JPH0575384A - Ｓａｔ移相回路 - Google Patents
Ｓａｔ移相回路Info
- Publication number
- JPH0575384A JPH0575384A JP23055391A JP23055391A JPH0575384A JP H0575384 A JPH0575384 A JP H0575384A JP 23055391 A JP23055391 A JP 23055391A JP 23055391 A JP23055391 A JP 23055391A JP H0575384 A JPH0575384 A JP H0575384A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase shift
- sat
- shift circuit
- signal
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はＳＡＴ移相回路に関し、実用上十分
な移相範囲を有すると共に、部品点数が少なく、ローコ
ストで高周波ノイズに強いＳＡＴ移相回路の提供を目的
とする。 【構成】 入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位相を
変えて出力可能な進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波
数付近にカットオフ周波数を設定したパッシブのローパ
スフィルタ回路２とを直列に接続し、入力のＳＡＴ信号
に対して実用上十分な移相を可能にすると共に、入力の
ＳＡＴ信号にのった高周波の雑音成分を効果的にカット
オフする。
な移相範囲を有すると共に、部品点数が少なく、ローコ
ストで高周波ノイズに強いＳＡＴ移相回路の提供を目的
とする。 【構成】 入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位相を
変えて出力可能な進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波
数付近にカットオフ周波数を設定したパッシブのローパ
スフィルタ回路２とを直列に接続し、入力のＳＡＴ信号
に対して実用上十分な移相を可能にすると共に、入力の
ＳＡＴ信号にのった高周波の雑音成分を効果的にカット
オフする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＳＡＴ移相回路に関し、
更に詳しくは移動通信端末において使用されるＳＡＴ
（Supervisory Audio Tone) 移相回路に関する。今日、
移動通信システムの普及に伴い、移動通信端末には一層
の小型化、低コスト化が要求されている。
更に詳しくは移動通信端末において使用されるＳＡＴ
（Supervisory Audio Tone) 移相回路に関する。今日、
移動通信システムの普及に伴い、移動通信端末には一層
の小型化、低コスト化が要求されている。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のＳＡＴ移相回路の回路図
で、図において１は０〜１８０度の進み移相回路、３は
０〜−１８０度の遅れ移相回路、４はサミングアンプ、
１１，３１は夫々差動増幅回路（オペアンプ）である。
移動通信端末では、自分の位置を基地局に知らせるため
に、ゾーン毎に基地局から送られる５．９７ＫＨZ ，
６．００ＫＨZ 又は６．０３ＫＨZ のＳＡＴ信号を受信
してこれを同位相で基地局に送信する必要があり、この
ために従来は図４に示すようなＳＡＴ移相回路が設けら
れている。
で、図において１は０〜１８０度の進み移相回路、３は
０〜−１８０度の遅れ移相回路、４はサミングアンプ、
１１，３１は夫々差動増幅回路（オペアンプ）である。
移動通信端末では、自分の位置を基地局に知らせるため
に、ゾーン毎に基地局から送られる５．９７ＫＨZ ，
６．００ＫＨZ 又は６．０３ＫＨZ のＳＡＴ信号を受信
してこれを同位相で基地局に送信する必要があり、この
ために従来は図４に示すようなＳＡＴ移相回路が設けら
れている。
【０００３】進み移相回路１において、ＶP のゲインＧ
及び位相φは抵抗Ｒ1 の値によって変化する。即ち、抵
抗Ｒ1 を０に近づけると、ＶP のゲインＧは０、かつ位
相φはπ／２に近づき、また抵抗Ｒ1 を∞に近づける
と、ＶP のゲインＧは１、かつ位相φは０に近づく。一
方、ＶN のゲインＧ及び位相φは抵抗Ｒ1の値によって
は変化しない。そこで、これらの差分（ＶP −ＶN ）を
オペアンプ１１で差動増幅すると、その出力には抵抗Ｒ
1 の値に応じて０〜１８０度の範囲内で位相が進んだ信
号が得られる。
及び位相φは抵抗Ｒ1 の値によって変化する。即ち、抵
抗Ｒ1 を０に近づけると、ＶP のゲインＧは０、かつ位
相φはπ／２に近づき、また抵抗Ｒ1 を∞に近づける
と、ＶP のゲインＧは１、かつ位相φは０に近づく。一
方、ＶN のゲインＧ及び位相φは抵抗Ｒ1の値によって
は変化しない。そこで、これらの差分（ＶP −ＶN ）を
オペアンプ１１で差動増幅すると、その出力には抵抗Ｒ
1 の値に応じて０〜１８０度の範囲内で位相が進んだ信
号が得られる。
【０００４】同様にして、遅れ移相回路３では抵抗Ｒ2
の値に応じて０〜−１８０度の範囲で位相が遅れた信号
が得られ、こうして従来のＳＡＴ移相回路は、トータル
では−１８０〜１８０度の広い移相範囲をカバーできる
構成となっていた。ところで、実際にはこれほどの広い
可変範囲は必要なく、そこで、従来は抵抗Ｒ2 を適当な
値に固定し、抵抗Ｒ1 を調節することで必要な可変範囲
を実現していた。
の値に応じて０〜−１８０度の範囲で位相が遅れた信号
が得られ、こうして従来のＳＡＴ移相回路は、トータル
では−１８０〜１８０度の広い移相範囲をカバーできる
構成となっていた。ところで、実際にはこれほどの広い
可変範囲は必要なく、そこで、従来は抵抗Ｒ2 を適当な
値に固定し、抵抗Ｒ1 を調節することで必要な可変範囲
を実現していた。
【０００５】しかし、このようにオペアンプを複数個使
用する回路では、回路が複雑化する上に、スペースファ
クタが悪化し、電力の消費も増大する。また、上記従来
のＳＡＴ移相回路では、オペアンプ自体の帯域特性以外
には通過帯域を制限するものがない。即ち、例えば、遅
れ移相回路３のＶP については高域がカットされている
が、ＶN については高域がカットされないので、これら
の差分（ＶP −ＶN ）を増幅するオペアンプ３１の出力
には高周波成分が出力されてしまう。このために、従来
のＳＡＴ移相回路では、入力のＳＡＴ信号に高周波雑音
がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力さ
れてしまうという欠点があった。
用する回路では、回路が複雑化する上に、スペースファ
クタが悪化し、電力の消費も増大する。また、上記従来
のＳＡＴ移相回路では、オペアンプ自体の帯域特性以外
には通過帯域を制限するものがない。即ち、例えば、遅
れ移相回路３のＶP については高域がカットされている
が、ＶN については高域がカットされないので、これら
の差分（ＶP −ＶN ）を増幅するオペアンプ３１の出力
には高周波成分が出力されてしまう。このために、従来
のＳＡＴ移相回路では、入力のＳＡＴ信号に高周波雑音
がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力さ
れてしまうという欠点があった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来のＳ
ＡＴ移相回路では、オペアンプを複数個使用する構成で
あるために回路が複雑化し、移動通信端末の小型化、低
コスト化の障害になっていた。また従来のＳＡＴ移相回
路では、オペアンプ自体の帯域特性以外には通過帯域を
制限するものがないので、入力のＳＡＴ信号に高周波雑
音がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力
されてしまうという欠点があった。
ＡＴ移相回路では、オペアンプを複数個使用する構成で
あるために回路が複雑化し、移動通信端末の小型化、低
コスト化の障害になっていた。また従来のＳＡＴ移相回
路では、オペアンプ自体の帯域特性以外には通過帯域を
制限するものがないので、入力のＳＡＴ信号に高周波雑
音がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力
されてしまうという欠点があった。
【０００７】本発明の目的は、実用上十分な移相範囲を
有すると共に、部品点数が少なく、ローコストで高周波
ノイズに強いＳＡＴ移相回路を提供することにある。
有すると共に、部品点数が少なく、ローコストで高周波
ノイズに強いＳＡＴ移相回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明のＳＡＴ移相回路は、
入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力
可能な進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカ
ットオフ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ
回路２とを直列に接続したものである。
により解決される。即ち、本発明のＳＡＴ移相回路は、
入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力
可能な進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカ
ットオフ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ
回路２とを直列に接続したものである。
【０００９】
【作用】本発明のＳＡＴ移相回路においては、パッシブ
のローパスフィルタ回路２を備えるので、従来のものに
比べてオペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削
減し、かつ電力消費を低くできる。また、ローパスフィ
ルタ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）
付近にカットオフ周波数が設定されているので、例えば
１次のローパスフィルタ回路を使用した場合は、入力の
６ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相
を施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を
略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能である
ので、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度と
なり、これは実用上十分な可変範囲である。
のローパスフィルタ回路２を備えるので、従来のものに
比べてオペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削
減し、かつ電力消費を低くできる。また、ローパスフィ
ルタ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）
付近にカットオフ周波数が設定されているので、例えば
１次のローパスフィルタ回路を使用した場合は、入力の
６ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相
を施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を
略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能である
ので、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度と
なり、これは実用上十分な可変範囲である。
【００１０】また、ローパスフィルタ回路２はＳＡＴ信
号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）付近にカットオフ周波
数が設定されているので、入力のＳＡＴ信号にのった高
周波雑音成分は効果的にカットされる。
号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）付近にカットオフ周波
数が設定されているので、入力のＳＡＴ信号にのった高
周波雑音成分は効果的にカットされる。
【００１１】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のＳＡＴ
移相回路の回路図で、図において１は０〜１８０度の進
み移相回路、２はパッシブの１次ローパスフィルタ回
路、４はサミングアンプ、１１は差動増幅回路（オペア
ンプ）である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のＳＡＴ
移相回路の回路図で、図において１は０〜１８０度の進
み移相回路、２はパッシブの１次ローパスフィルタ回
路、４はサミングアンプ、１１は差動増幅回路（オペア
ンプ）である。
【００１２】進み移相回路１の動作については図４のも
のと同様である。１次ローパスフィルタ回路２のＣ3 ，
Ｒ3 の各値は、例えば６ＫＨZ ＝１／２πＣ3 ，Ｒ3 の
条件で設定されている。この場合に、ＳＡＴ信号のゲイ
ンは６ＫＨZ において３ｄＢのロスになるが、この分は
例えばサミングアンプ４でカバーすることが可能であ
る。こうして、１次ローパスフィルタ回路２は入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相を
施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を略
０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能であるの
で、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度とな
り、これは実用上十分な可変範囲である。しかも、この
状態で入力のＳＡＴ信号にのった高周波の雑音成分は効
果的にカットオフされる。
のと同様である。１次ローパスフィルタ回路２のＣ3 ，
Ｒ3 の各値は、例えば６ＫＨZ ＝１／２πＣ3 ，Ｒ3 の
条件で設定されている。この場合に、ＳＡＴ信号のゲイ
ンは６ＫＨZ において３ｄＢのロスになるが、この分は
例えばサミングアンプ４でカバーすることが可能であ
る。こうして、１次ローパスフィルタ回路２は入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相を
施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を略
０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能であるの
で、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度とな
り、これは実用上十分な可変範囲である。しかも、この
状態で入力のＳＡＴ信号にのった高周波の雑音成分は効
果的にカットオフされる。
【００１３】図３は他の実施例のローパスフィルタ回路
の回路図で、図３の（Ａ）はインダクタンス素子Ｌを含
む２次ローパスフィルタ回路、図３の（Ｂ）は１次ロー
パスフィルタ回路を２段に接続した２次ローパスフィル
タ回路を夫々示している。これらの２次ローパスフィル
タ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨ Z ）付
近にカットオフ周波数が設定されているので、入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−９０度の遅れ移相を
施すことも可能である。従って、トータルの位相可変範
囲は略−９０〜９０度となる。
の回路図で、図３の（Ａ）はインダクタンス素子Ｌを含
む２次ローパスフィルタ回路、図３の（Ｂ）は１次ロー
パスフィルタ回路を２段に接続した２次ローパスフィル
タ回路を夫々示している。これらの２次ローパスフィル
タ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨ Z ）付
近にカットオフ周波数が設定されているので、入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−９０度の遅れ移相を
施すことも可能である。従って、トータルの位相可変範
囲は略−９０〜９０度となる。
【００１４】また、図３の（Ａ）の２次ローパスフィル
タ回路２を使用した場合は、遮断周波数付近でゲインに
ピーク特性を持たせることもでき、サミングアンプ４で
ゲインをカバーする必要がない。なお、上記実施例では
パッシブの１次、２次のローパスフィルタ回路を使用す
る場合を示したが、部品点数が増さない範囲で他のパッ
シブのローパスフィルタ回路を使用しても良い。
タ回路２を使用した場合は、遮断周波数付近でゲインに
ピーク特性を持たせることもでき、サミングアンプ４で
ゲインをカバーする必要がない。なお、上記実施例では
パッシブの１次、２次のローパスフィルタ回路を使用す
る場合を示したが、部品点数が増さない範囲で他のパッ
シブのローパスフィルタ回路を使用しても良い。
【００１５】また、上記実施例では１次ローパスフィル
タ回路２を抵抗Ｒ3とコンデンサＣ 3 とにより構成した
が、インダクタンスＬと抵抗Ｒとで構成してもよい。ま
た、上記実施例では進み移相回路１にローパスフィルタ
回路２を接続する構成としたが、ローパスフィルタ回路
２に進み移相回路１を接続する構成としても良い。
タ回路２を抵抗Ｒ3とコンデンサＣ 3 とにより構成した
が、インダクタンスＬと抵抗Ｒとで構成してもよい。ま
た、上記実施例では進み移相回路１にローパスフィルタ
回路２を接続する構成としたが、ローパスフィルタ回路
２に進み移相回路１を接続する構成としても良い。
【００１６】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、入力信
号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能な
進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカットオ
フ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ回路２
とを直列に接続したことにより、従来のものに比べてオ
ペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削減し、か
つ電力消費を低くできると共に、ＳＡＴ信号にのった高
周波の雑音成分を有効に除去できる。
号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能な
進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカットオ
フ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ回路２
とを直列に接続したことにより、従来のものに比べてオ
ペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削減し、か
つ電力消費を低くできると共に、ＳＡＴ信号にのった高
周波の雑音成分を有効に除去できる。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は実施例のＳＡＴ移相回路の回路図であ
る。
る。
【図３】図３は他の実施例のローパスフィルタ回路の回
路図である。
路図である。
【図４】図４は従来のＳＡＴ移相回路の回路図である。
１ 進み移相回路 ２ ローパスフィルタ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位
相を変えて出力可能な進み移相回路（１）と、ＳＡＴ信
号の周波数付近にカットオフ周波数を設定したパッシブ
のローパスフィルタ回路（２）とを直列に接続したこと
を特徴とするＳＡＴ移相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23055391A JP2712923B2 (ja) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | Ｓａｔ移相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23055391A JP2712923B2 (ja) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | Ｓａｔ移相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0575384A true JPH0575384A (ja) | 1993-03-26 |
| JP2712923B2 JP2712923B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=16909567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23055391A Expired - Lifetime JP2712923B2 (ja) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | Ｓａｔ移相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2712923B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996004712A1 (fr) * | 1994-08-05 | 1996-02-15 | Takeshi Ikeda | Amplificateur d'accord |
| WO1996021970A1 (fr) * | 1995-01-12 | 1996-07-18 | Takeshi Ikeda | Circuit d'accord |
| WO1997017754A1 (fr) * | 1995-11-07 | 1997-05-15 | Ikeda, Takeshi | Amplificateur d'accord |
| CN102611469A (zh) * | 2012-02-21 | 2012-07-25 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种移相滤波方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ2010719A3 (cs) * | 2010-10-04 | 2012-05-02 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Posouvac fáze |
-
1991
- 1991-09-10 JP JP23055391A patent/JP2712923B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996004712A1 (fr) * | 1994-08-05 | 1996-02-15 | Takeshi Ikeda | Amplificateur d'accord |
| WO1996021970A1 (fr) * | 1995-01-12 | 1996-07-18 | Takeshi Ikeda | Circuit d'accord |
| US6081157A (en) * | 1995-01-12 | 2000-06-27 | Takeshi Ikeda | Tuning circuit |
| WO1997017754A1 (fr) * | 1995-11-07 | 1997-05-15 | Ikeda, Takeshi | Amplificateur d'accord |
| US6034566A (en) * | 1995-11-07 | 2000-03-07 | Takeshi Ikeda | Tuning amplifier |
| CN102611469A (zh) * | 2012-02-21 | 2012-07-25 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种移相滤波方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2712923B2 (ja) | 1998-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4696035A (en) | System for expanding the stereo base of stereophonic acoustic diffusion apparatus | |
| JP2712923B2 (ja) | Ｓａｔ移相回路 | |
| GB2209642A (en) | Active filter / equaliser | |
| US4275357A (en) | Active filter | |
| JPH0159767B2 (ja) | ||
| US4920325A (en) | Integrated active electronic switched capacitor filter having extremely low sensitivity to variations of the components | |
| US6721427B1 (en) | Analog filter for digital audio system and audio amplifier for using the same | |
| JPH10233653A (ja) | 固有エリアシング防止機能をもつｓｃフィルターおよび該フィルターを備えた音声信号プロセッサー | |
| WO2004040755A1 (ja) | フィルタ回路及び無線装置 | |
| US5293086A (en) | Polar leapfrog filter | |
| JP2000244252A (ja) | 歪み補償装置 | |
| US20020079961A1 (en) | Amplification device with optimized linearity | |
| JPH03195199A (ja) | 音像定位装置 | |
| US3613022A (en) | Branching circuit for composite electrical signals | |
| JP2707476B2 (ja) | Ｆｍ検波回路 | |
| JP2000174570A (ja) | 多機能演算回路 | |
| JP3300301B2 (ja) | 低域通過フィルタ | |
| JPS6216031Y2 (ja) | ||
| JPH0685518U (ja) | バランス調整回路 | |
| US20060087369A1 (en) | Amplifier system and method | |
| JPH0322644A (ja) | パイロット信号除去システム | |
| WO2019082253A1 (ja) | ポリフェーズフィルタ | |
| JPH07249955A (ja) | 低歪可変アッテネータ | |
| JP2005045718A (ja) | 低域通過フィルタ及び直接変調器 | |
| JPH0417484B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970930 |