JPH0583086A - マイクロ波信号用のアナログ可変移相器 - Google Patents
マイクロ波信号用のアナログ可変移相器Info
- Publication number
- JPH0583086A JPH0583086A JP4019928A JP1992892A JPH0583086A JP H0583086 A JPH0583086 A JP H0583086A JP 4019928 A JP4019928 A JP 4019928A JP 1992892 A JP1992892 A JP 1992892A JP H0583086 A JPH0583086 A JP H0583086A
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- JP
- Japan
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- circuit
- phase shifter
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】マイクロ波モノリシック技術により集積回路と
して製造でき、所与の動作周波数範囲に対しては、トラ
ンジスタの負帰還のリアクタンスの変動範囲全体にわた
って有効に機能する入力及び出力の整合回路を提供す
る。 【構成】この回路は、移相回路１と能動形入力整合回路
２と能動形出力整回路３とを含む。移相回路１はトラン
ジスタＴ２を有し、そのソースは接地され、ドレイン及
びゲート間はコンデンサーＣ７、バラクターダイオード
Ｔ５、インダクタンスＬ３から成る負帰還回路により結
ばれている。バラクターダイオードＴ５は抵抗Ｒ３によ
り直流可変電源Ｖｖａｒに結ばれている。信号入力はコ
ンデンサーＣ１を経て、能動型入力整合回路２に入る、
共通ゲート型接続のトランジスタＴ１により整合された
出力は移相回路１に入って処置され、次段の能動型整合
回路３に入り、トランジスタＴ３及びダイオード接続ト
ランジスタＴ４により整合され次段に送出される。
して製造でき、所与の動作周波数範囲に対しては、トラ
ンジスタの負帰還のリアクタンスの変動範囲全体にわた
って有効に機能する入力及び出力の整合回路を提供す
る。 【構成】この回路は、移相回路１と能動形入力整合回路
２と能動形出力整回路３とを含む。移相回路１はトラン
ジスタＴ２を有し、そのソースは接地され、ドレイン及
びゲート間はコンデンサーＣ７、バラクターダイオード
Ｔ５、インダクタンスＬ３から成る負帰還回路により結
ばれている。バラクターダイオードＴ５は抵抗Ｒ３によ
り直流可変電源Ｖｖａｒに結ばれている。信号入力はコ
ンデンサーＣ１を経て、能動型入力整合回路２に入る、
共通ゲート型接続のトランジスタＴ１により整合された
出力は移相回路１に入って処置され、次段の能動型整合
回路３に入り、トランジスタＴ３及びダイオード接続ト
ランジスタＴ４により整合され次段に送出される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波信号用のアナ
ログ可変移相器に関する。
ログ可変移相器に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の移相器は特に、アンテナによっ
て送信または受信されたビームの調整素子を含むアレイ
型アンテナで使用される。かかるビーム調整素子は、ア
ンテナが受信したマイクロ波信号の位相及び振幅を調整
するために、アレイピッチと呼ばれる間隔ずつ離間した
単位モジュールの集合を含む。
て送信または受信されたビームの調整素子を含むアレイ
型アンテナで使用される。かかるビーム調整素子は、ア
ンテナが受信したマイクロ波信号の位相及び振幅を調整
するために、アレイピッチと呼ばれる間隔ずつ離間した
単位モジュールの集合を含む。
【０００３】宇宙空間での使用、特に「能動アンテナ」
と呼ばれる小型化されたアレイ型アンテナを使用する宇
宙空間装置では、できるだけ広い位相シフト範囲にわた
ってできるだけ精密な調整精度を維持しながら、これら
の単位モジュール、特に単位モジュール中の位相調整用
の単位回路をできるだけ小型化することが必要である。
と呼ばれる小型化されたアレイ型アンテナを使用する宇
宙空間装置では、できるだけ広い位相シフト範囲にわた
ってできるだけ精密な調整精度を維持しながら、これら
の単位モジュール、特に単位モジュール中の位相調整用
の単位回路をできるだけ小型化することが必要である。
【０００４】このような用途で必要とされる別の条件
は、これらの単位回路の電力消費をできるだけ少なくす
ること、及び、これらの単位回路のインピーダンスを整
合させることによって中間絶縁回路を要せずに別の回路
とカスケード接続できるようにすることである。
は、これらの単位回路の電力消費をできるだけ少なくす
ること、及び、これらの単位回路のインピーダンスを整
合させることによって中間絶縁回路を要せずに別の回路
とカスケード接続できるようにすることである。
【０００５】既存のマイクロ波信号移相器は２種類、即
ち、−制御電圧に作用して位相シフトの連続的変化を供
給し得るアナログ移相器、及び、−所定の固定値を有す
る段階ずつの位相シフトの段階的変化を供給し得るディ
ジタル移相器に分類できる。
ち、−制御電圧に作用して位相シフトの連続的変化を供
給し得るアナログ移相器、及び、−所定の固定値を有す
る段階ずつの位相シフトの段階的変化を供給し得るディ
ジタル移相器に分類できる。
【０００６】ディジタル移相器は、モノリシック集積テ
クノロジイによって容易に製造でき、従って上記のごと
き小型化の要件を満たすことができるが、上記で考察し
たように位相シフトを十分に微調整することはできな
い。
クノロジイによって容易に製造でき、従って上記のごと
き小型化の要件を満たすことができるが、上記で考察し
たように位相シフトを十分に微調整することはできな
い。
【０００７】アナログ移相器自体もまた、複数の種類に
分類できる。
分類できる。
【０００８】第１の種類は、「ベクトル変調」移相器で
ある。この移相器は、同じ振幅の直交する４つのベクト
ルを生成するために、入力信号を、互いに９０°ずつ位
相シフトした４つの等しい成分に分割し、次いで、各ベ
クトルを可変減衰器によって減衰させ、次に、このよう
にして得られた４つの信号を再結合させる原理に基づ
く。得られた出力信号は入力信号に対して所与の位相シ
フト、即ち、信号に与えられた４つの減衰値に依存する
位相シフトを有する。この方法の欠点は、（３つの除算
器と４つの減衰器と３つの結合器とが必要なので）回路
が複雑であり、その結果として、最終的な位相シフトの
精度が十分でないこと、及び、回路のＤＣ電力消費が到
底無視できない値になるので宇宙空間での使用に全く適
さないことである。
ある。この移相器は、同じ振幅の直交する４つのベクト
ルを生成するために、入力信号を、互いに９０°ずつ位
相シフトした４つの等しい成分に分割し、次いで、各ベ
クトルを可変減衰器によって減衰させ、次に、このよう
にして得られた４つの信号を再結合させる原理に基づ
く。得られた出力信号は入力信号に対して所与の位相シ
フト、即ち、信号に与えられた４つの減衰値に依存する
位相シフトを有する。この方法の欠点は、（３つの除算
器と４つの減衰器と３つの結合器とが必要なので）回路
が複雑であり、その結果として、最終的な位相シフトの
精度が十分でないこと、及び、回路のＤＣ電力消費が到
底無視できない値になるので宇宙空間での使用に全く適
さないことである。
【０００９】第２の種類は、「反射」移相器である。こ
の移相器は、３ｄＢハイブリッドカプラ（Ｌａｎｇカプ
ラ）の直接結合チャネルに入力信号を分割するという原
理に基づく。（バラクタダイオードから成る可変容量コ
ンデンサとインダクタンスコイルとから形成された）相
等しいＬＣセルがこれらの等しいチャネルに配置されて
おり、これらのセルが信号を反射し、これらの信号は出
力においてある位相シフトで再結合する。このトポロジ
の欠点は、回路によって占められる表面積が広いので、
モノリシックテクノロジイで集積することがかなり難し
いことである。
の移相器は、３ｄＢハイブリッドカプラ（Ｌａｎｇカプ
ラ）の直接結合チャネルに入力信号を分割するという原
理に基づく。（バラクタダイオードから成る可変容量コ
ンデンサとインダクタンスコイルとから形成された）相
等しいＬＣセルがこれらの等しいチャネルに配置されて
おり、これらのセルが信号を反射し、これらの信号は出
力においてある位相シフトで再結合する。このトポロジ
の欠点は、回路によって占められる表面積が広いので、
モノリシックテクノロジイで集積することがかなり難し
いことである。
【００１０】第３の種類は、可変リアクタンを介して負
帰還されるトランジスタの伝達係数の角度を変化させる
移相器である。
帰還されるトランジスタの伝達係数の角度を変化させる
移相器である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この種の移相器は、１
８ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏ
ｎｆｅｒｅｎｃｅ−Ｓｔｏｃｋｈｏｌｍ−１９８８「Ａ
ｎｏｖｅｌ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｔｒａｎｓｍｉｓ
ｓｉｏｎ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔｅｒ」、Ｊ．Ｐ．Ｃ
ｏｕｐｅｚ、Ｒ．Ａ．Ｐｅｒｉｃｈｏｎ、に記載されて
いる。モノリシックの集積回路が製造できるように、可
変リアクタンスは、バラクタダイオードから成る可変容
量コンデンサとインダクタンスコイルとを直列に接続す
ることによって形成される。しかしながらこの移相器
は、入力及び出力に整合回路が組み込まれていないの
で、優れた性能を実際に期待することはできない。
８ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏ
ｎｆｅｒｅｎｃｅ−Ｓｔｏｃｋｈｏｌｍ−１９８８「Ａ
ｎｏｖｅｌ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｔｒａｎｓｍｉｓ
ｓｉｏｎ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔｅｒ」、Ｊ．Ｐ．Ｃ
ｏｕｐｅｚ、Ｒ．Ａ．Ｐｅｒｉｃｈｏｎ、に記載されて
いる。モノリシックの集積回路が製造できるように、可
変リアクタンスは、バラクタダイオードから成る可変容
量コンデンサとインダクタンスコイルとを直列に接続す
ることによって形成される。しかしながらこの移相器
は、入力及び出力に整合回路が組み込まれていないの
で、優れた性能を実際に期待することはできない。
【００１２】例えば図１は、入力及び出力に整合回路が
備えられていないこの種の移相器の入力反射係数Ｓ１１
及び出力反射係数Ｓ１２の種々の値を示すスミスチャー
トである。これらの種々の値は、可変容量コンデンサを
構成するバラクタダイオードの制御電圧の一連の値（こ
の場合には５つの値）に対し、各値毎に周波数をある変
動範囲にわたって変化させることによって得られた一連
の曲線状円弧に対応し、前記反射係数の変動法則を示し
ている。
備えられていないこの種の移相器の入力反射係数Ｓ１１
及び出力反射係数Ｓ１２の種々の値を示すスミスチャー
トである。これらの種々の値は、可変容量コンデンサを
構成するバラクタダイオードの制御電圧の一連の値（こ
の場合には５つの値）に対し、各値毎に周波数をある変
動範囲にわたって変化させることによって得られた一連
の曲線状円弧に対応し、前記反射係数の変動法則を示し
ている。
【００１３】本発明の目的は、所与の動作周波数範囲に
対しては、トランジスタの負帰還のリアクタンスの変動
範囲全体にわたって有効に機能する入力及び出力の整合
回路を提供することである。
対しては、トランジスタの負帰還のリアクタンスの変動
範囲全体にわたって有効に機能する入力及び出力の整合
回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記リアクタ
ンスを変化させたときのかかる移相回路の入力及び出力
の反射係数の変動法則が、動作周波数を変化させたとき
の広帯域増幅器の入力及び出力の反射係数の変動法則に
類似しているという観察に基づく。この観察によって、
第２の場合に使用されている解決方法を後述するごとく
第１の場合に応用することが可能になる。
ンスを変化させたときのかかる移相回路の入力及び出力
の反射係数の変動法則が、動作周波数を変化させたとき
の広帯域増幅器の入力及び出力の反射係数の変動法則に
類似しているという観察に基づく。この観察によって、
第２の場合に使用されている解決方法を後述するごとく
第１の場合に応用することが可能になる。
【００１５】本発明は、可変リアクタンスを介して負帰
還されるトランジスタをそれ自体が含む所謂移相回路と
能動形の入力及び出力整合回路とを含み、前記整合回路
が、前記可変リアクタンスのすべての変動範囲にわたっ
て整合をとり、且つ、広帯域マイクロ波信号増幅器に印
加されるマイクロ波信号のすべての周波数変動範囲で該
増幅器を整合させるために使用される型の回路であるこ
とを特徴とするマイクロ波信号用のアナログ可変移相器
を提供する。
還されるトランジスタをそれ自体が含む所謂移相回路と
能動形の入力及び出力整合回路とを含み、前記整合回路
が、前記可変リアクタンスのすべての変動範囲にわたっ
て整合をとり、且つ、広帯域マイクロ波信号増幅器に印
加されるマイクロ波信号のすべての周波数変動範囲で該
増幅器を整合させるために使用される型の回路であるこ
とを特徴とするマイクロ波信号用のアナログ可変移相器
を提供する。
【００１６】
【実施例】添付図面に示す非限定実施例に関する以下の
詳細な記載より本発明のその他の目的及び特徴がより十
分に理解されよう。
詳細な記載より本発明のその他の目的及び特徴がより十
分に理解されよう。
【００１７】図２の回路は、モノリシック集積テクノロ
ジイによって製造できる。この回路は、所謂移相回路１
と能動形入力整合回路２と能動形出力整合回路３とを含
む。
ジイによって製造できる。この回路は、所謂移相回路１
と能動形入力整合回路２と能動形出力整合回路３とを含
む。
【００１８】この実施例における所謂移相回路１は実質
的に、−共通ソース形に装着された電界効果トランジス
タＴ２と、−トランジスタＴ２のドレインＤからゲート
Ｇに負帰還するための、インダクタンスコイルＬ３と、
ドレイン−ソース短絡を有する電界効果トランジスタＴ
５から成るバラクタダイオードと、トランジスタＴ２の
ドレインからバラクタダイオードを分離する機能を果た
すコンデンサＣ７とを直列に含む負帰還回路と、−トラ
ンジスタＴ２のゲートＧの接続及び／またはバイアス素
子、即ちＤＣ電圧源Ｖｇ２と、（ＧとＶｇ２との間に接
続された）抵抗素子Ｒ２と、（Ｒ２とＶｇ２との共有点
とアースとの間に接続された）コンデンサＣ５と、−ト
ランジスタＴ２のドレインＤの接続及び／またはバイア
ス素子、即ちＤＣ電圧源Ｖｄ２と、（Ｄとアースとの間
に接続された）抵抗素子Ｒ４と、（ＤとＶｄ２との間に
接続された）インダクタンスコイルＬ４と、（Ｌ４とＶ
ｄ２との共有点とアースとの間に接続された）コンデン
サＣ９と、−トランジスタＴ５のゲートＧの接続及び／
またはバイアス素子、即ち可変ＤＣ電圧源Ｖａｒと、
（ＶｖａｒとトランジスタＴ５のゲートとの間に接続さ
れた）抵抗素子Ｒ３と、（Ｒ３とＶｖａｒとの共有点と
アースとの間に接続された）コンデンサＣ６とを含む。
的に、−共通ソース形に装着された電界効果トランジス
タＴ２と、−トランジスタＴ２のドレインＤからゲート
Ｇに負帰還するための、インダクタンスコイルＬ３と、
ドレイン−ソース短絡を有する電界効果トランジスタＴ
５から成るバラクタダイオードと、トランジスタＴ２の
ドレインからバラクタダイオードを分離する機能を果た
すコンデンサＣ７とを直列に含む負帰還回路と、−トラ
ンジスタＴ２のゲートＧの接続及び／またはバイアス素
子、即ちＤＣ電圧源Ｖｇ２と、（ＧとＶｇ２との間に接
続された）抵抗素子Ｒ２と、（Ｒ２とＶｇ２との共有点
とアースとの間に接続された）コンデンサＣ５と、−ト
ランジスタＴ２のドレインＤの接続及び／またはバイア
ス素子、即ちＤＣ電圧源Ｖｄ２と、（Ｄとアースとの間
に接続された）抵抗素子Ｒ４と、（ＤとＶｄ２との間に
接続された）インダクタンスコイルＬ４と、（Ｌ４とＶ
ｄ２との共有点とアースとの間に接続された）コンデン
サＣ９と、−トランジスタＴ５のゲートＧの接続及び／
またはバイアス素子、即ち可変ＤＣ電圧源Ｖａｒと、
（ＶｖａｒとトランジスタＴ５のゲートとの間に接続さ
れた）抵抗素子Ｒ３と、（Ｒ３とＶｖａｒとの共有点と
アースとの間に接続された）コンデンサＣ６とを含む。
【００１９】抵抗素子Ｒ２及びＲ４は更に、トランジス
タＴ２を安定化する機能を果たす。
タＴ２を安定化する機能を果たす。
【００２０】この実施例の能動形入力整合回路２は実質
的に、−共通ゲート形に装着された電界効果トランジス
タＴ１と、−トランジスタＴ１のゲートＧの接続及び／
またはバイアス素子、即ちＤＣ電圧源Ｖｇ１と、（Ｇと
Ｖｇ１との間に接続された）抵抗素子Ｒ１と、（Ｒ１と
Ｖｇ１との共有点とアースとの間に接続された）コンデ
ンサＣ２と、−トランジスタＴ１のソースＳの接続及び
／またはバイアス素子、即ち（Ｓとアースとの間に接続
された）インダクタンスコイルＬ１と、−トランジスタ
Ｔ１のドレインＤの接続及び／またはバイアス素子、即
ちＤＣ電圧源Ｖｄ１と、（ＤとＶｄ１との間に接続され
た）インダクタンスコイルＬ２と、（Ｌ２とＶｄ１との
共有点とアースとの間に接続された）コンデンサＣ３と
を含む。
的に、−共通ゲート形に装着された電界効果トランジス
タＴ１と、−トランジスタＴ１のゲートＧの接続及び／
またはバイアス素子、即ちＤＣ電圧源Ｖｇ１と、（Ｇと
Ｖｇ１との間に接続された）抵抗素子Ｒ１と、（Ｒ１と
Ｖｇ１との共有点とアースとの間に接続された）コンデ
ンサＣ２と、−トランジスタＴ１のソースＳの接続及び
／またはバイアス素子、即ち（Ｓとアースとの間に接続
された）インダクタンスコイルＬ１と、−トランジスタ
Ｔ１のドレインＤの接続及び／またはバイアス素子、即
ちＤＣ電圧源Ｖｄ１と、（ＤとＶｄ１との間に接続され
た）インダクタンスコイルＬ２と、（Ｌ２とＶｄ１との
共有点とアースとの間に接続された）コンデンサＣ３と
を含む。
【００２１】インダクタンスコイルＬ１とＬ２とは、共
通ゲート形に設けられたトランジスタＴ１によって行な
われる整合を改善し得る。
通ゲート形に設けられたトランジスタＴ１によって行な
われる整合を改善し得る。
【００２２】最後に、この入力整合回路の入力及び出力
に分離コンデンサＣ１及びＣ４が夫々備えられている。
に分離コンデンサＣ１及びＣ４が夫々備えられている。
【００２３】図２の実施例の能動形出力整合回路３は実
質的に、−共通ドレイン形、即ち「ソースフォロワ」形
に設けられた電界効果トランジスタＴ３と、−トランジ
スタＴ３のゲートＧの接続及び／またはバイアス素子、
即ちＤＣ電圧源Ｖｇ３、（ＧとＶｇ３との間に接続され
た）抵抗素子Ｒ５、Ｖｇ３とＲ５との共有点とアースと
の間に接続された）コンデンサＣ１１、インダクタンス
コイルＬ５及び（Ｇとアースとの間に直列に接続され
た）コンデンサＣ１０と、−トランジスタＴ３のドレイ
ンＤの接続及び／またはバイアス素子、即ちＤＣ電圧源
Ｖｄ３、（ＤとＶｄ３との間に接続された）インダクタ
ンスコイルＬ６、（Ｖｄ３とＬ６との共有点とアースと
の間に接続された）コンデンサＣ１２及び（Ｄとアース
との間に接続された）コンデンサＣ１３と、−トランジ
スタＴ３のソースＳの接続及び／またはバイアス素子と
を含む。この実施例で該素子は、トランジスタＴ３のソ
ースＳとアースとの間に接続され、アースされたゲート
−ソース短絡を有する電界効果トランジスタＴ４から成
る能動負荷を含んでおり、（回路の電力消費を減らすた
めの）極めて低いＤＣインピーダンスと極めて高いマイ
クロ波インピーダンスとを有し得る。
質的に、−共通ドレイン形、即ち「ソースフォロワ」形
に設けられた電界効果トランジスタＴ３と、−トランジ
スタＴ３のゲートＧの接続及び／またはバイアス素子、
即ちＤＣ電圧源Ｖｇ３、（ＧとＶｇ３との間に接続され
た）抵抗素子Ｒ５、Ｖｇ３とＲ５との共有点とアースと
の間に接続された）コンデンサＣ１１、インダクタンス
コイルＬ５及び（Ｇとアースとの間に直列に接続され
た）コンデンサＣ１０と、−トランジスタＴ３のドレイ
ンＤの接続及び／またはバイアス素子、即ちＤＣ電圧源
Ｖｄ３、（ＤとＶｄ３との間に接続された）インダクタ
ンスコイルＬ６、（Ｖｄ３とＬ６との共有点とアースと
の間に接続された）コンデンサＣ１２及び（Ｄとアース
との間に接続された）コンデンサＣ１３と、−トランジ
スタＴ３のソースＳの接続及び／またはバイアス素子と
を含む。この実施例で該素子は、トランジスタＴ３のソ
ースＳとアースとの間に接続され、アースされたゲート
−ソース短絡を有する電界効果トランジスタＴ４から成
る能動負荷を含んでおり、（回路の電力消費を減らすた
めの）極めて低いＤＣインピーダンスと極めて高いマイ
クロ波インピーダンスとを有し得る。
【００２４】トランジスタＴ３のゲートに配置された並
列インダクタンスコイルＬ５は、「ソースフォロワ」形
に設けられたこのトランジスタによって行なわれる整合
を改善し得る。
列インダクタンスコイルＬ５は、「ソースフォロワ」形
に設けられたこのトランジスタによって行なわれる整合
を改善し得る。
【００２５】最後に、出力整合回路の入力及び出力に分
離コンデンサＣ８及びＣ１４が夫々備えられている。
離コンデンサＣ８及びＣ１４が夫々備えられている。
【００２６】能動形入力整合回路２は、移相回路１と出
力整合回路３とから形成されたアセンブリが５０Ωに等
しい入力インピーダンスを有し、且つ、該アセンブリの
出力インピーダンスが、移相回路１と出力整合回路３と
によって形成されたアセンブリの入力インピーダンスに
共役の値を有するように機能する。
力整合回路３とから形成されたアセンブリが５０Ωに等
しい入力インピーダンスを有し、且つ、該アセンブリの
出力インピーダンスが、移相回路１と出力整合回路３と
によって形成されたアセンブリの入力インピーダンスに
共役の値を有するように機能する。
【００２７】能動形出力整合回路３は、移相回路１と入
力整合回路２とから形成されたアセンブリが５０Ωに等
しい出力インピーダンスを有し、且つ、該アセンブリの
入力インピーダンスが、移相回路１と入力整合回路２に
よって形成されたアセンブリの出力インピーダンスに共
役の値を有するように機能する。
力整合回路２とから形成されたアセンブリが５０Ωに等
しい出力インピーダンスを有し、且つ、該アセンブリの
入力インピーダンスが、移相回路１と入力整合回路２に
よって形成されたアセンブリの出力インピーダンスに共
役の値を有するように機能する。
【００２８】上記の所望のインピーダンスの値は、上記
整合回路の構成素子を適正な値にすることによって得ら
れる。
整合回路の構成素子を適正な値にすることによって得ら
れる。
【００２９】特に、モノリシックマイクロ波（ＭＭＩ
Ｃ）テクノロジイを使用すると、回路の入力及び出力で
最適な整合を得るようにトランジスタＴ１、Ｔ３及びＴ
４のサイズを調整することが可能である。
Ｃ）テクノロジイを使用すると、回路の入力及び出力で
最適な整合を得るようにトランジスタＴ１、Ｔ３及びＴ
４のサイズを調整することが可能である。
【００３０】記載の実施例で、トランジスタＴ１、Ｔ
２、Ｔ３及びＴ４は電界効果トランジスタである。しか
しながら、これらのトランジスタがバイポーラトランジ
スタから成ってもよい。可能な種々の場合を包含できる
ように、電界効果トランジスタの場合にはゲートと呼ば
れており、バイポーラトランジスタの場合にはベースと
呼ばれている電極を「制御電極」という用語で示し、電
界効果トランジスタの場合にはドレイン及びソースと呼
ばれており、バイポーラトランジスタの場合にはコレク
タ及びエミッタと呼ばれている電極を「転送電極」とい
う用語で示した。
２、Ｔ３及びＴ４は電界効果トランジスタである。しか
しながら、これらのトランジスタがバイポーラトランジ
スタから成ってもよい。可能な種々の場合を包含できる
ように、電界効果トランジスタの場合にはゲートと呼ば
れており、バイポーラトランジスタの場合にはベースと
呼ばれている電極を「制御電極」という用語で示し、電
界効果トランジスタの場合にはドレイン及びソースと呼
ばれており、バイポーラトランジスタの場合にはコレク
タ及びエミッタと呼ばれている電極を「転送電極」とい
う用語で示した。
【００３１】非限定例として、図２の回路図に示した素
子は以下の値を有し得る。
子は以下の値を有し得る。
【００３２】 Ｃ１＝０．６ｐＦ Ｃ８ ＝ ６ｐ Ｌ１＝０．９ｎ
Ｈ Ｒ１＝５ｋ Ｃ２＝１０ｐＦ Ｃ９ ＝１０ｐＦ Ｌ２＝２．８ｎ
Ｈ Ｒ２＝２．５ｋ Ｃ３＝１０ｐＦ Ｃ１０＝１０ｐＦ Ｌ３＝１．２ｎ
Ｈ Ｒ３＝５ｋ Ｃ４＝１０ｐＦ Ｃ１１＝１０ｐＦ Ｌ４＝５ｎＨ
Ｒ４＝１ｋ Ｃ５＝１０ｐＦ Ｃ１２＝１０ｐＦ Ｌ５＝０．７ｎ
Ｈ Ｒ５＝５ｋ Ｃ６＝１０ｐＦ Ｃ１３＝１０ｐＦ Ｌ６＝５ｎＨ Ｃ７＝１０ｐＦ Ｃ１４＝１０ｐＦ
Ｈ Ｒ１＝５ｋ Ｃ２＝１０ｐＦ Ｃ９ ＝１０ｐＦ Ｌ２＝２．８ｎ
Ｈ Ｒ２＝２．５ｋ Ｃ３＝１０ｐＦ Ｃ１０＝１０ｐＦ Ｌ３＝１．２ｎ
Ｈ Ｒ３＝５ｋ Ｃ４＝１０ｐＦ Ｃ１１＝１０ｐＦ Ｌ４＝５ｎＨ
Ｒ４＝１ｋ Ｃ５＝１０ｐＦ Ｃ１２＝１０ｐＦ Ｌ５＝０．７ｎ
Ｈ Ｒ５＝５ｋ Ｃ６＝１０ｐＦ Ｃ１３＝１０ｐＦ Ｌ６＝５ｎＨ Ｃ７＝１０ｐＦ Ｃ１４＝１０ｐＦ
【図１】入力及び出力の整合回路が備えられていない移
相器の入力反射係数Ｓ１１及び出力反射係数Ｓ１２の種
々の値を示すスミスチャートである。
相器の入力反射係数Ｓ１１及び出力反射係数Ｓ１２の種
々の値を示すスミスチャートである。
【図２】能動形の入力及び出力の整合回路を備えた本発
明の移相器の回路図である。
明の移相器の回路図である。
１ 移相回路 ２ 入力整合回路 ３ 出力整合回路
Claims (5)
- 【請求項１】 可変リアクタンスを介して負帰還される
トランジスタをそれ自体が含む所謂移相回路と能動形の
入力整合回路及び出力整合回路とを含み、前記整合回路
が、前記可変リアクタンスのすべての変動範囲にわたっ
て整合をとり、且つ、広帯域マイクロ波信号増幅器に印
加されるマイクロ波信号の周波数変動範囲で該増幅器を
整合させるために使用される型の回路であることを特徴
とするマイクロ波信号用のアナログ可変移相器。 - 【請求項２】 能動形入力整合回路が、制御電極が共通
であるトランジスタを含んでおり、該トランジスタは、
前記移相器の入力に接続された転送電極と前記負帰還ト
ランジスタに接続された転送電極とを有することを特徴
とする請求項１に記載の移相器。 - 【請求項３】 能動形出力整合回路がソースフォロワと
して設けられたトランジスタを含んでおり、該トランジ
スタは、前記負帰還トランジスタに接続された制御電極
を有し、且つ、極めて低いＤＣインピーダンスと極めて
高いマイクロ波インピーダンスとを有する能動負荷を介
してアースされた非共通転送電極を有しており、前記移
相器の出力が前記非共通転送電極から取り出されること
を特徴とする請求項１または２に記載の移相器。 - 【請求項４】 前記能動負荷が、ソースフォロワとして
実装された前記トランジスタの非共通転送電極に接続さ
れた転送電極を有するトランジスタを含み、該トランジ
スタの制御電極と他方の転送電極とが短絡且つアースさ
れていることを特徴とする請求項３に記載の移相器。 - 【請求項５】 マイクロ波モノリシックテクノロジイの
集積回路の形態で製造されることを特徴とする請求項１
から４のいずれか一項に記載の移相器。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| FR9101314 | 1991-02-06 | ||
| FR9101314A FR2672449A1 (fr) | 1991-02-06 | 1991-02-06 | Dephaseur variable analogique pour signaux hyperfrequence. |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0583086A true JPH0583086A (ja) | 1993-04-02 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4019928A Pending JPH0583086A (ja) | 1991-02-06 | 1992-02-05 | マイクロ波信号用のアナログ可変移相器 |
Country Status (5)
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|---|---|
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| EP (1) | EP0498328A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0583086A (ja) |
| CA (1) | CA2060720C (ja) |
| FR (1) | FR2672449A1 (ja) |
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| JP2771170B2 (ja) * | 1988-02-16 | 1998-07-02 | 株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所 | 可変減衰装置 |
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-
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- 1991-02-06 FR FR9101314A patent/FR2672449A1/fr active Granted
-
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- 1992-02-03 EP EP92101698A patent/EP0498328A1/fr not_active Withdrawn
- 1992-02-05 CA CA002060720A patent/CA2060720C/fr not_active Expired - Fee Related
- 1992-02-05 JP JP4019928A patent/JPH0583086A/ja active Pending
- 1992-02-05 US US07/831,445 patent/US5309124A/en not_active Expired - Fee Related
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