JPH0572597B2 - - Google Patents
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- JPH0572597B2 JPH0572597B2 JP57052198A JP5219882A JPH0572597B2 JP H0572597 B2 JPH0572597 B2 JP H0572597B2 JP 57052198 A JP57052198 A JP 57052198A JP 5219882 A JP5219882 A JP 5219882A JP H0572597 B2 JPH0572597 B2 JP H0572597B2
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- formant
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H7/00—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs
- G10H7/08—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs by calculating functions or polynomial approximations to evaluate amplitudes at successive sample points of a tone waveform
- G10H7/12—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs by calculating functions or polynomial approximations to evaluate amplitudes at successive sample points of a tone waveform by means of a recursive algorithm using one or more sets of parameters stored in a memory and the calculated amplitudes of one or more preceding sample points
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/131—Mathematical functions for musical analysis, processing, synthesis or composition
- G10H2250/215—Transforms, i.e. mathematical transforms into domains appropriate for musical signal processing, coding or compression
- G10H2250/235—Fourier transform; Discrete Fourier Transform [DFT]; Fast Fourier Transform [FFT]
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/481—Formant synthesis, i.e. simulating the human speech production mechanism by exciting formant resonators, e.g. mimicking vocal tract filtering as in LPC synthesis vocoders, wherein musical instruments may be used as excitation signal to the time-varying filter estimated from a singer's speech
- G10H2250/501—Formant frequency shifting, sliding formants
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は楽音合成に関するものであり、特にス
ライド型フオルマント発生装置に関する。
ライド型フオルマント発生装置に関する。
シンセサイザと呼ばれる一般的な電子楽器に含
まれる重要なものの１つはスライド型フオルマン
ト発生器である。スライド型フオルマントは、電
気的制御信号に応答してフイルタカツトオフ周波
数を変化させることがきるように構成されている
低域通過又は高域通過型の周波数フイルタが通常
使用されている。
まれる重要なものの１つはスライド型フオルマン
ト発生器である。スライド型フオルマントは、電
気的制御信号に応答してフイルタカツトオフ周波
数を変化させることがきるように構成されている
低域通過又は高域通過型の周波数フイルタが通常
使用されている。
アナログ楽音発生器と一緒に使用されれる最も
一般的に使用されるスライド型フオルマント発生
器は、電圧制御フイルタ（VCF）である。この
フイルタは、制御信号電圧の作用によりアナログ
楽音波形スペクトルスポンスを変化させるのに用
いられる。デジタル楽音発生器は、楽音波形を与
えるため後でアナログ信号に変換される一連のデ
ジタル波形点のスペクトル内容を変更するめデジ
タルフイルタを用いることによつて、対応するス
ペクトル変化を得ることができる。フオルマント
フイルタとして使用するデジタルフイルタについ
ては、“デジタルスライド型フオルマントフイル
タを用いた楽音発生器”と題する1977年10月６日
付出願の米国特許4267761号（特開昭54−59922）
に記載されている。この発明と本発明の譲受人は
同一人である。
一般的に使用されるスライド型フオルマント発生
器は、電圧制御フイルタ（VCF）である。この
フイルタは、制御信号電圧の作用によりアナログ
楽音波形スペクトルスポンスを変化させるのに用
いられる。デジタル楽音発生器は、楽音波形を与
えるため後でアナログ信号に変換される一連のデ
ジタル波形点のスペクトル内容を変更するめデジ
タルフイルタを用いることによつて、対応するス
ペクトル変化を得ることができる。フオルマント
フイルタとして使用するデジタルフイルタについ
ては、“デジタルスライド型フオルマントフイル
タを用いた楽音発生器”と題する1977年10月６日
付出願の米国特許4267761号（特開昭54−59922）
に記載されている。この発明と本発明の譲受人は
同一人である。
一般に、デジタルフイルタは遅延回路、乗算
器、係数メモリ、加算器の諸機能を有する基本素
子から構成されるのが普通であるので安価なシス
テムではない。乗算器は最も望ましくない素子で
ある。という訳は、そのようなデジタル回路は、
デジタルフイルタを構成する他のデジタル論理回
路に比べて比較的効果であるからである。
器、係数メモリ、加算器の諸機能を有する基本素
子から構成されるのが普通であるので安価なシス
テムではない。乗算器は最も望ましくない素子で
ある。という訳は、そのようなデジタル回路は、
デジタルフイルタを構成する他のデジタル論理回
路に比べて比較的効果であるからである。
予め選択した数組の高調波係数を用いる離散的
フーリエ変換換算方を用いて楽音波形を計算する
タイプのデジタル楽音発生器いおいては、スライ
ド型フオルマントフイルタとして従来の時間領域
デジタルフイルタを使用することを避けている。
選択された高調波係数は容易に乗算（scale）で
き、時間的に変化させることができるので、結果
として計算される楽音波形は、時間領域スライド
型フオルマントフイルタによつて得られるスペク
トル効果に以た効果を得ることができる。そのよ
うなシステムは、“コンピユータオルガン”と題
する米国特許第3809786号および“複音シンセサ
イザ”と題する米国特許第4085644号（特開昭52
−27621）に説明されている。
フーリエ変換換算方を用いて楽音波形を計算する
タイプのデジタル楽音発生器いおいては、スライ
ド型フオルマントフイルタとして従来の時間領域
デジタルフイルタを使用することを避けている。
選択された高調波係数は容易に乗算（scale）で
き、時間的に変化させることができるので、結果
として計算される楽音波形は、時間領域スライド
型フオルマントフイルタによつて得られるスペク
トル効果に以た効果を得ることができる。そのよ
うなシステムは、“コンピユータオルガン”と題
する米国特許第3809786号および“複音シンセサ
イザ”と題する米国特許第4085644号（特開昭52
−27621）に説明されている。
“楽音発生のためのフイルタおよび遅延ループ
を有する電子楽器”と題する米国特許第4130043
号には、信号フイードバツク構成に用いられる１
個の固定フイルタを用いる型のスライド型フオル
マントフイルタが説明されている。楽音波形源
は、対応する楽音波形の１周期に対する等間隔に
配置された点を含むデジタルメモリである。この
データは予め選択されたブロツク速度でメモリか
ら順次に反復して読出され、アナログ波形に変化
される。指令信号に応答して、１周期に対するメ
モリからの出力データは低域通過デジタルフイル
タを通過し、メモリ中のデータと入れ代わるのに
用いられる。このプロセスは、メモリからのデー
タがフイルタによつて処理された回数とともにそ
のカツトオフ周波数が変化するスライド型低域通
過フイルタの効果を生じさせると主張された。カ
ツトオフ周波数を増加、減少の両方に変化させる
ように、フオルマントをスライドさせるための装
置は備えられていない。
を有する電子楽器”と題する米国特許第4130043
号には、信号フイードバツク構成に用いられる１
個の固定フイルタを用いる型のスライド型フオル
マントフイルタが説明されている。楽音波形源
は、対応する楽音波形の１周期に対する等間隔に
配置された点を含むデジタルメモリである。この
データは予め選択されたブロツク速度でメモリか
ら順次に反復して読出され、アナログ波形に変化
される。指令信号に応答して、１周期に対するメ
モリからの出力データは低域通過デジタルフイル
タを通過し、メモリ中のデータと入れ代わるのに
用いられる。このプロセスは、メモリからのデー
タがフイルタによつて処理された回数とともにそ
のカツトオフ周波数が変化するスライド型低域通
過フイルタの効果を生じさせると主張された。カ
ツトオフ周波数を増加、減少の両方に変化させる
ように、フオルマントをスライドさせるための装
置は備えられていない。
本発明は、デジタル楽音発生器において、フイ
ードバツクデータ配置を使用することによつて得
られるスライド型フオルマント効果を発生させる
ための装置を指向する。
ードバツクデータ配置を使用することによつて得
られるスライド型フオルマント効果を発生させる
ための装置を指向する。
米国特許第4085644号（特開昭52−27621）に説
明されているタイプの複音シンセサイザにおいて
は、計算サイクルとデータ転送サイクルとが別々
に反復して実行されて、楽音波形に変換されるデ
ータを与える。計算サイクルの期間中には、予め
選択された楽音を特徴づける記憶された何組かの
高調波係数を用いて離散的フーリエ変換算方を実
行することによつて、主データセツトを発生させ
る。この計算はいかなる楽音周波数とも同期しな
い高速で行われる。フーリエ変換算方に必要な高
調波係数および直交関数はデジタルの形で記憶さ
れ、その計算はデジタル的に行われることが好ま
しい。計算サイクルの終了時には、主データセツ
トはメモリ内に記憶されている。
明されているタイプの複音シンセサイザにおいて
は、計算サイクルとデータ転送サイクルとが別々
に反復して実行されて、楽音波形に変換されるデ
ータを与える。計算サイクルの期間中には、予め
選択された楽音を特徴づける記憶された何組かの
高調波係数を用いて離散的フーリエ変換算方を実
行することによつて、主データセツトを発生させ
る。この計算はいかなる楽音周波数とも同期しな
い高速で行われる。フーリエ変換算方に必要な高
調波係数および直交関数はデジタルの形で記憶さ
れ、その計算はデジタル的に行われることが好ま
しい。計算サイクルの終了時には、主データセツ
トはメモリ内に記憶されている。
計算サイクルに引き続いて転送サイクルが開始
され、この転送サイクルの期間中に主データセツ
トのデータは複数の楽音発生器のうちの予め選択
された楽音発生器へ転送される。楽音発生出力
は、計算サイクルおよび転送サイクルの期間中中
断することなく継続する。
され、この転送サイクルの期間中に主データセツ
トのデータは複数の楽音発生器のうちの予め選択
された楽音発生器へ転送される。楽音発生出力
は、計算サイクルおよび転送サイクルの期間中中
断することなく継続する。
複数の楽音発生器のうちの予め選択された楽音
発生器の各々に記憶された主データセツトは、記
憶装置から逐次反復して読出され、Ｄ−Ａ変換器
によつてアナログ楽音波形に変換される。メモリ
読出し速度は、楽音発生器で発生する楽音ピツチ
に対応する基本波に比例する。フオルマント制御
信号に応答して、楽音発生器中のメモリから読出
されたデータ点は処理されて連続的振幅和
（successive amplitude sums）を形成する。こ
の和はそのメモリに記憶されてもとの主データセ
ツトに取つ手代わる。連続的和（successive
sums）を計算するこのプロセスは、フオルマン
ト制御信号が発生する度毎に反復される。この信
号はアツプ／ダウンカウンタを増分するのに用い
られる。このカウンタの内容は、連続的振幅和を
計算することによつて主データセツトが変更され
る回数を示している。このフオルマント制御信号
はまたアツプ／ダウンカウンタを減分するために
使用することもできる。アツプ／ダウンカウンタ
がそのカウント状態を変える度毎に、連続的和を
計算してその結果を記憶するプロセスは、アツ
プ／ダウンカウンタのカウント状態に等しい回数
だけくり返される。その結果は、制御信号に応答
してそのカツトオフ周波数を高い方へも低い方へ
変更できるフオルマント発生システムができる。
発生器の各々に記憶された主データセツトは、記
憶装置から逐次反復して読出され、Ｄ−Ａ変換器
によつてアナログ楽音波形に変換される。メモリ
読出し速度は、楽音発生器で発生する楽音ピツチ
に対応する基本波に比例する。フオルマント制御
信号に応答して、楽音発生器中のメモリから読出
されたデータ点は処理されて連続的振幅和
（successive amplitude sums）を形成する。こ
の和はそのメモリに記憶されてもとの主データセ
ツトに取つ手代わる。連続的和（successive
sums）を計算するこのプロセスは、フオルマン
ト制御信号が発生する度毎に反復される。この信
号はアツプ／ダウンカウンタを増分するのに用い
られる。このカウンタの内容は、連続的振幅和を
計算することによつて主データセツトが変更され
る回数を示している。このフオルマント制御信号
はまたアツプ／ダウンカウンタを減分するために
使用することもできる。アツプ／ダウンカウンタ
がそのカウント状態を変える度毎に、連続的和を
計算してその結果を記憶するプロセスは、アツ
プ／ダウンカウンタのカウント状態に等しい回数
だけくり返される。その結果は、制御信号に応答
してそのカツトオフ周波数を高い方へも低い方へ
変更できるフオルマント発生システムができる。
本発明の目的は、制御信号に応答してそのカツ
トオフ周波数を高い方へも低い方へも変更できる
デジタル楽音発生器におけるスライド型フオルマ
ント発生システムを提供することである。
トオフ周波数を高い方へも低い方へも変更できる
デジタル楽音発生器におけるスライド型フオルマ
ント発生システムを提供することである。
本発明のもう１つの目的は、デジタル乗算器を
必要としないデジタル楽音発生器において制御可
能なスライド型フオルマントを発生させるための
手段を提供することである。
必要としないデジタル楽音発生器において制御可
能なスライド型フオルマントを発生させるための
手段を提供することである。
本発明の第１発明の構成は以下の通りである。
楽音信号の１周期を規定する複数の波形データ
を記憶する波形メモリを有し、前記波形データを
割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波形
メモリから遂次反復してデータＤ−Ａ変換器へ転
送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 前記波形メモリから読出された波形データを記
憶するための遅延手段および前記波形メモリから
読出された波形データと前記遅延手段に記憶され
た波形データとを加算又は減算する加算手段から
なるデジタルフイルタと、 該デジタルフイルタの出力を制御するためのフ
オルマントアドバンス信号を発生さえるフオルマ
ントアドバンス信号発生手段と、 前記フオルマントアドバンス信号に応答して前
記デジタルフイルタからの出力を選択し、前記フ
オルマントアドバンス信号が発生されない場合に
は前記波形メモリから読出された波形データを選
択する第１データ選択手段と、 前記第１データ選択手段が選択した波形データ
を前記波形メモリに記憶する第２データ選択手段
とを備え、 前記フオルマントアドバンス信号発生手段から
のフオルマントアドバンス信号に基づき前記波形
メモリから読出された波形データを前記デジタル
フイルタと前記第１および第２データ選択手段と
を経由して再度前記波形メモリへ回帰させること
によりスライド型フオルマント効果を得ることを
特徴とする電子楽器用回帰型フオルマント発生
器。
を記憶する波形メモリを有し、前記波形データを
割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波形
メモリから遂次反復してデータＤ−Ａ変換器へ転
送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 前記波形メモリから読出された波形データを記
憶するための遅延手段および前記波形メモリから
読出された波形データと前記遅延手段に記憶され
た波形データとを加算又は減算する加算手段から
なるデジタルフイルタと、 該デジタルフイルタの出力を制御するためのフ
オルマントアドバンス信号を発生さえるフオルマ
ントアドバンス信号発生手段と、 前記フオルマントアドバンス信号に応答して前
記デジタルフイルタからの出力を選択し、前記フ
オルマントアドバンス信号が発生されない場合に
は前記波形メモリから読出された波形データを選
択する第１データ選択手段と、 前記第１データ選択手段が選択した波形データ
を前記波形メモリに記憶する第２データ選択手段
とを備え、 前記フオルマントアドバンス信号発生手段から
のフオルマントアドバンス信号に基づき前記波形
メモリから読出された波形データを前記デジタル
フイルタと前記第１および第２データ選択手段と
を経由して再度前記波形メモリへ回帰させること
によりスライド型フオルマント効果を得ることを
特徴とする電子楽器用回帰型フオルマント発生
器。
本発明の第２発明の構成は以下の通りである。
楽音信号の１周期の規定する複数の波形データ
を記録する波形メモリを有し、前記波形データを
割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波形
メモリから遂次反復して読出しＤ−Ａ変換器へ転
送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 音源波形データを発生する音源波形発生手段
と、 該音源波形発生手段からの音源波形データを入
力として回帰型フイルタ処理を行うデジタルフイ
ルタと、 該デイジタルフイルタを制御するためのフオル
マント制御信号を発生する手段であつて、前記デ
ジタルフイルタにおけるカツトオフ周波数を増加
又は減少せるための信号を発生するフオルマント
制御信号発生手段と、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおける回帰回数を制御するデジタル
フイルタ制御手段と、 前記デジタルフイルタにおいてフイルタ処理さ
れた変更後の音源波形データを前記波形メモリに
転送する転送手段とを備え、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおけるカツトオフ周波数を時間的に
増加又は減少させるようにしたことを特徴とする
電子楽器用回帰型フオルマント発生器。
を記録する波形メモリを有し、前記波形データを
割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波形
メモリから遂次反復して読出しＤ−Ａ変換器へ転
送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 音源波形データを発生する音源波形発生手段
と、 該音源波形発生手段からの音源波形データを入
力として回帰型フイルタ処理を行うデジタルフイ
ルタと、 該デイジタルフイルタを制御するためのフオル
マント制御信号を発生する手段であつて、前記デ
ジタルフイルタにおけるカツトオフ周波数を増加
又は減少せるための信号を発生するフオルマント
制御信号発生手段と、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおける回帰回数を制御するデジタル
フイルタ制御手段と、 前記デジタルフイルタにおいてフイルタ処理さ
れた変更後の音源波形データを前記波形メモリに
転送する転送手段とを備え、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおけるカツトオフ周波数を時間的に
増加又は減少させるようにしたことを特徴とする
電子楽器用回帰型フオルマント発生器。
本発明は、配列された鍵盤スイツチ上でされた
スイツチの音高に対応する速度でメモリから連続
した波形サンプル点を反復した読出すタイプの楽
音発生器に組み込まれたスライド型フオルマント
発生システムに関する。メモリから読出されたサ
ンプル点は、Ｄ−Ａ変換器によつてアナログ楽音
信号に変換される。この種の楽音発生システム
は、ここに参考のため述べてある。“複音シンセ
サイダ”と題する米国特許第4085644号（特開昭
52−27621）に詳細に述べられている。下記の説
明において、参考のために述べてある特許に説明
されているシステムのすべての要素は、その特許
にでてくる同一番号の要素に対応する２桁数字で
識別されている。３桁数字で識別されているすべ
てのブロツクは、スライド型フオルマントの音色
効果を発生させるため本発明の改良を実施するた
めに“複音シンセサイザ”に付け加えられたもの
である。
スイツチの音高に対応する速度でメモリから連続
した波形サンプル点を反復した読出すタイプの楽
音発生器に組み込まれたスライド型フオルマント
発生システムに関する。メモリから読出されたサ
ンプル点は、Ｄ−Ａ変換器によつてアナログ楽音
信号に変換される。この種の楽音発生システム
は、ここに参考のため述べてある。“複音シンセ
サイダ”と題する米国特許第4085644号（特開昭
52−27621）に詳細に述べられている。下記の説
明において、参考のために述べてある特許に説明
されているシステムのすべての要素は、その特許
にでてくる同一番号の要素に対応する２桁数字で
識別されている。３桁数字で識別されているすべ
てのブロツクは、スライド型フオルマントの音色
効果を発生させるため本発明の改良を実施するた
めに“複音シンセサイザ”に付け加えられたもの
である。
上述した特許に詳細に説明されているように、
主データセツトが奇数対称で計算されると、主デ
ータセツトを構成するサンプル点は下記の関係で
表わされる。
主データセツトが奇数対称で計算されると、主デ
ータセツトを構成するサンプル点は下記の関係で
表わされる。
xo＝M/2
〓q=1
cqsin（2πnq／ｍ）；ｎ＝１，２，……，Ｍ 式１
但し、Ｍは対応する楽音波形の１周期における
点xoの総数であり、cqは高調波次数ｑに対する高
調波係数である。
点xoの総数であり、cqは高調波次数ｑに対する高
調波係数である。
スペクトル成分又は高調波係数は、式１のフー
リエ変換として下記のように表わすことができ
る。
リエ変換として下記のように表わすことができ
る。
cq＝M
〓n=1
xosin（2πnq／Ｍ） 式２
１データ点の遅延後、逐次和（successive
sum）は、下記のように形成することができる。
sum）は、下記のように形成することができる。
yo＝（xo+1＋xo）／２ 式３
逐次和のスペクトル成分bqはyoのフーリエ変換
又は下記の式から得ることができる。
又は下記の式から得ることができる。
bq＝M
〓n=1
yosin（2πnq／Ｍ）＝0.5M
〓n=1
xosin（2πnq／Ｍ）
＋0.5M
〓n=1
xo+1sin（2πq／Ｍ）＝cq／２＋0.5M
〓n=1
xo+1sin（2πq／Ｍ） 式４
変数ｕ＝ｎ＋１の変更は式４の最初の和の項に
おいて行われる。xoは奇数対称で同期性を示すと
いう性質を用いると、逐次振幅和に対するスペク
トル成分の式がえられる。
おいて行われる。xoは奇数対称で同期性を示すと
いう性質を用いると、逐次振幅和に対するスペク
トル成分の式がえられる。
bq＝cq〔１＋cos（2πq／Ｍ）〕／２
＝cqcos2（πq／Ｍ） 式５
高調波次数（number）ｑ＝Ｍ／４の場合には、
三角項は1/2に等しくなる。従つて、逐次和の計
算によつて得られるフイルタ効果の−3db減衰点
は、各波形周期に対し等間隔に置かれたデータ点
の数Ｍにより決定される全高調波次数の1/2に等
しい高調波次数ｑ点となる。等間隔に置かれた点
Ｍによつて表わされる１波形に対してとりうる高
調波の数はＭ／２である。
三角項は1/2に等しくなる。従つて、逐次和の計
算によつて得られるフイルタ効果の−3db減衰点
は、各波形周期に対し等間隔に置かれたデータ点
の数Ｍにより決定される全高調波次数の1/2に等
しい高調波次数ｑ点となる。等間隔に置かれた点
Ｍによつて表わされる１波形に対してとりうる高
調波の数はＭ／２である。
第１図は、スライド型低域通過フイルタの効果
を作り出すスライド型フオルマントシステムを示
す。
を作り出すスライド型フオルマントシステムを示
す。
鍵盤スイツチ１２のスイツチの閉鎖に応答し
て、楽音波形の１周期に対して等間隔の置かれた
点に対応する１セツトの主データ点が、上記に参
考のため述べられた特許（米国特許第4085644、
特開昭52−27621）に説明されているような波形
発生器１７０により発生する。この主データセツ
トは主レジスタ３４に記憶される。この主データ
セツトは、鍵盤スイツチ１２のうちの作動された
スイツチに割当てられている複数の楽音発生器へ
転送される。第１図にはこれらの楽音発生器のう
ちの１つだけが明示されている。
て、楽音波形の１周期に対して等間隔の置かれた
点に対応する１セツトの主データ点が、上記に参
考のため述べられた特許（米国特許第4085644、
特開昭52−27621）に説明されているような波形
発生器１７０により発生する。この主データセツ
トは主レジスタ３４に記憶される。この主データ
セツトは、鍵盤スイツチ１２のうちの作動された
スイツチに割当てられている複数の楽音発生器へ
転送される。第１図にはこれらの楽音発生器のう
ちの１つだけが明示されている。
転送サイクルの期間中に、ロード選択回路４５
は、主レジスタ３４内にある主データセツトが何
時読出され音調シフトレジスタ３５へ転送される
かを示す信号を発生させる。ロード選択回路４５
からの信号に応答して、データ選択回路１２０
は、主レジスタ３４から読出された主データセツ
トを音調シフトレジスタ３５へ転送する。
は、主レジスタ３４内にある主データセツトが何
時読出され音調シフトレジスタ３５へ転送される
かを示す信号を発生させる。ロード選択回路４５
からの信号に応答して、データ選択回路１２０
は、主レジスタ３４から読出された主データセツ
トを音調シフトレジスタ３５へ転送する。
転送されたデータは、音調クロツクにより与え
られるタイミング信号で制御されて、通常の循環
方式で音調シフトレジスタ３５から読出される。
音調クロツク３７に使用できる電圧制御発振器を
実行するには種々の方法がある。そのような１つ
の実行方向が、ここに参考のため述べてある米国
特許第4067254号（特開昭52−65415）に詳細に説
明されている。
られるタイミング信号で制御されて、通常の循環
方式で音調シフトレジスタ３５から読出される。
音調クロツク３７に使用できる電圧制御発振器を
実行するには種々の方法がある。そのような１つ
の実行方向が、ここに参考のため述べてある米国
特許第4067254号（特開昭52−65415）に詳細に説
明されている。
フリツプフロツプ１０５がセツトされていない
場合、その出力論理状態はＱ＝“０”となる。状
態Ｑ＝“０”に応答して、データ選択回路１０３
は、音調シフトレジスタから読出されたデータを
選択し、このデータをデータ選択回路１２０へ転
送するので、音調シフトレジスタ３５は、出力デ
ータが入力データとしてシフトレジスタに再び書
込まれる循環読出し−書込みモードで動作する。
データ選択回路１０３により転送されるために選
択されたデータは、Ｄ−Ａ変換器４７によりアナ
ログ楽音波形に変換され、音響システム１１へ与
えられる。
場合、その出力論理状態はＱ＝“０”となる。状
態Ｑ＝“０”に応答して、データ選択回路１０３
は、音調シフトレジスタから読出されたデータを
選択し、このデータをデータ選択回路１２０へ転
送するので、音調シフトレジスタ３５は、出力デ
ータが入力データとしてシフトレジスタに再び書
込まれる循環読出し−書込みモードで動作する。
データ選択回路１０３により転送されるために選
択されたデータは、Ｄ−Ａ変換器４７によりアナ
ログ楽音波形に変換され、音響システム１１へ与
えられる。
フオルマントアドバンス信号が発生すると、ス
ライド型フオルマント効果が生じる。フオルマン
トアドバンス信号は、楽音発生器へ割当てられる
鍵盤スイツチが作動される度にスタートするタイ
ミングクロツクを使用して発生させることができ
る。
ライド型フオルマント効果が生じる。フオルマン
トアドバンス信号は、楽音発生器へ割当てられる
鍵盤スイツチが作動される度にスタートするタイ
ミングクロツクを使用して発生させることができ
る。
フリツプフロツプ１０５はフオルマントアドバ
ンス信号に応答してセツトされ、それにより出力
論理状態Ｑ＝“１”を生じさせる。論理状態Ｑ＝
“１”に応答して、ゲート１０６は、カウンタ１
０７を増分させるのに用いられてるタイミング信
号を音調クロツク３７から転送する。更に論理状
態Ｑ＝“１”に応答して、データ選択回路１０３
は加算器１０２から受けとつた入力データを選択
し、データ選択回路１２０へ転送する。
ンス信号に応答してセツトされ、それにより出力
論理状態Ｑ＝“１”を生じさせる。論理状態Ｑ＝
“１”に応答して、ゲート１０６は、カウンタ１
０７を増分させるのに用いられてるタイミング信
号を音調クロツク３７から転送する。更に論理状
態Ｑ＝“１”に応答して、データ選択回路１０３
は加算器１０２から受けとつた入力データを選択
し、データ選択回路１２０へ転送する。
加算器１０２への１入力は、音調シフトレジス
タ３５からの読出された現在のデータ点の値であ
る。加算器１０２への第２入力は、遅延回路１０
１における１音調クロツク遅延によつてえられる
前のデータ点である。
タ３５からの読出された現在のデータ点の値であ
る。加算器１０２への第２入力は、遅延回路１０
１における１音調クロツク遅延によつてえられる
前のデータ点である。
カウンタ１０７は、音調シフトレジスタ３５に
記憶されたデータ点の数をモジユロ（進数）とし
てカウントするように実行されている。カウンタ
１０７が増分されてオーバーフローしてその最小
カウント状態に戻ると、リセツト信号が発生す
る。このリセツト信号はフリツプフロツプ１０５
をリセツトするのに用いられるので、その出力論
理状態はＱ＝“０”となる。この時、完全な１波
形周期に対する連続するデータ点を加算すること
によつて、完全に新しい１セツトの波形点が計算
されている。
記憶されたデータ点の数をモジユロ（進数）とし
てカウントするように実行されている。カウンタ
１０７が増分されてオーバーフローしてその最小
カウント状態に戻ると、リセツト信号が発生す
る。このリセツト信号はフリツプフロツプ１０５
をリセツトするのに用いられるので、その出力論
理状態はＱ＝“０”となる。この時、完全な１波
形周期に対する連続するデータ点を加算すること
によつて、完全に新しい１セツトの波形点が計算
されている。
加算器１０２からの出力データは２進ビツト１
ビツトだけ右へシフトされることにより２で割算
され、データ選択回路１０３へ転送される。
ビツトだけ右へシフトされることにより２で割算
され、データ選択回路１０３へ転送される。
新たな波形を計算するのに要する時間の間に、
データ選択回路１０３によつて転送されたデータ
は連続的に楽音信号に変換されるので、楽音発生
は新たな波形点セツトの計算プロセスによつて妨
げられることはない。新たなフオルマントアドバ
ンス信号が受信されるまでは、音調シフトレジス
タ内に現在ある波形データ点セツトで楽音発生は
継続される。
データ選択回路１０３によつて転送されたデータ
は連続的に楽音信号に変換されるので、楽音発生
は新たな波形点セツトの計算プロセスによつて妨
げられることはない。新たなフオルマントアドバ
ンス信号が受信されるまでは、音調シフトレジス
タ内に現在ある波形データ点セツトで楽音発生は
継続される。
第２図は第１図に示されているスライド型フオ
ルマントシステムにより発生される楽音の出力ス
ペクトルを示す。もとの主データセツトは、強さ
の等しい31の音調波と、他の高調波係数より
60db少い相対的レベルにある第32番目の高調波
を用いることにより発生される。もとの出力スペ
クトルは右端のラベル０（零）で示されている。
各ラベルは連続するフオルマントアドバンス信号
の各々に対する出力スペクトルを示す。スペクト
ル線の高さは正規化値である0dbに対応し、より
低い方のレベルすなわち底の平面は−50dbの値
に対応する。各高調波に対し垂直線が画かれてお
り、基本波（fundamental）は左側にある。スラ
イド式低域通過フオルマントフイルタの効果は第
２図に明らに示されている。
ルマントシステムにより発生される楽音の出力ス
ペクトルを示す。もとの主データセツトは、強さ
の等しい31の音調波と、他の高調波係数より
60db少い相対的レベルにある第32番目の高調波
を用いることにより発生される。もとの出力スペ
クトルは右端のラベル０（零）で示されている。
各ラベルは連続するフオルマントアドバンス信号
の各々に対する出力スペクトルを示す。スペクト
ル線の高さは正規化値である0dbに対応し、より
低い方のレベルすなわち底の平面は−50dbの値
に対応する。各高調波に対し垂直線が画かれてお
り、基本波（fundamental）は左側にある。スラ
イド式低域通過フオルマントフイルタの効果は第
２図に明らに示されている。
スライド型高域通過フイルタの効果は、第１図
に示したシステムの変更により得ることができ
る。この変更は第３図に示してある。この変更
は、遅延回路１０１からのデータ出力を２の補数
回路１０４によつて対応する２の補数の形に変え
ることからなる。この２つ補数演算は、入力デー
タの負の値をつくることに相当する。この方法に
より、加算器１０２は、音調シフトレジスタから
読出された連続した振幅点の差の値を、データ選
択回路１０３の入力データ端子のうちの１つへ与
える。連続する振幅点の差は次の通りである。
に示したシステムの変更により得ることができ
る。この変更は第３図に示してある。この変更
は、遅延回路１０１からのデータ出力を２の補数
回路１０４によつて対応する２の補数の形に変え
ることからなる。この２つ補数演算は、入力デー
タの負の値をつくることに相当する。この方法に
より、加算器１０２は、音調シフトレジスタから
読出された連続した振幅点の差の値を、データ選
択回路１０３の入力データ端子のうちの１つへ与
える。連続する振幅点の差は次の通りである。
yo＝（xo-1−xo）／２ 式６
対応する新しいスペクトル成分又は高調波係数
は下記の通りである。
は下記の通りである。
bq＝cq（１−cos2πq／ｍ）／２
＝cqsin2πq／Ｍ 式７
この場合新しいスペクトル成分は、三角正弦二
乗関数によつて、各々の完全な波データ計算ごと
に古い成分と関連づけられている。従つて変更さ
れたスペクトルは、比較的高い周波数よりも比較
的低い周波数におけるものの方がより一層減衰さ
れる。
乗関数によつて、各々の完全な波データ計算ごと
に古い成分と関連づけられている。従つて変更さ
れたスペクトルは、比較的高い周波数よりも比較
的低い周波数におけるものの方がより一層減衰さ
れる。
第４図は、第３図に示してあるスライド型フオ
ルマントシステムにより発生される楽音の出力ス
ペクトルである。もとの主データは、第２図に示
した曲線群（family）を発生させるのに使用さ
れ、上記に説明した主データと同じである。もと
の出力スペクトルは右端の０ラベルで識別されて
いる。各ラベルは、連続する各フオルマントアド
バンス信号の出力スペクトルを示す。スライド型
高域通過フオルマントフイルタの効果は、第４図
に明らかに示されている。種々のスライド型フオ
ルマント効果が、第１図又は第３図の遅延回路１
０１を実行させ、２つ又はそれ以上のクロツク遅
延を与えることによつて得られる。クロツク遅延
の数は、遅延制御信号によつて選択することがで
きる。
ルマントシステムにより発生される楽音の出力ス
ペクトルである。もとの主データは、第２図に示
した曲線群（family）を発生させるのに使用さ
れ、上記に説明した主データと同じである。もと
の出力スペクトルは右端の０ラベルで識別されて
いる。各ラベルは、連続する各フオルマントアド
バンス信号の出力スペクトルを示す。スライド型
高域通過フオルマントフイルタの効果は、第４図
に明らかに示されている。種々のスライド型フオ
ルマント効果が、第１図又は第３図の遅延回路１
０１を実行させ、２つ又はそれ以上のクロツク遅
延を与えることによつて得られる。クロツク遅延
の数は、遅延制御信号によつて選択することがで
きる。
第１図および第３図に示すシステムは、いづれ
も単音スライド型フオルマント効果を発生する。
即ち、各フオルマントアドバンス信号はフオルマ
ントを常に単一方向へ変化させる。多くの楽音シ
ンセサイザにおいては、ADSR（アタツク／デイ
ケイ・サイステイン／リリース）エンベロープ発
生器によつて発生されるような制御信号に応答し
て、スライド型フオルマント効果を周波数が高く
なる方向（モード）又は周波数が低くなる方向
（モード）のどちらへも移動させることが望まし
い。第５図は、双方向スライド型フオルマント効
果を発生させるシステムを図示している。このシ
ステムでは、スライド型フオルマント制御信号の
変化が検出されると、新しい波形がもとの主デー
タセツトを含むメモリから速やかに発生し、新し
い波形データ点が音調シフトレジスタ３５に記憶
される。この方法により、増加モード又は減少モ
ードのいづれのモードにおいてもスライド型フオ
ルマントを発生させることかができる。
も単音スライド型フオルマント効果を発生する。
即ち、各フオルマントアドバンス信号はフオルマ
ントを常に単一方向へ変化させる。多くの楽音シ
ンセサイザにおいては、ADSR（アタツク／デイ
ケイ・サイステイン／リリース）エンベロープ発
生器によつて発生されるような制御信号に応答し
て、スライド型フオルマント効果を周波数が高く
なる方向（モード）又は周波数が低くなる方向
（モード）のどちらへも移動させることが望まし
い。第５図は、双方向スライド型フオルマント効
果を発生させるシステムを図示している。このシ
ステムでは、スライド型フオルマント制御信号の
変化が検出されると、新しい波形がもとの主デー
タセツトを含むメモリから速やかに発生し、新し
い波形データ点が音調シフトレジスタ３５に記憶
される。この方法により、増加モード又は減少モ
ードのいづれのモードにおいてもスライド型フオ
ルマントを発生させることかができる。
このシステム速度の用件は、容易に計算でき
る。主データセツトが対応する楽音波形の完全な
１周期に対しＭ＝64の点を有するとしよう。これ
はＭ／２＝32の高調波をもつことのできる楽音に
対応する。オルガン鍵盤上の最高の楽音ピツチは
c7であり、これは2093Hzの基本周波数に対応す
る。従つて、連続するデータ点が音調シフトレジ
スタから読出されなければならい最高周波数は n＝64×2093＝133.95KHz である。もし、c＝2.68MHzの論理クロツク速度
で波形変更のための計算がなされるとするとする
と、連続するデータ点が音調シフトレジスタ３５
から読出される時間的間隔の間に20回の完全な波
形変更を完了することができる。この時間的必要
条件は、c7以下の周波数を有するいかなる楽音に
とつても十分である。その論理クロツク周波数c
は、超小型電子回路の速度能力の範囲内に十分あ
る。
る。主データセツトが対応する楽音波形の完全な
１周期に対しＭ＝64の点を有するとしよう。これ
はＭ／２＝32の高調波をもつことのできる楽音に
対応する。オルガン鍵盤上の最高の楽音ピツチは
c7であり、これは2093Hzの基本周波数に対応す
る。従つて、連続するデータ点が音調シフトレジ
スタから読出されなければならい最高周波数は n＝64×2093＝133.95KHz である。もし、c＝2.68MHzの論理クロツク速度
で波形変更のための計算がなされるとするとする
と、連続するデータ点が音調シフトレジスタ３５
から読出される時間的間隔の間に20回の完全な波
形変更を完了することができる。この時間的必要
条件は、c7以下の周波数を有するいかなる楽音に
とつても十分である。その論理クロツク周波数c
は、超小型電子回路の速度能力の範囲内に十分あ
る。
第５図に示されれているシステムにおいては、
音調クロツク３７は、関連した発生楽音の基本周
波数の64×64＝4096倍の周波数にセツトされる。
音調クロツク３７により発生されたタイミング信
号は、分周器１１０によつて64で割算される。そ
の結果分周された周波数信号は、音調シフトレジ
スタ３５からデータを読出すのに用いられる。
音調クロツク３７は、関連した発生楽音の基本周
波数の64×64＝4096倍の周波数にセツトされる。
音調クロツク３７により発生されたタイミング信
号は、分周器１１０によつて64で割算される。そ
の結果分周された周波数信号は、音調シフトレジ
スタ３５からデータを読出すのに用いられる。
フオルマントカツトオフ高調波位置は、アツ
プ／ダウンカウンタ１２３のカウント状態を増分
又は減分することによつて制御される。フオルマ
ント制御信号は２本の信号線に分けられる。アツ
プ線上の信号はアツプ／ダウンカンタ１２３を増
分させ、ダウン線上の信号はこのカウンタを減分
させる。アツプ／タウンカウンタのカウント状態
のいかなる変化にも、オアゲート１１４からの論
理“１”出力が伴う。アツプ／ダウンカウンタ１
１３のカウント状態は、出力楽音波形に対応する
64個のデータ点に対して実行された隣接するデー
タ点の一連の連続加算回数に等しい。
プ／ダウンカウンタ１２３のカウント状態を増分
又は減分することによつて制御される。フオルマ
ント制御信号は２本の信号線に分けられる。アツ
プ線上の信号はアツプ／ダウンカンタ１２３を増
分させ、ダウン線上の信号はこのカウンタを減分
させる。アツプ／タウンカウンタのカウント状態
のいかなる変化にも、オアゲート１１４からの論
理“１”出力が伴う。アツプ／ダウンカウンタ１
１３のカウント状態は、出力楽音波形に対応する
64個のデータ点に対して実行された隣接するデー
タ点の一連の連続加算回数に等しい。
オアゲート１１４からの論理“１”信号に応答
して、フリツプフロツプ１０５がセツトされるの
で、出力論理状態はＱ＝“１”となる。フリツプ
フロツプ１０５がセツトされると、ゲート１０６
は分周器１１０の出力からタイミング信号を転送
してカウンタ１０７を増分する。
して、フリツプフロツプ１０５がセツトされるの
で、出力論理状態はＱ＝“１”となる。フリツプ
フロツプ１０５がセツトされると、ゲート１０６
は分周器１１０の出力からタイミング信号を転送
してカウンタ１０７を増分する。
カウンタ１０７は、オアゲート１１４の出力に
おける論理“１”信号に応答してその初期値にリ
セツトされる。カウンタ１０７は64×64＝4096を
モジユロ（進数）としてカウントするように実行
される。
おける論理“１”信号に応答してその初期値にリ
セツトされる。カウンタ１０７は64×64＝4096を
モジユロ（進数）としてカウントするように実行
される。
比較器１２５はアツプ／ダウンカンウタ１２３
のカウント状態と、カウンタ１０７のカウント状
態の最上位の６ビツトとを比較する。カウンタ１
０７の最上位の６ビツトは、アツプ／ダウンカウ
ンタ１２３のカウント状態がフオルマント制御信
号に応答して変化した時から音調シフトレジスタ
から読出される64のデータ点の完全な周期（サイ
クル）数に等しい。
のカウント状態と、カウンタ１０７のカウント状
態の最上位の６ビツトとを比較する。カウンタ１
０７の最上位の６ビツトは、アツプ／ダウンカウ
ンタ１２３のカウント状態がフオルマント制御信
号に応答して変化した時から音調シフトレジスタ
から読出される64のデータ点の完全な周期（サイ
クル）数に等しい。
カウンタ１０７のカウント状態の最上位の６ビ
ツトが、アツプ／ダウンカンウタ１２３の状態に
等しい場合には、比較器１２５は等値信号
（Equal signal）を発生させる。この等値信号は、
フリツプフロツプ１０５をリセツトするのに用い
られ、それによりそれ以上の分周器１１０からの
クロツクパルスがカウンタ１０７を増分させるの
に用いられるのを抑制する。
ツトが、アツプ／ダウンカンウタ１２３の状態に
等しい場合には、比較器１２５は等値信号
（Equal signal）を発生させる。この等値信号は、
フリツプフロツプ１０５をリセツトするのに用い
られ、それによりそれ以上の分周器１１０からの
クロツクパルスがカウンタ１０７を増分させるの
に用いられるのを抑制する。
音調シフトレジスタ３５から読出されたデータ
はＤ−Ａ変換器４７によりアナログ楽音波形に変
換され、ついで、音響システム１１へ与えられ
る。
はＤ−Ａ変換器４７によりアナログ楽音波形に変
換され、ついで、音響システム１１へ与えられ
る。
フリツプフロツプ１０５の出力状態が論理状態
Ｑ＝“０”である場合には、インバータを介して
論理“１”信号がデータ選択回路１１１へ送られ
る。その論理“１”信号に応答してデータ選択回
路１１１は、主レジスタ３４内にある主データセ
ツトを転送サイクルの期間中にデータシフトレジ
スタ１１２へ転送する。
Ｑ＝“０”である場合には、インバータを介して
論理“１”信号がデータ選択回路１１１へ送られ
る。その論理“１”信号に応答してデータ選択回
路１１１は、主レジスタ３４内にある主データセ
ツトを転送サイクルの期間中にデータシフトレジ
スタ１１２へ転送する。
データシフトレジスタ１１２は、音調クロツク
３７からのタイミング信号に応答して循環モード
で動作する。従つて、データシフトレジスタ１１
２内のデータは、音調シフトレジスタ３５内でシ
フトされるデータよりも64倍早い速度でシフトさ
れる。データシフトレジスタ１１２から読出され
たデータは、フリツプフロツプ１０５の論理出力
状態がＱ＝“１”である限りにおいては、データ
シフトレジスタ１１２の入力端子へ書込まれる。
この動作は、データ選択回路１１５とデータ選択
回路１１１との結合動作により達成される。
３７からのタイミング信号に応答して循環モード
で動作する。従つて、データシフトレジスタ１１
２内のデータは、音調シフトレジスタ３５内でシ
フトされるデータよりも64倍早い速度でシフトさ
れる。データシフトレジスタ１１２から読出され
たデータは、フリツプフロツプ１０５の論理出力
状態がＱ＝“１”である限りにおいては、データ
シフトレジスタ１１２の入力端子へ書込まれる。
この動作は、データ選択回路１１５とデータ選択
回路１１１との結合動作により達成される。
フリツプフロツプ１０５がＱ＝“１”である場
合には、データ選択回路１１１は、データ選択回
路１１５から受けとつたデータを転送してデータ
シフトレジスタ１１２に書き込まれるようにす
る。
合には、データ選択回路１１１は、データ選択回
路１１５から受けとつたデータを転送してデータ
シフトレジスタ１１２に書き込まれるようにす
る。
音調クロツク３７が発生したタイミング信号に
応答してデータシフトレジスタ１１２から読出さ
れたデータは、遅延回路１０１により１タイミン
グ信号周期だけ遅延さえる。遅延回路１０１から
の出力遅延データは、加算器１０２によりデータ
シフトレジスタからの次に読出されたデータ点と
加算される。その加算されたデータは、１ビツト
右２進シフトを用いて２で割算され、データ信号
出力の１つとしてデータ選択回路１１５へ与えら
れる。データ選択回路１１５への第２のデータ信
号入力は、データシフトレジスタ１１２から読出
されたデータである。
応答してデータシフトレジスタ１１２から読出さ
れたデータは、遅延回路１０１により１タイミン
グ信号周期だけ遅延さえる。遅延回路１０１から
の出力遅延データは、加算器１０２によりデータ
シフトレジスタからの次に読出されたデータ点と
加算される。その加算されたデータは、１ビツト
右２進シフトを用いて２で割算され、データ信号
出力の１つとしてデータ選択回路１１５へ与えら
れる。データ選択回路１１５への第２のデータ信
号入力は、データシフトレジスタ１１２から読出
されたデータである。
上述の動作の最終的な結果として、主レジスタ
３４から転送された主データセツト値は、アツ
プ／ダウンカウンタ１２３のカウント状態と等し
い回数の波形周期に対する連続データ点の加算が
行なわれることにより変更される。この変更され
たデータはデータシフトレジスタ１１２内にあ
る。
３４から転送された主データセツト値は、アツ
プ／ダウンカウンタ１２３のカウント状態と等し
い回数の波形周期に対する連続データ点の加算が
行なわれることにより変更される。この変更され
たデータはデータシフトレジスタ１１２内にあ
る。
比較器１２５からの等値信号（Eqaul signal）
に応答して、クロツク選択回路１７５は分周器１
１０の出力を選択して、データシフトレジスタ１
１２のためのタイミング信号を与える。もし等値
信号が存在しない場合には、クロツク選択回路１
７５は音調クロツク３７により発生されたタイミ
ング信号を選択し転送する。等値信号に応じて、
データシフトレジスタ１１２内にある現在の波形
データ点は、データ選択回路１１３を介して音調
シフトレジスタ３５へ転送される。
に応答して、クロツク選択回路１７５は分周器１
１０の出力を選択して、データシフトレジスタ１
１２のためのタイミング信号を与える。もし等値
信号が存在しない場合には、クロツク選択回路１
７５は音調クロツク３７により発生されたタイミ
ング信号を選択し転送する。等値信号に応じて、
データシフトレジスタ１１２内にある現在の波形
データ点は、データ選択回路１１３を介して音調
シフトレジスタ３５へ転送される。
等値信号はエツジ検出回路１７９によりパルス
に変換され、そのパルスはフリツプフロツプ１７
６をセツトするのに用いられる。フリツプフロツ
プ１７６がセツトされると、データ選択回路１１
３はデータ選択回路１１５の出力からデータを転
送し、音調シフトレジスタ３５に書き込まれるよ
うにする。カウンタ１７７は、音調シフトレジス
タ３５に記憶されているデータ点の数である64を
カウンタするように実行されている。フリツプフ
ロツプ１７６がセツトされると、カウンタ１７７
は初期設定される。カウンタ１７７は、分周器１
１０からの出力タイミング信号により増分され
る。カウンタ１７７がその最大カウントに達し、
そのモジユロ（進数）カウンテイング動作によつ
てリセツトされると、フリツプフロツプをリセツ
トするのに用いられるリセツト信号が発生する。
この方法により、必要な64波形データ点だけが転
送され、音調シフトレジスタ３５に記憶される。
フリツプフロツプ１７６がリセツトされると、デ
ータ選択回路１１３は音調シフトレジスタを循環
モードで動作させる。
に変換され、そのパルスはフリツプフロツプ１７
６をセツトするのに用いられる。フリツプフロツ
プ１７６がセツトされると、データ選択回路１１
３はデータ選択回路１１５の出力からデータを転
送し、音調シフトレジスタ３５に書き込まれるよ
うにする。カウンタ１７７は、音調シフトレジス
タ３５に記憶されているデータ点の数である64を
カウンタするように実行されている。フリツプフ
ロツプ１７６がセツトされると、カウンタ１７７
は初期設定される。カウンタ１７７は、分周器１
１０からの出力タイミング信号により増分され
る。カウンタ１７７がその最大カウントに達し、
そのモジユロ（進数）カウンテイング動作によつ
てリセツトされると、フリツプフロツプをリセツ
トするのに用いられるリセツト信号が発生する。
この方法により、必要な64波形データ点だけが転
送され、音調シフトレジスタ３５に記憶される。
フリツプフロツプ１７６がリセツトされると、デ
ータ選択回路１１３は音調シフトレジスタを循環
モードで動作させる。
スライダ型高域通過動作は、第５図に示すスイ
ツチにおいて容易に得ることができる。高域通過
モードは、第３図に明示してある２の補数回路１
０４と同様な方法で、遅延回路１０１の出力と加
算器１０２との間に２つの補数回路を置くことに
よりえられる。
ツチにおいて容易に得ることができる。高域通過
モードは、第３図に明示してある２の補数回路１
０４と同様な方法で、遅延回路１０１の出力と加
算器１０２との間に２つの補数回路を置くことに
よりえられる。
フオルマント制御信号はいかなる手ごろな方法
によつても発生させることができる。第６図は、
その制御信号源として従来のADSRエンベロープ
発生器を用いてフオルマント制御信号中のアツ
プ／ダウンのための信号を発生させるためのサブ
システムを示す。最適なADSR発生器は、ここに
参照のため述べてある米国特許第4079650号（特
開昭52−93315）に詳細に説明されている。
ADSR発生器１７６からの出力デジタルデータ値
は、ADSRクロツク１７５により決定される速度
で発生する。
によつても発生させることができる。第６図は、
その制御信号源として従来のADSRエンベロープ
発生器を用いてフオルマント制御信号中のアツ
プ／ダウンのための信号を発生させるためのサブ
システムを示す。最適なADSR発生器は、ここに
参照のため述べてある米国特許第4079650号（特
開昭52−93315）に詳細に説明されている。
ADSR発生器１７６からの出力デジタルデータ値
は、ADSRクロツク１７５により決定される速度
で発生する。
ADSR振幅点は、遅延回路１７７により
IADSRクロツク期間だけ遅延させられる。現在
のADSR振幅点と以前のADSR振幅点が比較器１
７８において比較される。もし変化が発生してい
なければ、比較器１７８から信号は転送されな
い。現在のデータ点が絶対値で前のデータ点より
大であることが検出されると、比較器１７８から
信号がエツジ検出回路１８０へ送られ、この回路
はアツプ（up）フオルマント制御信号を発生さ
せる。現在のデータ点が絶対値で前のデータ点よ
り小であることが検出されると、比較器１７８か
ら信号がエツジ検出回路１８１へ送られ、この回
路はダウン（down）フオルマント制御信号を発
生させる。
IADSRクロツク期間だけ遅延させられる。現在
のADSR振幅点と以前のADSR振幅点が比較器１
７８において比較される。もし変化が発生してい
なければ、比較器１７８から信号は転送されな
い。現在のデータ点が絶対値で前のデータ点より
大であることが検出されると、比較器１７８から
信号がエツジ検出回路１８０へ送られ、この回路
はアツプ（up）フオルマント制御信号を発生さ
せる。現在のデータ点が絶対値で前のデータ点よ
り小であることが検出されると、比較器１７８か
ら信号がエツジ検出回路１８１へ送られ、この回
路はダウン（down）フオルマント制御信号を発
生させる。
上述したフオルマント発生システムの重要な特
徴は、従来の時間領域デジタルフイルタにおいて
典型的な過渡現象を伴わず、フオルマントスペク
トル変化が説明したデジタル方式により行われる
ということである。即ち、１波形周期に対する完
全な64点の終りに、フオルマント発生サブシステ
ムは過渡状態でなく真の定常状態にある。
徴は、従来の時間領域デジタルフイルタにおいて
典型的な過渡現象を伴わず、フオルマントスペク
トル変化が説明したデジタル方式により行われる
ということである。即ち、１波形周期に対する完
全な64点の終りに、フオルマント発生サブシステ
ムは過渡状態でなく真の定常状態にある。
以上のように、本発明によると、デジタルフイ
ルタにおいて乗算器等の複雑な回路を使用せず、
構成を簡単化できる効果がある。
ルタにおいて乗算器等の複雑な回路を使用せず、
構成を簡単化できる効果がある。
さらに簡単な構成でデジタルフイルタのカツト
オフ周波数が時間的に増加又は減少するようなス
ライド型フオルマント効果を有する音楽の発生が
可能である。
オフ周波数が時間的に増加又は減少するようなス
ライド型フオルマント効果を有する音楽の発生が
可能である。
下記に本発明の実施の態様を列記する。
１ 前記第１データ選択手段は、
前記タイミング信号により増分されるカウン
ト状態をもつカウンタと、 前記フオルマントアドバンス信号に応答して
前記カウンタ手段を初期カウント状態にリセツ
トするリセツト回路手段と、 前記カウンタ手段のカウント状態に応答し
て、前記波形メモリに記憶された前記複数の波
形データ点と同数の一連の前記タイミング信号
に対し前記フオルマントアドバンス信号を前記
第１データ選択手段に与えるゲーテイング手段
とを含む 特許請求の範囲第１項による装置。
ト状態をもつカウンタと、 前記フオルマントアドバンス信号に応答して
前記カウンタ手段を初期カウント状態にリセツ
トするリセツト回路手段と、 前記カウンタ手段のカウント状態に応答し
て、前記波形メモリに記憶された前記複数の波
形データ点と同数の一連の前記タイミング信号
に対し前記フオルマントアドバンス信号を前記
第１データ選択手段に与えるゲーテイング手段
とを含む 特許請求の範囲第１項による装置。
２ 前記遅延手段は、
遅延メモリ手段と、
前記波形メモリから読出されたデータを前記
タイミング信号に対応して前記遅延メモリ手段
に記憶するアドレツシング回路と、 前記タイミング信号に応答して、前記遅延メ
モリ手段に記憶されたデータを読出し、前記波
形メモリから読出されたデータと入れかえる読
出し回路とを含む 特許請求の範囲第１項による装置。
タイミング信号に対応して前記遅延メモリ手段
に記憶するアドレツシング回路と、 前記タイミング信号に応答して、前記遅延メ
モリ手段に記憶されたデータを読出し、前記波
形メモリから読出されたデータと入れかえる読
出し回路とを含む 特許請求の範囲第１項による装置。
３ 前記遅延手段と前記加算器手段との間に配置
され、前記遅延手段から読出したデータをその
対応する負の値に変換する補数手段を更に含む 特許請求の範囲第１項による装置。
され、前記遅延手段から読出したデータをその
対応する負の値に変換する補数手段を更に含む 特許請求の範囲第１項による装置。
４ １列の鍵盤システムを有し、楽音信号の１周
期を規定する等間隔に配置された点の対応する
数の振幅に対応する複数の波形データ点を記憶
する波形メモリを有し、前記データ点が関連す
る鍵盤スイツチの楽音のピツチに対応する速度
で波形メモリから逐次反復して読出されＤ−Ａ
変換器へ転送される鍵盤楽器と組み合わされた
装置において、 前記１列の鍵盤スイツチのうちの１つのスイ
ツチから作動されていない状態から作動された
状態に変わると音調信号を発生させる音調検出
手段と、 その状態変化が前記音調信号発生させる鍵盤
スイツチに関連した楽音ピツチに対してタイミ
ング信号を発生させるための音調クロツクと、 フオルマント信号を発生させるフオルマント
信号発生器と、 後から読出されるデータを記憶するための第
１メモリ手段と、 前記音調信号に応答して前記波形メモリに記
憶されたデータを転送し前記第１メモリ手段に
記憶し、前記順方向信号に対応して変更したデ
ータセツトを転送して前記第１メモリ手段に記
憶する第１データ選択手段と、 前記タイミング信号に応答してデータを前記
第１メモリ手段から逐次反復して読出す第１ア
ドレツシング手段と、 前記第１メモリ手段から読出されたデータを
記憶するための遅延手段と、 前記第１メモリ手段から読出されたデータと
前記遅延手段に記憶されたデータとを合計して
合計したデータセツトをつくる加算器手段と、 前記フオルマント信号に応答して前記合計し
たデータセツトを選択し、前記フオルマント信
号が発生しない場合には前記第１メモリ手段か
ら読出されたデータを選択し、選択されたデー
タから前記変更されたデータセツトを含む第２
データ選択手段と、 後から読出されるデータを記憶するための第
２メモリ手段と、 前記フオルマント信号に応答して、前記変更
されたデータセツトを前記第２メモリ手段に記
憶する第３データ選択手段と、 前記タイミング信号に応答し、データを前記
第２メモリ手段から逐次反復して読みだす第２
アドレツシング手段と、 前記第２メモリ手段から読出したデータを前
記楽音信号に変換して前記スライド型フオルマ
ント効果を発生させる変更手段とを含む、 スライド型フオルマント効果発生用装置。
期を規定する等間隔に配置された点の対応する
数の振幅に対応する複数の波形データ点を記憶
する波形メモリを有し、前記データ点が関連す
る鍵盤スイツチの楽音のピツチに対応する速度
で波形メモリから逐次反復して読出されＤ−Ａ
変換器へ転送される鍵盤楽器と組み合わされた
装置において、 前記１列の鍵盤スイツチのうちの１つのスイ
ツチから作動されていない状態から作動された
状態に変わると音調信号を発生させる音調検出
手段と、 その状態変化が前記音調信号発生させる鍵盤
スイツチに関連した楽音ピツチに対してタイミ
ング信号を発生させるための音調クロツクと、 フオルマント信号を発生させるフオルマント
信号発生器と、 後から読出されるデータを記憶するための第
１メモリ手段と、 前記音調信号に応答して前記波形メモリに記
憶されたデータを転送し前記第１メモリ手段に
記憶し、前記順方向信号に対応して変更したデ
ータセツトを転送して前記第１メモリ手段に記
憶する第１データ選択手段と、 前記タイミング信号に応答してデータを前記
第１メモリ手段から逐次反復して読出す第１ア
ドレツシング手段と、 前記第１メモリ手段から読出されたデータを
記憶するための遅延手段と、 前記第１メモリ手段から読出されたデータと
前記遅延手段に記憶されたデータとを合計して
合計したデータセツトをつくる加算器手段と、 前記フオルマント信号に応答して前記合計し
たデータセツトを選択し、前記フオルマント信
号が発生しない場合には前記第１メモリ手段か
ら読出されたデータを選択し、選択されたデー
タから前記変更されたデータセツトを含む第２
データ選択手段と、 後から読出されるデータを記憶するための第
２メモリ手段と、 前記フオルマント信号に応答して、前記変更
されたデータセツトを前記第２メモリ手段に記
憶する第３データ選択手段と、 前記タイミング信号に応答し、データを前記
第２メモリ手段から逐次反復して読みだす第２
アドレツシング手段と、 前記第２メモリ手段から読出したデータを前
記楽音信号に変換して前記スライド型フオルマ
ント効果を発生させる変更手段とを含む、 スライド型フオルマント効果発生用装置。
５ 前記遅延手段は、
遅延メモリ手段と、
前記第１メモリ手段から読出されたデータを
前記タイミング信号に応答して前記遅延メモリ
手段に記憶するアドレツシング回路と、 前記タイミング信号に応答して、前に前記遅
延メモリ手段に記憶されたデータを読出し、前
記第１メモリから読出されたデータと入れかえ
る読出し回路とを含む 前記第４項による装置。
前記タイミング信号に応答して前記遅延メモリ
手段に記憶するアドレツシング回路と、 前記タイミング信号に応答して、前に前記遅
延メモリ手段に記憶されたデータを読出し、前
記第１メモリから読出されたデータと入れかえ
る読出し回路とを含む 前記第４項による装置。
６ 前記フオルマント信号発生器手段は、
前記スライド型フオルマント効果が選択され
ると増加モードでアツプ信号を発生させ、減少
モードでダウン信号を選択する双方向信号発生
器と、 前記アツプ信号に応答してそのカウント状態
が増分し、前記ダウン信号に応答してそのカウ
ント状態が減分する第１カウンタ手段と、 前記音調信号に応答して前記カウンタ手段を
予め選択したカウント状態に初期設定する第１
初期設定回路と、 前記タイミング信号により増分され、またそ
のカウント状態が前記アツプ信号と前記ダウン
信号に応答して初期設定される第２カウンタ手
段と、 前記音調クロツクと前記第２カウンタ手段と
の間に配置され、ゲート制御信号に応答して前
記タイミング信号を前記第２カウンタ手段へ転
送するクロツクゲートと、 前記タイミング信号に対応し、また前記ダウ
ン信号に応答してゲート制御信号を発生させ、
もしカウント等値信号が発生したら前記ゲート
制御信号を発生させない制御信号発生手段と、 前記第１カウンタ手段のカウント状態と前記
第２カウンタ手段のカウント状態とが等しけれ
は、前記カウント等値信号を発生させる比較器
手段とを含む 前記第４項による装置。
ると増加モードでアツプ信号を発生させ、減少
モードでダウン信号を選択する双方向信号発生
器と、 前記アツプ信号に応答してそのカウント状態
が増分し、前記ダウン信号に応答してそのカウ
ント状態が減分する第１カウンタ手段と、 前記音調信号に応答して前記カウンタ手段を
予め選択したカウント状態に初期設定する第１
初期設定回路と、 前記タイミング信号により増分され、またそ
のカウント状態が前記アツプ信号と前記ダウン
信号に応答して初期設定される第２カウンタ手
段と、 前記音調クロツクと前記第２カウンタ手段と
の間に配置され、ゲート制御信号に応答して前
記タイミング信号を前記第２カウンタ手段へ転
送するクロツクゲートと、 前記タイミング信号に対応し、また前記ダウ
ン信号に応答してゲート制御信号を発生させ、
もしカウント等値信号が発生したら前記ゲート
制御信号を発生させない制御信号発生手段と、 前記第１カウンタ手段のカウント状態と前記
第２カウンタ手段のカウント状態とが等しけれ
は、前記カウント等値信号を発生させる比較器
手段とを含む 前記第４項による装置。
７ 前記第３データ選択手段は、
前記タイミング手段によつて増分される第３
カウンタ手段と、 前記カウント等値信号に応答して前記第３カ
ウンタ手段のカウント状態を初期設定する第２
初期設定回路と、 前記第３カウンタ手段のカウント状態が予め
選択されたカウント状態より小である場合に
は、前記変更されたデータセツトを前記第２メ
モリ手段に記憶させる転送ゲーテイング手段と
を含む、 前記第４項による装置。
カウンタ手段と、 前記カウント等値信号に応答して前記第３カ
ウンタ手段のカウント状態を初期設定する第２
初期設定回路と、 前記第３カウンタ手段のカウント状態が予め
選択されたカウント状態より小である場合に
は、前記変更されたデータセツトを前記第２メ
モリ手段に記憶させる転送ゲーテイング手段と
を含む、 前記第４項による装置。
８ 前記双方向信号発生器は、
フオルマントタンミング信号を発生させるめ
のフオルマントクロツク源と、 前記フオルマントタイミング信号に応答し
て、一連の制御信号を発生させるフオルマント
シーケンス発生器と、 前記一連の制御信号の連続する値の間の差が
正の値である場合にはアツプ信号を発生させ、
前記一連の制御信号の連続する値の間の差が負
の値である場合には負の値を発生させ、前記一
連の制御信号の連続する値が等値である場合に
は、アツプ信号も発生させないアツプ信号発生
器手段とを含む 前記第４項による装置。
のフオルマントクロツク源と、 前記フオルマントタイミング信号に応答し
て、一連の制御信号を発生させるフオルマント
シーケンス発生器と、 前記一連の制御信号の連続する値の間の差が
正の値である場合にはアツプ信号を発生させ、
前記一連の制御信号の連続する値の間の差が負
の値である場合には負の値を発生させ、前記一
連の制御信号の連続する値が等値である場合に
は、アツプ信号も発生させないアツプ信号発生
器手段とを含む 前記第４項による装置。
９ 前記遅延手段と前記加算器手段との間に配置
され、前記遅延手段から読出されたデータをそ
の対応する負の値に変換する補数回路手段を更
に含む前記第４項による装置。
され、前記遅延手段から読出されたデータをそ
の対応する負の値に変換する補数回路手段を更
に含む前記第４項による装置。
第１図は、低域スライド型フオルマントシステ
ムのブロツク図である。第２図は、低域スライド
型フオルマントフイルタに対するスペクトル変化
を示すグラフである。第３図は、高域スライド型
フオルマントフイルタのブロツク図である。第４
図は、高域スライド型フオルマントフイルタに対
するスペクトル変化を示すグラフである。第５図
は、双方向低域スライド型フイルマントシステム
のブロツク図である。第６図は、フオルマント制
御信号発生器のブロツク図である。第１図におい
て、 １１は音響システム、１２は鍵盤スイツチ、３
４は主レジスタ、３５は音調シフトレジスタ、３
７は音調クロツク、４５はロード選択回路、４７
はＤ−Ａ変換器、１０１は遅延回路、１０２は加
算器、１０３，１２０はデータ選択回路、１０５
はフリツプフロツプ、１０６はゲート、１０７は
カウンタ、１７０は波形発生回路。
ムのブロツク図である。第２図は、低域スライド
型フオルマントフイルタに対するスペクトル変化
を示すグラフである。第３図は、高域スライド型
フオルマントフイルタのブロツク図である。第４
図は、高域スライド型フオルマントフイルタに対
するスペクトル変化を示すグラフである。第５図
は、双方向低域スライド型フイルマントシステム
のブロツク図である。第６図は、フオルマント制
御信号発生器のブロツク図である。第１図におい
て、 １１は音響システム、１２は鍵盤スイツチ、３
４は主レジスタ、３５は音調シフトレジスタ、３
７は音調クロツク、４５はロード選択回路、４７
はＤ−Ａ変換器、１０１は遅延回路、１０２は加
算器、１０３，１２０はデータ選択回路、１０５
はフリツプフロツプ、１０６はゲート、１０７は
カウンタ、１７０は波形発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 楽音信号の１周期を規定する複数の波形デー
タを記憶する波形メモリを有し、前記波形データ
を割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波
形メモリから遂次反復して読出しＤ−Ａ変換器へ
転送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 前記波形メモリから読出された波形データを記
憶するための遅延手段および前記波形メモリから
読出された波形データと前記遅延手段に記憶され
た波形データとを加算又は減算する加算手段から
なるデジタルフイルタと、 該デジタルフイルタの出力を制御するためのフ
オルマントアドバンス信号を発生させるフオルマ
ントアドバンス信号発生手段と、 前記フオルマントアドバンス信号に応答して前
記デジタルフイルタからの出力を選択し、前記フ
オルマントアドバンス信号が発生されない場合に
は前記波形メモリから読出された波形データを選
択する第１データ選択手段と、 前記第１データ選択手段が選択した波形データ
を前記波形メモリに記憶する第２データ選択手段
とを備え、 前記フオルマントアドバンス信号発生手段から
のフオルマントアドバンス信号に基づき前記波形
メモリから読出された波形データを前記デジタル
フイルタと前記第１および第２データ選択手段と
を経由して再度前記波形メモリへ回帰させること
によりスライド型フオルマント効果を得ることを
特徴とする電子楽器用回帰型フオルマント発生
器。 ２ 楽音信号の１周期の規定する複数の波形デー
タを記憶する波形メモリを有し、前記波形データ
を割当てられた楽音のピツチに対応する速度で波
形メモリから遂次反復して読出しＤ−Ａ変換器へ
転送し楽音信号を発生する電子楽器において、 前記割当てられた楽音のピツチに対応するタイ
ミング信号を発生させるための音調クロツクと、 前記タイミング信号に応答し、波形データを前
記波形メモリから遂次反復して読出す読出手段
と、 音源波形データを発生する音源波形発生手段
と、 該音源波形発生手段からの音源波形データを入
力として回帰型フイルタ処理を行うデジタルフイ
ルタと、 該デイジタルフイルタを制御するためのフオル
マント制御信号を発生する手段であつて、前記デ
ジタルフイルタにおけるカツトオフ周波数を増加
又は減少せるための信号を発生するフオルマント
制御信号発生手段と、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおける回帰回数を制御するデジタル
フイルタ制御手段と、 前記デジタルフイルタにおいてフイルタ処理さ
れた変更後の音源波形データを前記波形メモリに
転送する転送手段とを備え、 前記フオルマント制御信号に基づき前記デジタ
ルフイルタにおけるカツトオフ周波数を時間的に
増加又は減少させるようにしたことを特徴とする
電子楽器用回帰型フオルマント発生器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/250,474 US4351218A (en) | 1981-04-02 | 1981-04-02 | Recursive formant generator for an electronic musical instrument |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57172397A JPS57172397A (en) | 1982-10-23 |
| JPH0572597B2 true JPH0572597B2 (ja) | 1993-10-12 |
Family
ID=22947904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57052198A Granted JPS57172397A (en) | 1981-04-02 | 1982-03-30 | Repeated formant generator for electronic musical instrument |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4351218A (ja) |
| JP (1) | JPS57172397A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57176096A (en) * | 1981-04-23 | 1982-10-29 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| US4649783A (en) * | 1983-02-02 | 1987-03-17 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Wavetable-modification instrument and method for generating musical sound |
| CA1215869A (en) * | 1983-02-02 | 1986-12-30 | Alexander R. Strong | Wavetable-modification instrument and method for generating musical sound |
| US4754680A (en) * | 1985-09-10 | 1988-07-05 | Casio Computer Co., Ltd. | Overdubbing apparatus for electronic musical instrument |
| FR2717294B1 (fr) * | 1994-03-08 | 1996-05-10 | France Telecom | Procédé et dispositif de synthèse dynamique sonore musicale et vocale par distorsion non linéaire et modulation d'amplitude. |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4932632A (ja) * | 1972-07-20 | 1974-03-25 | ||
| JPS5017624A (ja) * | 1973-06-14 | 1975-02-25 | ||
| JPS54123021A (en) * | 1978-03-13 | 1979-09-25 | Kawai Musical Instr Mfg Co | Signal delay musical tone synthesizer |
| JPS5550298A (en) * | 1978-10-06 | 1980-04-11 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3913442A (en) * | 1974-05-16 | 1975-10-21 | Nippon Musical Instruments Mfg | Voicing for a computor organ |
| US3956960A (en) * | 1974-07-25 | 1976-05-18 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Formant filtering in a computor organ |
| JPS5251926A (en) * | 1975-10-23 | 1977-04-26 | Nippon Gakki Seizo Kk | Electronic musical instrument |
| JPS5858679B2 (ja) * | 1975-12-16 | 1983-12-26 | ヤマハ株式会社 | デンシガツキ |
| US4084472A (en) * | 1976-01-14 | 1978-04-18 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Electronic musical instrument with tone generation by recursive calculation |
| US4267761A (en) * | 1977-10-06 | 1981-05-19 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co. Ltd. | Musical tone generator utilizing digital sliding formant filter |
| US4175464A (en) * | 1978-01-03 | 1979-11-27 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co. Ltd. | Musical tone generator with time variant overtones |
| US4281574A (en) * | 1978-03-13 | 1981-08-04 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co. Ltd. | Signal delay tone synthesizer |
| US4192210A (en) * | 1978-06-22 | 1980-03-11 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co. Ltd. | Formant filter synthesizer for an electronic musical instrument |
| US4211138A (en) * | 1978-06-22 | 1980-07-08 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Harmonic formant filter for an electronic musical instrument |
-
1981
- 1981-04-02 US US06/250,474 patent/US4351218A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-03-30 JP JP57052198A patent/JPS57172397A/ja active Granted
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4932632A (ja) * | 1972-07-20 | 1974-03-25 | ||
| JPS5017624A (ja) * | 1973-06-14 | 1975-02-25 | ||
| JPS54123021A (en) * | 1978-03-13 | 1979-09-25 | Kawai Musical Instr Mfg Co | Signal delay musical tone synthesizer |
| JPS5550298A (en) * | 1978-10-06 | 1980-04-11 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4351218A (en) | 1982-09-28 |
| JPS57172397A (en) | 1982-10-23 |
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