲ、抵抗器Ｒ4 は抵抗値が２Ｒに設定される。従って
分圧回路１０の分圧点Ｂと共通電位点Ｄとの間に分圧さ
れて出力される分圧出力信号ｅibの振幅を１とすると、
分圧回路１１の分圧点Ａと共通電位点Ｄとの間に分圧さ
れて出力される分圧出力信号ｅiaは振幅が２となる。分
圧点ＡとＢに出力される分圧出力信号ｅiaとｅibは差動
増幅器１３に与えられ、分圧点ＡとＢの電位差を取出
す。
【００１５】ここでこの発明では振幅が大きい分圧出力
信号ｅiaを出力する側の分圧点Ａと共通電位点Ｄとの間
にスイッチ素子１２を接続し、このスイッチ素子１２を
スイッチ制御回路５によって入力端子２に与えられる参
照信号ｅr の一方の極性毎にオンに制御し同期検波動作
を行なわせる。この同期検波動作を図２乃至図４を用い
て説明する。図２は参照信号ｅr と被測定信号ｅi との
位相差θがθ＝０°の場合を示す。ここで図２Ａ、図３
Ａ、図４Ａに示すように、参照信号ｅr がＬ論理のとき
スイッチ素子１２がオフ、Ｈ論理のときスイッチ素子１
２がオンに制御されるものとすると、分圧回路１１の分
圧出力信号ｅiaは図２Ｃに示すように参照信号ｅr がＬ
論理の期間は振幅２の信号になるが、参照信号ｅr がＨ
論理の期間では共通電位０となる。
信号ｅiaを出力する側の分圧点Ａと共通電位点Ｄとの間
にスイッチ素子１２を接続し、このスイッチ素子１２を
スイッチ制御回路５によって入力端子２に与えられる参
照信号ｅr の一方の極性毎にオンに制御し同期検波動作
を行なわせる。この同期検波動作を図２乃至図４を用い
て説明する。図２は参照信号ｅr と被測定信号ｅi との
位相差θがθ＝０°の場合を示す。ここで図２Ａ、図３
Ａ、図４Ａに示すように、参照信号ｅr がＬ論理のとき
スイッチ素子１２がオフ、Ｈ論理のときスイッチ素子１
２がオンに制御されるものとすると、分圧回路１１の分
圧出力信号ｅiaは図２Ｃに示すように参照信号ｅr がＬ
論理の期間は振幅２の信号になるが、参照信号ｅr がＨ
論理の期間では共通電位０となる。
【００１６】これに対し、分圧回路１０の分圧出力信号
ｅibは図２Ｄに示すようにスイッチ素子１２のオン、オ
フに関係なく、振幅が１の信号となる。分圧出力信号ｅ
iaが差動増幅器１３の例えば反転入力端子に与えられ、
分圧出力信号ｅibが非反転入力端子に与えられたとする
と、参照信号ｅr がＬ論理の期間ではｅia−ｅibが差動
増幅器１３で演算され、差動増幅器１３の出力側に出力
される信号は図２Ｅに示すように位相反転されて増幅さ
れた−ｅo となる。
ｅibは図２Ｄに示すようにスイッチ素子１２のオン、オ
フに関係なく、振幅が１の信号となる。分圧出力信号ｅ
iaが差動増幅器１３の例えば反転入力端子に与えられ、
分圧出力信号ｅibが非反転入力端子に与えられたとする
と、参照信号ｅr がＬ論理の期間ではｅia−ｅibが差動
増幅器１３で演算され、差動増幅器１３の出力側に出力
される信号は図２Ｅに示すように位相反転されて増幅さ
れた−ｅo となる。
【００１７】参照信号ｅr がＨ論理の期間ではスイッチ
素子１２がオンになるので分圧出力信号ｅiaはｅia＝０
となり、分圧出力信号ｅibだけが差動増幅器１３の非反
転入力端子に与えられる。このとき分圧出力信号ｅibは
負極性であるから差動増幅器１３の出力は−ｅo とな
る。ｅib−ｅia＝ｅi ／３であり、ｅib＝ｅi ／３であ
るから何れの期間でも振幅が揃った両波整流出力信号が
得られ、この両波整流出力信号をローパスフィルタ１４
を通じて出力端子１５に取出すことにより図２Ｆに示す
直流電圧Ｅo が得られる。この直流電圧Ｅo は被測定信
号ｅi の振幅に比例して変化し同期検波出力信号として
取り扱うことができる。
素子１２がオンになるので分圧出力信号ｅiaはｅia＝０
となり、分圧出力信号ｅibだけが差動増幅器１３の非反
転入力端子に与えられる。このとき分圧出力信号ｅibは
負極性であるから差動増幅器１３の出力は−ｅo とな
る。ｅib−ｅia＝ｅi ／３であり、ｅib＝ｅi ／３であ
るから何れの期間でも振幅が揃った両波整流出力信号が
得られ、この両波整流出力信号をローパスフィルタ１４
を通じて出力端子１５に取出すことにより図２Ｆに示す
直流電圧Ｅo が得られる。この直流電圧Ｅo は被測定信
号ｅi の振幅に比例して変化し同期検波出力信号として
取り扱うことができる。
【００１８】被測定信号ｅi の位相が１８０°反転した
場合には図４に示すように、分圧出力信号ｅiaとｅibも
位相が反転し、この結果差動増幅器１２の出力は＋ｅo
となり、ローパスフィルタ１４の直流出力は−Ｅo とな
る。被測定信号ｅi と参照信号Ｅr の位相差θが９０°
の場合には図３に示すように差動増幅器１３の出力は各
半サイクル毎に正負に対称な信号となる。この結果ロー
パスフィルタ１４の出力は０となる。
場合には図４に示すように、分圧出力信号ｅiaとｅibも
位相が反転し、この結果差動増幅器１２の出力は＋ｅo
となり、ローパスフィルタ１４の直流出力は−Ｅo とな
る。被測定信号ｅi と参照信号Ｅr の位相差θが９０°
の場合には図３に示すように差動増幅器１３の出力は各
半サイクル毎に正負に対称な信号となる。この結果ロー
パスフィルタ１４の出力は０となる。
【００１９】図５はこの発明の具体的な実施例を示す。
この実施例では差動増幅器１３の入力側にバッファ増幅
器１６と１７を設け、このバッファ増幅器１６と１７に
よって差動増幅器１３の入力インピーダンスを高め分圧
回路１０と１１の分圧比に誤差を発生させない構造とし
た場合を示す。またこの場合、差動増幅器１３に時定数
回路１８，１９を接続し、これら時定数回路１８と１９
によって差動増幅器１３にローパス特性を与える構造と
し、全体として差動増幅機能を持つローパスフィルタ１
４を構成した場合を示す。またスイッチ素子１２はスイ
ッチ制御回路５として作用するドライバを含むアナログ
スイッチ２０を用いることができる。その他の構成は図
１と同じである。
この実施例では差動増幅器１３の入力側にバッファ増幅
器１６と１７を設け、このバッファ増幅器１６と１７に
よって差動増幅器１３の入力インピーダンスを高め分圧
回路１０と１１の分圧比に誤差を発生させない構造とし
た場合を示す。またこの場合、差動増幅器１３に時定数
回路１８，１９を接続し、これら時定数回路１８と１９
によって差動増幅器１３にローパス特性を与える構造と
し、全体として差動増幅機能を持つローパスフィルタ１
４を構成した場合を示す。またスイッチ素子１２はスイ
ッチ制御回路５として作用するドライバを含むアナログ
スイッチ２０を用いることができる。その他の構成は図
１と同じである。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
分圧回路に並列接続したスイッチ素子１２がオン、オフ
動作するだけであるから、差動増幅器１３の入力側が開
放状態になることはない。従って雑音等の混入がない安
定した同期検波出力を得ることができる。
分圧回路に並列接続したスイッチ素子１２がオン、オフ
動作するだけであるから、差動増幅器１３の入力側が開
放状態になることはない。従って雑音等の混入がない安
定した同期検波出力を得ることができる。
【００２１】また２つの分圧回路と１個のスイッチ素子
１２と差動増幅器１３とによって同期検波器を構成する
ことができるから、構成が簡単である。従って安価に同
期検波器を構成することができ、コストダウンが期待で
きる。
１２と差動増幅器１３とによって同期検波器を構成する
ことができるから、構成が簡単である。従って安価に同
期検波器を構成することができ、コストダウンが期待で
きる。
【図１】この発明の一実施例を説明するための接続図。
【図２】この発明の動作を説明するための波形図。
【図３】この発明の動作を説明するための波形図。
【図４】この発明の動作を説明するための波形図。
【図５】この発明の他の実施例を説明するための接続
図。
図。
【図６】従来の技術を説明するための接続図。
【図７】従来の技術の動作を説明するための波形図。
【図８】従来の技術の具体的な構成を示す接続図。
１０，１１ 分圧回路 １２ スイッチ素子 １３ 差動増幅器 １４ ローパスフィルタ １５ 出力端子 ｅi 被測定信号 ｅr 参照信号 ｅia，ｅib ２種類の信号
Claims (1)
- 【請求項１】 Ａ．被測定信号を振幅の比が２対１とな
る２種類の信号に分圧する２つの分圧回路と、 Ｂ．この２つの分圧回路の中の振幅が大きい方の信号を
生成する分圧回路の分圧点を参照信号の一方の極性に同
期して強制的に共通電位に接続するスイッチ素子と、 Ｃ．上記２つの分圧回路の分圧点の間の電位差を検出す
る高入力インピーダンス型差動増幅器と、 によって構成したことを特徴とする同期検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4290220A JPH06140840A (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 同期検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4290220A JPH06140840A (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 同期検波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06140840A true JPH06140840A (ja) | 1994-05-20 |
Family
ID=17753315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4290220A Withdrawn JPH06140840A (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 同期検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06140840A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012032365A (ja) * | 2010-01-26 | 2012-02-16 | Hioki Ee Corp | 測定装置 |
| JP2012122781A (ja) * | 2010-12-07 | 2012-06-28 | Hioki Ee Corp | 抵抗測定装置 |
| JP2016527491A (ja) * | 2013-06-28 | 2016-09-08 | デンマークス・テクニスク・ユニベルシタツトＤａｎｍａｒｋｓ Ｔｅｋｎｉｓｋｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｅｔ | 磁性粒子のクラスタリング動態の測定に基づくバイオセンサ |
-
1992
- 1992-10-28 JP JP4290220A patent/JPH06140840A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012032365A (ja) * | 2010-01-26 | 2012-02-16 | Hioki Ee Corp | 測定装置 |
| JP2012122781A (ja) * | 2010-12-07 | 2012-06-28 | Hioki Ee Corp | 抵抗測定装置 |
| JP2016527491A (ja) * | 2013-06-28 | 2016-09-08 | デンマークス・テクニスク・ユニベルシタツトＤａｎｍａｒｋｓ Ｔｅｋｎｉｓｋｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｅｔ | 磁性粒子のクラスタリング動態の測定に基づくバイオセンサ |
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