JPH06100667B2 - 時間間隔測定装置の校正方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の技術分野＞ 本発明は高精度時間間隔測定装置の校正方法に関する。

＜従来技術とその問題点＞ 精密なカウンタは時間間隔、パルス幅および遷移時間を
20ピコ秒の細かな分解能で測定できる。カウンタ分解能
は数10ピコ秒程度であるが、カウンタの絶対精度は系統
誤差によって制限される。これらの誤差は１ナノ秒にも
達する。平均操作により分解能をたとえば１ピコ秒から
２ピコ秒程度に向上できるが系統誤差に対してはなんの
解決策にもならず、正確さにはまだ限度がある。

系統誤差はカウンタのスタートチャネル路およびストッ
プチャネル路間の遅延差によって生じる。たとえば、ト
リガレベルの不確定性、カウンタの入力増幅器内の伝搬
遅延の差およびケーブルやプローブの電気経路長差など
すべてがカウンタの系統遅延誤差の原因となる。さらに
これらの遅延誤差は通常測定している入力信号の性質に
よって異なり、入力振幅、スルーレート、トリガレベル
および立ち上りか立ち下りかによっても変化する。

カウンタの系統誤差を補償するためカウンタを校正し、
校正プロセスから得られる校正定数でカウンタ測定結果
を補正する。この校正プロセスは通常、まずカウンタに
既知の時間間隔を供給して測定し、測定結果および既知
の値の差を求めて校正定数とし以後の測定値を補正する
ものである。

しかしながら、校正の標準となり得るような正確かつ精
密で再現性の良い時間間隔を発生するのは非常に困難で
ある。能動素子はそれ自体が系統誤差を発生し、前述の
パラメータ全てと共に変化するので能動素子を用いて信
号エッジを発生する試みはいずれも信頼できない。さら
に遷移時間、すなわちエッジの上昇下降時間は有限のた
め精密かつ、はっきり定義された電圧でタイミングを測
定しなければならない。これは信号のスロープが逆のと
きには特に言えることであ。従来はたいてい『パルスの
中間』地点で測定するのが良いとされてきた。そのよう
な測定では何が『全パルス』を構成するかを定義しなけ
ればならない。全パルスそれ自体の決定はささいな事柄
ではない。適切な決定を行なうためには別の電圧サンプ
リング機器で確率密度をプロットアウトしなければなら
ない。この付加プロセスにより時間間隔測定が過度に複
雑になることは明らかである。

従来技術において、同極性の２個の信号エッジ間の時間
間隔測定用のカウンタを校正するにはスタートチャネル
およびストップチャネル、すなわちカウンタのチャネル
Ａ、およびチャネルＢの入力に同時に、完全に同一の２
個の信号を印加せねばならない。この時の測定時間間隔
が校正定数であり、カウンタの測定結果から差し引く。
この校正技術におけるむずかしさは信号が同一であり、
該信号エッジが同じトリガレベル、すなわちタイミング
を測定する電圧レベルで同時に発生することを保証する
ことである。

正のスロープおよび負のスロープ間の時間間隔測定用カ
ウンタを校正する従来技術は一層複雑である。それには
完全に対称なテストパルスが必要である。テストパルス
を得る一つの方法はタイムベース水晶発振器を用いてパ
ルス発生器の出力をトリガするものである。このパルス
発生器自体はスペクトラムアナライザで調整して、すべ
ての偶数次高調波を極少にしておく。校正されているカ
ウンタはこのテストパルスの正の向きのスロープと負の
向きのスロープの間の時間間隔を測定する。測定された
時間間隔とテストパルスの半周期との差が系統誤差を与
える。この手順の精度はテストパルスの時間対称性およ
び電圧対称性と周波数精度によって決る。スペクトラム
アナライザはトランジスタのような能動素子を含んでい
るので未知の量の誤差が校正過程に生ずる。そこでテス
トパルスの中間地点を正確に決定する手段を用いてこの
手順を確実にする必要がある。

＜発明の目的＞ 従って本発明の目的は、信号歪の影響を受けない安価で
精密な時間間隔測定装置の校正方法を与えることであ
る。

＜発明の概要＞ 本発明に従えば時間間隔測定、パルス幅測定および遷移
時間スキューを測定するための時間間隔測定装置である
カウンタを校正する手段および装置が導入される。これ
らの測定は安価な線形受動ハードウェアで実現されるた
めにひずみ量も最少になり、別の誤差源からの系統誤差
と共に校正することができる。本発明の方法では非常に
正確な入力基準信号を必要としない。無線周波数（rf）
リレーを通過する信号のクロス−スイッチングの直線性
および同時性によりパルスの同一性は保証される。信号
は交流結合（交流信号は通すが、直流信号は阻止する結
合；例えば（株）日刊工業新聞社より昭和60年３月25日
に発行された「マグローヒル科学大辞典」第２版の第52
2頁右欄参照）によりカウンタに供給されるためタイミ
ングは全エッジに対してゼロボルトレベルで測定され
る。このようにしてゼロボルト付近での半パルス対称性
が保証される。

バイアス法を使えば、同じタイミング精度を保ったまま
ゼロボルトから任意の電圧にまで本発明に従う方法の有
効範囲が拡大する。

本発明の方法を用いてカウンタの系統誤差が決定され、
カウンタの一組の校正定数が信号源、線形受動パワース
プリッタおよび無線周波数リレーを用いて導出される。
一連のテスト測定を行い系統誤差の発生源を異なる組み
合わせでテストすることによってカウンタの校正定数を
導出し、それを以後の測定から差し引くことでカウンタ
の系統誤差を補償する。これらのテスト測定は異なる信
号スプリッタおよび信号のクロス−スイッチングを用い
てカウンタを異なる測定モード構成にすることから成
る。テスト測定および計算の両方をコンピュータ制御を
用いて数秒間で自動的に行なうことができる。本発明の
校正方法はカウンタを単独で用いる場合にも、あるいは
受動プローブ、または能動プローブと共に用いる場合に
も適用できる。

＜発明の実施例＞ （イ）同スロープ時間間隔測定 第１図は本発明の装置を組み込んだテスト構成を示す。
該構成により本発明の構成方法を用いて同じ向きの時間
間隔測定および反対の向きの時間間隔測定が可能にな
る。パルス発生器１はパルスを発生する。それはスプリ
ッタロスも考慮し、実際の測定時と類似のパルスであ
る。パルス発生器１からの出力信号は校正器３に印加さ
れ、校正器３は信号を２個の信号にスプリットし、カウ
ンタ５（本発明の関連する時間間隔測定装置の一例であ
る）のスタートチャネルおよびストップチャネルへの入
力信号とする。

校正器３は０度のパワースプリッタ13を持ち起り得る時
間スキューＰを除いてはお互いに全く同一の２個の波形
を生じる。該校正器３はまた180度のパワースプリッタ1
5も持っており、起り得る時間スキューＮを除いて１方
が他方の逆の極性の波形を生ずる。

同方向スロープ間の時間間隔測定を行う場合にはスイッ
チ17はパルス発生器１をパワースプリッタ13に接続す
る。逆方向スロープ間の時間間隔測定を行なう場合に
は、スイッチ17はパルス発生器１を180度のパワースプ
リッタ15に接続する。スイッチ19はスイッチ17と連動し
て変化し、パルス発生器１からの入力信号を受信するパ
ワースプリッタを出力端子23および25に接続する。

スイッチ21は出力端子23および25をカウンタ５のチャネ
ルＡおよびチャネルＢの両入力端子に接続する。スイッ
チ21には２つの状態があり、パワースプリッタ出力がカ
ウンタ入力間で切り換えられるようにしている。一方の
状態においては出力端子23はカウンタ５のチャネルＡに
接続され、出力端子25はチャネルＢに接続される。もう
一方の状態においては出力端子25がチャネルA,出力端子
23がチャネルＢにそれぞれ接続される。

校正のためにカウンタ５は系統誤差すなわち、時間遅延
のない『完全なカウンタ』７と全ての誤差および遅延を
代表する２個の入力増幅器９および11とにモデル化でき
る。チャネルＡ入力は増幅器９を通ってカウンタ７のス
タート入力に接続され、チャネルＢ入力は増幅器11を通
ってカウンタ７のストップ入力に接続される。

同方向スロープ測定に対してのパルス発生器１からの信
号および測定信号間の差を第2A図に示す。第2A図におい
てチャネルＡの入力波形50を実線で示し、チャネルＡの
測定波形52を破線で示した。同様にチャネルＢの入力波
形54および実際の測定波形56をそれぞれ実線および破線
で示す。波形50および波形52の時間差A⁺は主にカウンタ
入力増幅器９によってこの正の向きのパルスに生じた伝
搬遅延によるものである。同様にチャネルＢについて理
想の波形54および実際の波形56の間の時間差B⁺は主にカ
ウンタ入力増幅器11によって正の向きのパルスに生じた
伝搬遅延によるものである。これら両方の時間差がカウ
ンタ５による測定の系統誤差となる。

もう一つの系統誤差を与えるものはチャネルのトリガ電
圧の誤差、すなわちチャネルＡのV_aおよびチャネルＢの
V_bによる時間差である。トリガ電圧誤差V_aおよびV_bによ
って生じたタイミング誤差はスルーレートに依存する。
スルーレートとは単位時間内の電圧変動のことであり、
測定波形52および56のスロープのことである。結果とし
てのタイミング遅延は電圧トリガレベルをスルーレート
で割ったものである。したがって、もしチャネルＡのス
ルーレートがＸであればトリガ電圧誤差の寄与はV_a/Xで
ある。同様に、もしチャネルＢのスルーレートがＹであ
ればトリガ電圧誤差の寄与はV_b/Yとなる。

さらに、系統誤差を与えるものに第2A図には示していな
いが、パワースプリッタを通る経路長差Ｐがある。しか
しながら、この誤差は校正器の２個の出力間の信号をス
イッチングすることで取り除かれる。接続ケーブルの経
路長差も誤差となるが増幅器誤差と一緒に除去される。

最も簡単に実現できる校正は同じエッジ、すなわち同じ
向きの信号測定である。同一信号が整合されたパワース
プリッタを経てカウンタのＡチャネルおよびＢチャネル
に供給される。両チャネルは同じ正の向きのエッジで同
じトリガレベル、すなわち0.00ボルトで時間間隔を測定
するようセットする。理想的にはゼロの読みが得られ
る。実際の読みT1はチャネルＢおよびチャネルＡの正の
スロープの伝搬遅延差を表わす。すなわち、 B⁺−A⁺＝T1 （１） である。時間間隔T1は例えば、HP5370B等の校正される
べき時間間隔測定装置においては、スタート信号とスト
ップ信号の時間差（絶対値）とスタート信号とストップ
信号の先後関係が測定されて正負の符号を有する実数と
して求められます。

同様に、負のスロープに両チャネルをセットすることに
より測定値T2が得られる。これはチャネルＢおよびチャ
ネルＡの負のスロープに対すする伝搬遅延差を表わす。

B^-−A^-＝T2 （２） トリガレベル誤差の影響も含まれている。もし、トリガ
レベル誤差がＶであれば測定に付随するタイミング誤差
は正のスロープのスタートパルスあるいは負のスロープ
のストップパルスに対して負（測定間隔は短かい）であ
り、負のスロープのスタートパルスあるいは正の向きの
ストップパルスに対して正（測定間隔は長い）である。

さらにケーブルを逆接続して測定するのでパワースプリ
ッタ内、あるいはケーブル内の電気的経路長差のため信
号間には小さいけれども有限の時間スキューＰが混入し
得る。

時間スキューＰ、およびトリガレベルV_aおよびV_bの影響
があると式（１）および（２）は次のようになる。

B⁺-A⁺-V_a/X+V_b/X+P₊＝T1 （３） B^--A^-+V_a/Y-V_b/Y+P_-＝T2 （４） ここで A⁺はチャネルＡの正のスロープの伝搬遅延、 A^-はチャネルＡの負のスロープの伝搬遅延、 B⁺はチャネルＢの正のスロープの伝搬遅延、 B^-はチャネルＢの負のスロープの伝搬遅延、 V_aはチャネルＡのトリガ誤差、 V_bはチャネルＢのトリガ誤差、 Ｘは上昇スルーレート Ｙは下降スルーレート P₊は正のスロープの時間スキュー P_-は負のスロープの時間スキュー である。

チャネルＡおよびＢへの信号を逆にし、測定をくり返す
と式（３）と（４）に類似したさらに２つの時間間隔校
正測定ができる。

B^--A^-+V_a/Y-V_b/Y-P_-＝T3 （５） B⁺-A⁺-V_a/X+V_b/X-P₊＝T4 （６） 測定時間間隔T1,T4およびT2,T3を平均すると次の式が得
られる。

（T1＋T4）/2＝B⁺-A⁺-(V_a-V_b)/X （７） （T2＋T3）/2＝B^--A^-+(V_a-V_b)/Y （８） もしトリガレベルV_aおよびV_bを0.00ボルトにセットすれ
ば式（７）および（８）から所望校正定数が得られる。
トリガ回路の有限のヒステリシス幅を持ったカウンタの
場合にはトリガ点はスロープに依存して0.00ボルトに対
してヒステリシス幅の半分だけ上および半分だけ下にあ
るが、V_a-V_bは依然０であり式（７）および（８）も依
然有効である。スルーレートＸおよびＹが大きくなけれ
ばトリガレベルで誘発される誤差は減少する。

正および負のスロープを使い、P₊およびP_-スキュー時間
を区別することによって本測定で十分に校正精度をチェ
ックできる。（T1−T4）/2および（T2−T3）/2からP₊お
よびP_-が得られる。P₊およびP_-間の差は測定により決定
でき、次の式で与れられ、 (P₊-P_-)＝（T1−T2＋T3−T4）/2 （９） 校正精度をチェックするのに用いられる。(P₊-P_-)が０
からどの位ずれているかによって測定誤差の大きさおよ
び校正手順の妥当性がわかる。

（ロ）反対向きのスロープの時間間隔校正 チャネルＡおよびチャネルＢに反対向きのスロープを用
いる校正に対しては『ゼロ時間』の標準が必要である。
すなわち、正確に同時に共通のトリガレベルで反対方向
に切り換わる２つの信号、もしくは前述のＰに類似した
スロープによらない一定遅延の２個の信号が必要であ
る。たいがいの能動回路はこのようにできない。高周波
差動増幅器ですらターンオン遅延およびターンオフ遅延
が数百ピコ秒異なることは珍しいことではない。

第１図に示した装置は反対向きのスロープのパルスエッ
ジ間の時間間隔測定校正にも用いることができる。パル
ス発生器１からの入力信号および反対向きのスロープ測
定で測定された信号間の差を第2B図に示す。

第2B図ではチャネルＡの入力波形60を実線で示し、実際
の測定波形62を破線で示す。同様に、チャネルＢの入力
波形64および実際に測定した波形66をそれぞれ実線およ
び破線で示す。波形60および波形62間の時間差A⁺は一義
的にはこの正のスロープのパルスに生じたカウンタ入力
増幅器９の伝搬遅延によるものである。同様にチャネル
Ｂに対し理想波形64および実際の波形66の時間差B^-は一
義的にはカウンタの入力増幅器11によってこの負のスロ
ープのパルスに生じた伝搬遅延によるものである。同方
向スロープパルス測定の場合と同様、これら両時間差が
カウンタ５による測定の系統誤差となる。

カウンタがチャネルＡの波形62（第2B図）のスタート点
およびチャネルＢの波形66（第2B図）のストップ点間の
時間差を測定する場合、別の種類の系統誤差が生じる。
また、チャネルのトリガ電圧誤差、すなわち、チャネル
ＡのV_a，チャネルＢのV_bの差が系統誤差となる。妥当な
校正定数を決定するため同方向スロープ測定時と同様、
これらトリガ電圧誤差の寄与を考慮に入れなければなら
ない。

また、同方向スロープの場合と同様、パワースプリッタ
15および接続ケーブルを通る経路長差を考慮に入れなけ
ればならない。この時間差はＮと呼ばれ、同方向スロー
プの場合のＰと異なる。それは異なるパワースプリッタ
が用いられるからである。

反対方向のスロープの校正の場合、信号は180度のパワ
ースプリッタによって供給され、該パワースプリッタは
線形受動素子である。この遅延はスロープに依存しな
い。ゼロ度のパワースプリッタの場合と同様、２個の出
力ポート間の一定のスキューの影響を補償し、除去する
ことができる。

測定は２回行う。まずチャネルＡは正の向きのスロー
プ、チャネルＢは負の向きのスロープにセットし、次に
その逆にセットする。スキューＮの影響およびトリガレ
ベルの影響を含め 増幅器遅延に関連した結果T5およびT6が測定により次の
ように導かれる。

B^--A⁺+N_+--V_a/X-V_b/X＝T5 （10） B⁺-A^-+N_-++V_a/Y+V_b/Y＝T6 （11） ここで、 N_+-はチャネルＡの正の向きのスロープおよびチャネル
Ｂの負の向きのスロープ間のスキューである。

N_-+はチャネルＡの負の向きのスロープおよびチャネル
Ｂの正の向きのスロープ間のスキューである。

X,Yは先頭および後続のエッジの信号のスルーレートで
ある。

校正が終るとケーブルを逆にして、さらに２回測定し、
チャネルＡの遅延およびチャネルＢの遅延に関連した結
果T7およびT8が次のように導かれる。

B⁺-A^--N_-++V_a/X+V_b/X＝T7 （12） B^--A⁺-N_+--V_a/Y-V_b/Y＝T8 （13） 前と同様、異なるスロープのスキューに対応する校正器
の遅延N_+-およびN_-+を区別する。

ここで、 (N_+--N_-+)＝（T5−T6＋T7−T8）/2 （14） であるので（T5−T8）−（T6−T7）を見ることで妥当性
をチェックできる。ゼロからの偏差は測定誤差の大きさ
を示し、校正測定の妥当性をチェックするのに役立つ。
T5,T8およびT6,T7の平均は次の式で与えられる。

（T5＋T8）/2＝B^--A^+-(V_a+V_b)(1/X+1/Y) （15） （T6＋T7）/2＝B⁺-A^-+(V_a+V_b)(1/X+1/Y) （16） 同方向のスロープの場合と同様にもし(V_a+V_b)＝０であ
れば反対方向スロープ測定に対する校正定数が式（15）
および（16）で与えられる。したがって、実際問題とし
てトリガレベルV_aおよびV_bは0.00ボルトに正確にセット
することもできるし、ヒステリシスがあれば反対向きの
スロープ測定に対しても実際のトリガ点は中心に対して
対称となり、V_a+V_b＝０は保たれる。式（15）および（1
6）は所望の反対方向のスロープの校正定数を与え、ヒ
ステリシスに対して補正は不要である。

要するに、上述の８回の測定によって得られる結果T1〜
T8によりスタートチャネルＡ、ストップチャネルＢを正
の向きのスロープエッジ、あるいは負の向きのスロープ
エッジの検出に使ったときの４個の可能な測定セットア
ップの組み合わせに対して校正定数が次のように決定さ
れる。

T₊₊（スタートおよびストップが共に正）＝（T1＋T4）/
2 （17a） T_--（スタートおよびストップが共に負）＝（T2＋T3）/
2 （17b） T_+-（スタートが正、ストップが負）＝（T5＋T8）/2（1
7c） T_-+（スタートが負、ストップが正）＝（T6＋T7）/2（1
7d） 以後の測定から校正定数を差し引くわけであるが、トリ
ガレベルは0.00ボルト、校正時と同じ大きさの信号でス
ロープ対応も同じでなければならない。

時間間隔測定の校正手順を要約するとまず、テストする
カウンタ５を校正器３の出力に接続する。カウンタトリ
ガレベルは0.00ボルトにセットする。０度のパワースプ
リッタを接続し、同スロープの波形に対して測定する。
カウンタスタートおよびストップチャネルはまず正の向
きのスロープエッジでトリガするようにセットし次に負
の向きのスロープエッジでトリガするようにセットす
る。次に接続ケーブルを切り換え、校正器出力が反対の
カウンタ入力チャネルに行くようにし、さらに２回測定
する。180度のパワースプリッタを接続して第２組の４
回の測定を行う。これらの測定は第１組の測定に類似し
ているが、カウンタスタートおよびストップチャネルは
テスト波形の反対向きのスロープエッジでトリガされ
る。これら８回のテスト測定の結果から４個の必要な校
正定数が式（17a）〜（18d）に従って決定される。カウ
ンタ校正用信号は約50％のデューティーサイクルで次に
測定される実際の信号に似ていなければならない。以後
のカウンタの測定に適当な校正定数を付加すれば、著し
く系統誤差が軽減されて時間間隔測定ができる。

（ハ）プローブ 高インピーダンスプローブを持ったカウンタに対しては
プローブの遅延はカウンタの入力増幅器の遅延に含める
ことができる。

第３図はカウンタが高インピーダンスプローブを持って
いる場合に用いる代替テストの構成を示す。高インピー
ダンスプローブ30は校正器３の出力およびカウンタ５の
入力チャネルＡおよびＢに接続される。高インピーダン
スプローブ30を用いる場合校正器３の出力を50オームの
抵抗器40および42で終端する。もし抵抗器40および42が
ないときは代わりにパルス発生器を50オームで終端して
おく。T1からT8の８回の測定は前述と同様に得られる。
得られる校正定数はプローブとカウンタの組み合わせに
対してのものである。

プローブあるいはケーブルの不整合は校正中にカウンタ
系統誤差と一緒にされるので後の測定が有効となるため
には同一のプローブおよびケーブルを用いねばならな
い。

（ニ）パルス幅校正手順 パルス幅測定においては単一の信号がカウンタ内でスプ
リットされ、反対向きのスロープエッジで時間間隔測定
がなされる。そのような測定を校正するためには内部ス
プリッタの影響を考慮に入れなければならない。プロー
ブの場合、一本のプローブがスタートおよびストップの
両操作に用いられる。一般に遅延は２本のプローブを用
いる場合とは異なる。したがって、新しい状況に対して
は別の校正手順が必要となる。

第４図はパルス幅測定用のカウンタ校正ハードウェア構
成を示す。パルス発生器１は180度のパワースプリッタ1
5にテストパルスを供給する。パワースプリッタ15は２
個の出力信号を発生する。１つは端子103に、もう１つ
は端子105に供給し一方が他方の反転である。スイッチ2
1を用いて端子103の信号あるいは端子105の信号のどち
らか一方をカウンタ５の入力に接続し、その間もう一方
の端子の出力は50オームの抵抗器116に接続する。カウ
ンタ５は遅延のない完全カウンタ７および前に並んだカ
ウンタ内の全ての遅延を代表する２個の増幅器9,11およ
び０度の内部パワースプリッタ112としてモデル化され
る。入力信号は内部パワースプリッタ112に伝わり、該
パワースプリッタはチャネルＡ入力増幅器９およびチャ
ネルＢ入力増幅器11に対して２個の信号を供給する。チ
ャネルＡ入力増幅器９は入力信号の立ち上り部分で遅延
A⁺を生じる。内部パワースプリッタ112はチャネルＢ信
号の負の向きのスロープにスキューD^-を生じ、チャネル
Ｂ入力増幅器11は負の向きのスロープに伝搬遅延B^-を生
じる。明快にするためトリガレベルに誘導された誤差は
この図では省略する。増幅器９の上昇出力から増幅器11
の下降出力まで測定が行われる。第5A図はカウンタがパ
ルス幅測定用に構成された場合のカウンタのチャネルＡ
およびチャネルＢの波形を示す。波形70はカウンタ入力
の波形である。波形72は増幅器９の出力である。２個の
波形の差は主にチャネルＡのカウンタ入力増幅器９によ
って生じた伝搬遅延A⁺によるものである。波形74は増幅
器11の出力である。この波形および入力波形70の差はカ
ウンタ内部のパワースプリッタおよびチャネルＢの入力
増幅器によって生じた伝搬遅延によるものである。負の
スロープに対してはこれらはそれぞれD^-およびB^-にな
る。

カウンタは波形72の正の向きのスロープエッジから波形
74の負の向きのスロープエッジまで波形70のパルス幅Ｈ
を測定しようとする。時間間隔測定においてはチャネル
ＡおよびチャネルＢ間のトリガ電圧の差により余分の系
統誤差が生じる。測定されたパルス幅Ｈはスタートチャ
ネルＡの遅延によって減少し、ストップチャネルＢの遅
延によって増加する。したがって、測定値W₁はＨおよび
誤差を含みトリガレベルによる誤差を無視すれば次のよ
うになる。

W₁＝B^-+D^--A⁺+H （18） 第5B図において、波形71は第４図のリレースイッチ21を
180度のパワースプリッタ15のもう一方の端子に切り換
えることによって第5A図の波形70から反転される。チャ
ネルＡおよびチャネルＢによる測定のため波形75はA⁺だ
け遅延し、波形76は(B^-+D^-)だけ遅延する。その結果測
定値W₄はもう一方の半波長ＬとW₁に類似の誤差項から成
る。

W₄＝B^-+D^--A⁺+L （19） チャネルＡで負のスロープを用い、チャネルＢで正のス
ロープを用いる波形も全く同様であり、時間幅測定値W₂
およびW₃を得る。この図は再掲しない。

最後に、周期平均測定をする。周期測定において系統誤
差は無視でき、周期PerはＨおよびＬの合計である。

もし波形70の上昇スルーレートがＸおよび下降スルーレ
ートがＹならば鏡像である波形71の下降スルーレートは
−Ｘおよび上昇スルーレートはＹと仮定できる。４個の
測定値W₁,W₂,W₃およびW₄の測定は70で２度、71で２度行
われる。構成要素の形で見るとこれらの測定は以下のテ
ーブルに要約される。

ここで、 D⁺は正の向きのスロープ内部遅延 D^-は負の向きのスロープ内部遅延 Ｈはテスト信号の高い方の半周期 Ｌはテスト信号の低い方の半周期 である。

内部パワースプリッタの遅延Ｄはスロープに依存するD⁺
およびD^-として扱われ、増幅器伝搬遅延とし一緒にされ
て校正される。トリガレベル誤差の影響は含まれてい
る。信号源の周期および幅の両方の安定性は重要であ
る。

正のパルスに対する所望の校正定数W_+-および負のパル
スに対する所望の校正定数W_-+は0.00ボルトに補正され
れば理想的には以下のようである。

W_+-＝B^--A⁺+D^--V_a/X-V_b/Y （25） W_-+＝B⁺-A^-+D⁺+V_a/X+V_b/Y （26） 測定結果W_1-4およびPERから次のように計算される。

W_+-＝（W₁＋W₄−PER）/2 （27a） W_-+＝（W₂＋W₃−PER）/2 （27b） もしV_a＝V_b＝0,すなわち、トリガレベルが0.00ボルトで
あれば式（25）および（26）は校正定数W_+-およびW_-+を
与える。ヒステリシスがあり、V_a+V_b＝０の場合、（2
5）および（26）が正しいためには上昇スルーレートお
よび下降スルーレートは同じでなければならない。

本発明の装置モデルに従って、同種の校正定数を異なる
測定値の組み合わせによって求める（すなわち、推定す
る）ことができる。それらのうちどれが現におこなって
いる校正において妥当であるかを考える。

まず、式（27a）、式（27b）に対応するW_+-、W_-+の別の
表現の例をそれぞれ２つづつ次に示す。

W_+-（ａ）＝W₁−PER/2−(W₁-W₂-W₃-W₄)/4 （28a） W_+-（ｂ）＝W₄−PER/2＋(W₁-W₂+W₃-W₄)/4 （28b） および W_-+（ａ）＝W₂−PER/2＋(W₁-W₂+W₃-W₄)/4 （29a） W_-+（ｂ）＝W₃−PER/2−(W₁-W₂+W₃-W₄)/4 （29b） W_+-とW_+-（ａ）とW_+-（ｂ）、あるいはW_-+とW_-+（ａ）
とW_-+（ｂ）などはそれぞれ、一群にまとめて、それら
の中で相互比較をおこなう。もし、トリガレベル誤差V_a
およびV_bが小さく、またスルーレートＸおよびＹが大き
く、ほぼ同じ位であればそれら群内での値相互の違いは
小さい。詳細は省くが、式（27a）、式（27b）に対応す
るW_+-とW_-+とはＸとＹの平均値のスルーレートを仮定し
ており、他の２つづつはどのエッジがＸでどのエッジが
Ｙであるかを区別しているといえる。

要するに時間幅測定校正には４回の時間間隔測定および
一周期の測定が必要である。校正器の180度のパワース
プリッタはテスト入力信号から２個の出力信号を得るの
に用いる。カウンタに接続したパワースプリッタの２個
の出力信号の一方を使い２回測定する。まずチャネルＡ
の信号を正の向きのスロープエッジでトリガし、チャネ
ルＢの信号を負の向きのスロープでトリガする。次にそ
の逆を行う。カウンタに接続したパワースプリッタのも
う一方の出力信号を使いさらに２回測定する。第１の測
定後前と同様トリガ極性を逆にする。最後に比較的長い
サンプリング時間で周期を測定する。平均周期測定を正
確に行うためである。

これら５回のテスト測定の結果から式（27a）および（2
7b）に従って所望の２個の校正定数が決定される。以
後、パルス幅の測定値に適当な校正定数を付加すれば、
著しく系統誤差が軽減され、測定ができる。

第６図は高インピーダンスプローブ30がカウンタの入力
に接続されている場合に用いられる代替テスト構成を示
す。高インピーダンスプローブ30を用いる場合180度の
パワースプリッタ15の出力を50オームの抵抗器40,42で
終端するかあるいはパルス発生器側で終端しなければな
らない。スイッチ21はパワースプリッタ15の２個の出力
間で高インピーダンスプローブ30を切り換える。

（ホ）上昇および下降時間校正 上昇および下降時間測定はチャネルＡおよびチャネルＢ
の両方に対して同じスロープを用いる以外は時間幅測定
と同じである。ここでは、10％〜90％のような極端な値
にトリガレベルをセットする前にパルスの中間での誤差
を校正する。第７図はカウンタ５の上昇および下降時間
測定を校正するのに必要なハードウェアを示す。180度
のパワースプリッタの代わりに０度のパワースプリッタ
13（第４図参照）を用いる以外はこのハードウェアは第
４図に示すパルス幅校正ハードウェアと同じである。

チャネルＡの信号160（第８図参照）がトリガ電圧V_aを
越えると測定が始まる。チャネルＢの信号162がV_bと等
しくなると測定は終わる。測定結果はＲである。チャネ
ルＡの入力増幅器９（第７図参照）は遅延A⁺を生じる。
パワースプリッタ112は遅延D⁺を生じ、チャネルＢ入力
増幅器11は遅延B⁺を正じる。理想的にはトリガレベルV_a
およびV_bは等しい。もし、それらが等しくなければ信号
のスルーレートＸに伴って時間間隔誤差(V_b-V_a)/Xが現
れる。

１個の入力信号だけを用い、２回のT,I（時間間隔）を
測定し、測定結果ＲおよびＦを得る。構成要素をみると
ＲおよびＦは、 スルーレートX,Yを早くし、トリガレベルをできるだけ
等しくセットすると最後の項は無視できる。ＲおよびＦ
は上昇および下降時間校正定数である。遅い信号を校正
するときはトリガレベルを非常に正確に、すなわちV_b＝
V_a＝0.00ボルトに調整することが重要である。トリガレ
ベルを正確に調整すればスルーレートがわずかに変って
もＲおよびＦは変化しない。注目すべきはもし、中間レ
ベルを0.00ボルトに調整すればヒステリシス効果は再び
相殺されることである。ヒステリシス幅Ｈに対してV_aお
よびV_bの両方が半分の幅だけスロープによって上下する
からである。同じスロープに対してはV_a-V_b＝０であ
る。

一方のチャネルの10％から他方のチャネルの90％までの
上昇時間および下降時間をこの方法で完全に校正するこ
とはできない。この方法はパルスの中間あたりでトリガ
レベルが同じ場合に適合し、したがって10％〜90％の極
端な値にパルスのトリガレベルをセットする前にパルス
の中間でスキューを除去することができる。

（ホ）任意のトリガレベルでの校正 今までのところすべての校正は0.00ボルトのトリガレベ
ルで行ってきた。これはロジックファミリの中間遷移電
圧、たとえばECLに対して−1.3ボルトで校正したいユー
ザには望ましくない。校正出力にバイアス電流源および
ブロッキングコンデンサを付加することによりそれが可
能になる。第９図は０ボルト以外のトリガ電圧を得るた
めに必要なハードウェアを示す。電流源200および201は
バイアス電流を供給し、トリガ電圧V_rに等しいDCオフセ
ット電圧を生じる。これらは演算増幅器206および208に
よって制御され、校正出力電圧36および38をセンスし、
入力電圧V_rと比較するブロキングコンデンサ202および2
04はパワースプリッタ13および15に電流が流れないよう
にする。

各チャネルにおいて、電流源200,201からのバイアス電
流は各チャネルのトリガレベルに正確に等しいDCオフセ
ット電圧を供給しなければならない。たとえば、もしチ
ャネルＡが1.00ボルトで構成されれば20.0ミリアンペア
のバイアス電流が要求される。２個のチャネルに対する
トリガレベルは厳密に言えば同じである必要はない。し
かしながら、50％のデューティーサークルを用いれば用
いる絶対電圧にかかわらずだいたい振幅の半分のところ
で有効な校正が常時行われる。

高インピダンスプローブの場合、全く前と同様、第３図
に示すように校正出力又は校正入力で終端抵抗器が必要
である。

時間幅測定あるいは上昇／下降時間測定校正においては
両チャネルは同じトリガレベルでなければならない。

本発明の校正手順はコントローラにより自動的に実行さ
れる。コントローラは校正器のスイッチを操作し、カウ
ンタ入力チャネルのトリガ電圧、およびスロープ極性を
セットし、テスト測定の結果から校正定数を導出する。

手順をオートメーション化するために必要な装置を第10
図に示す。校正されるカウンタ５にはインタフェイスバ
ス218を通ってコンピュータコントローラ216から受けた
命令に従って測定し、測定結果をバス218を通ってコン
トローラ216に送る機能が必要である。そのようなカウ
ンタの一例はHewlett-Packard HP5370Bカウンタであ
る。校正器３もまたインターフェイスバス218を通って
コントローラ216から受けたコマンドで制御される。一
例がHewlett-Packard J06-59992A時間間隔校正器であ
る。コントローラ216はプログラム可能なマイクロコン
ピュータあるいはミニコンピュータあるいは専門の測定
器コントローラである。

コントローラ216は一連のコマンドにより校正器３の内
部構成を変える。該コマンドは校正器３のスイッチを切
り換え、０度のパワースプリッタもしくは180度のパワ
ースプリッタのどちらかを選択し、出力信号をカウンタ
５のスタートおよびストップ入力に送る。第１図のスイ
ッチ21を用い、パワースプリッタの出力をスタートチャ
ネルからストップチャネルまで切り換えたり、その逆に
切り換えたりして信号を交互に接続する。コントローラ
216またはカウンタ５のスタートおよびストップチャネ
ルの電圧のトリガレベルおよびスロープ極性をセットす
る。電源116からのオフセット電圧も同様である。

時間間隔測定校正に対してはコントローラ216は校正器
３およびカウンタ５にコマンドを送り式３〜６および10
〜13で与えられた測定T1〜T8に必要な構成にする。一連
の各構成でコントローラ216はカウンタ５に測定を命令
し、該測定でのデータを蓄積する。８回の測定が行われ
るとコントローラ216は式（17a）‐（17d）に従って４
回の時間間隔校正定数を計算する。

パルス幅測定校正も同様な手順で行う。コントローラ21
6は式（20）〜（24）で与えられたW₁〜W₄およびPERの測
定に必要なように校正器３およびカウンタ５を構成し、
５回の測定からのデータを蓄積し、式（27a）および（2
7b）に従って２個のパルス幅校正定数を計算する。

上昇および下降時間測定校正もまた同様な手順に従い、
都合よく同じ装置で式（30）および（31）で与えられた
構成を用いて容易に行うことができる。

時間間隔測定機器の設計および校正技術において、前述
のカウンタ用校正装置および校正方法が他のタイプの時
間間隔測定機器にたやすく応用できることは明白であ
る。たとえば、実時間オシロスコープ，サンプリングオ
シロスコープ，デジタイジングオシロスコープおよび波
形記録計などに応用できる。

＜発明の効果＞ 上記において詳述した本発明のいくつかの実施例からも
明らかなように、試験用信号は線形受動回路によって処
理されて校正さされるべき時間間隔測定装置に導入され
るので、波形の非線形歪が発生しないので、波形の非線
形歪による校正誤差が生じない。また校正によって得ら
れる精度の目安が得られるから、校正の信頼度が向上す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の方法を適用して時間間隔測
定用カウンタの校正をおこなう校正装置のブロック図、
第2A図は第１図の装置により同一スロープの測定をおこ
なうカウンタの校正中に、実際に測定される信号と入力
試験信号の代表的波形図、第2B図は第１図の装置により
反対スロープの測定をおこなうカウンタの校正中に実際
に測定される信号と入力試験信号の代表的波形図、第３
図は高インピーダンス・プローブを装備するカウンタに
適合するようにした第１図の校正装置のブロック図、第
４図は本発明の１実施例の方法を適用して、パルス幅測
定用、カウンタの校正をおこなう装置のブロック図、第
５図は第４図の装置を用いてパルス幅測定をおこなうカ
ウンタの校正中に、実際に測定される信号と入力試験信
号の代表的波形図、第６図はパルス幅測定用高インピー
ダンス・プローブを装備するカウンタに適合するように
した第４図の校正装置のブロック図、第７図は本発明の
実施例の方法により上昇および下降時間測定用カウンタ
の校正をおこなう校正装置のブロック図、第８図は第７
図の装置により上昇及び下降時間を測定するカウンタの
校正中に実際に測定される信号と入力試験信号の代表的
波形図、第９図はゼロボルト・レベル以外でトリガをか
けるために制御電流源とブロッキングコンデンサを付加
した第１図の校正装置のブロック図、第10図はコンピュ
ータ制御用に変形された第１図、第４図、第７図および
第９図の装置のブロック図。 1:パルス発生器； 3:校正器； 5:カウンタ； 7:完全なカウンタ； 9,11:入力増幅器； 13:0度パワースプリッタ； 15:180度パワースプリッタ； 17,19,21:スイッチ； 30:プローブ； 112:内部パワースプリッタ； 202,204:ブロッキングコンデンサ； 206,208:演算増幅器； 200,201:電流源； 216:コントローラ； 218:インタフェイスバス；

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】次の（イ）〜（ホ）に記載する各段階から
   成る１つあるいは複数のチャネルを備えた時間間隔測定
   装置を校正するための時間間隔測定装置の校正方法、 （イ）試験信号を発生する段階、 （ロ）前記試験信号を受動的かつ線形的に分割し、第１
   および第２のコヒーレント信号を発生する段階、 （ハ）前記第１のコヒーレント信号を前記複数のチャネ
   ルのひとつにかつ前記第２のコヒーレント信号を前記複
   数のチャネルの他のひとつに、同時にかつ交流結合によ
   って印加する段階、 （ニ）前記それぞれのチャネルに入力された前記第１お
   よび第２のコヒーレント信号間の時間間隔を前記時間間
   隔測定装置により測定して第１の測定値を得る段階、 （ホ）前記測定によって得られた第１の測定値から前記
   時間間隔測定装置の校正定数を求める段階。
2. 【請求項２】前記（イ）〜（ホ）に記載する各段階に次
   の（ヘ）〜（チ）に記載する各段階を追加して成る特許
   請求の範囲第１項記載の時間間隔測定装置の校正方法、 （ヘ）前記第２のコヒーレント信号を前記複数のチャネ
   ルのひとつにかつ前記第１のコヒーレント信号を前記複
   数のチャネルの他のひとつに、同時にかつ交流結合によ
   って印加する段階、 （ト）前記それぞれのチャネルに入力された前記第１お
   よび第２のコヒーレント信号間の時間間隔を前記時間間
   隔測定装置により測定して第２の測定値を得る段階、 （チ）前記第１、第２の測定値から前記時間間隔測定装
   置の校正定数を求める段階。