JPH0569333B2 - - Google Patents
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- JPH0569333B2 JPH0569333B2 JP60221246A JP22124685A JPH0569333B2 JP H0569333 B2 JPH0569333 B2 JP H0569333B2 JP 60221246 A JP60221246 A JP 60221246A JP 22124685 A JP22124685 A JP 22124685A JP H0569333 B2 JPH0569333 B2 JP H0569333B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 23
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 16
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 12
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 6
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、デイジタル信号により変調された変
調信号からクロツクを再生する手段に関し、特に
デイジタル処理型復調器のクロツク再生について
有効な位相検出回路に関する。
調信号からクロツクを再生する手段に関し、特に
デイジタル処理型復調器のクロツク再生について
有効な位相検出回路に関する。
（従来の技術）
従来この種の検出回路は第４図の如く構成され
ていた。復調されたアナログ信号５１はタイミン
グ抽出器５０２にてタイミングが抽出される。
ていた。復調されたアナログ信号５１はタイミン
グ抽出器５０２にてタイミングが抽出される。
このタイミング抽出信号５２と復調器側で備え
られている基準クロツク信号５３との位相差はセ
ツトリセツト回路５０３により検出される。
られている基準クロツク信号５３との位相差はセ
ツトリセツト回路５０３により検出される。
セツトリセツト回路５０３は抽出信号５２と基
準クロツク信号５３との位相差に対応した信号５
４を出力する。
準クロツク信号５３との位相差に対応した信号５
４を出力する。
この位相差信号５４はパルス幅に位相情報を有
する為位相差を得る為にはパルス幅の積分が必要
である。復調器がアナログ処理の場合には積分器
により処理可能であるが、デイジタル処理型復調
器ではデイジタル的に積分する必要がある。
する為位相差を得る為にはパルス幅の積分が必要
である。復調器がアナログ処理の場合には積分器
により処理可能であるが、デイジタル処理型復調
器ではデイジタル的に積分する必要がある。
本例ではカウンタ５０４を用いて積分を行なう
方式を示した。カウンタ５０４は、高速クロツク
５５により信号５４のレベルが論理“１”の時の
み計数を行なう。また基準クロツク信号５３によ
り初期化（一般にゼロ）される。
方式を示した。カウンタ５０４は、高速クロツク
５５により信号５４のレベルが論理“１”の時の
み計数を行なう。また基準クロツク信号５３によ
り初期化（一般にゼロ）される。
第５図は第４図の従来の検出回路の動作を示す
タイムチヤートである。
タイムチヤートである。
（発明が解決しようとする問題点）
上記従来の位相検出回路の位相分解度は高速ク
ロツクの周波数によつて定まる。位相分解度を向
上させようとすると高速クロツクの周波数を高め
それに応じてカウンタの動作も高速化する必要が
ある。そして、通常必要な位相分解度を得るため
には復調速度の30倍以上の高速動作を必要とす
る。従つて処理速度の高速化が必要となるという
問題点があつた。
ロツクの周波数によつて定まる。位相分解度を向
上させようとすると高速クロツクの周波数を高め
それに応じてカウンタの動作も高速化する必要が
ある。そして、通常必要な位相分解度を得るため
には復調速度の30倍以上の高速動作を必要とす
る。従つて処理速度の高速化が必要となるという
問題点があつた。
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に顧み
て、変調速度の30倍もの高速処理を必要としない
位相検出回路を提供しようとするものである。
て、変調速度の30倍もの高速処理を必要としない
位相検出回路を提供しようとするものである。
（問題点を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するために次の構成
を有する。即ち、本発明の標本化位相検出回路
は、同期復調アナログ信号を変調速度の２倍の周
波数で標本化し標本化信号を出力する標本化回路
と；該標本化信号のうち奇数順位の標本化信号を
順次抽出する第１の信号抽出回路と；該抽出信号
を１信号置きに極性反転する第１の極性反転回路
と；前記標本化信号のうち偶数順位の標本化信号
を順次抽出する第２の信号抽出回路と；該抽出信
号を１信号置きに極性反転する第２の極性反転回
路と；前記第１の極性反転回路の出力と前記第２
の極性反転回路の出力との乗算を行う乗算器と；
を有することを特徴とする。
を有する。即ち、本発明の標本化位相検出回路
は、同期復調アナログ信号を変調速度の２倍の周
波数で標本化し標本化信号を出力する標本化回路
と；該標本化信号のうち奇数順位の標本化信号を
順次抽出する第１の信号抽出回路と；該抽出信号
を１信号置きに極性反転する第１の極性反転回路
と；前記標本化信号のうち偶数順位の標本化信号
を順次抽出する第２の信号抽出回路と；該抽出信
号を１信号置きに極性反転する第２の極性反転回
路と；前記第１の極性反転回路の出力と前記第２
の極性反転回路の出力との乗算を行う乗算器と；
を有することを特徴とする。
（作用）
以下、本発明の位相検出回路の作用を図面に基
づいて説明する。第１図は本発明の位相検出回路
の構成を示すブロツク図、第２図は本発明の実施
例の構成を示すブロツク図、第３図は第１図およ
び第２図の構成における動作を説明するためのタ
イムチヤートである。
づいて説明する。第１図は本発明の位相検出回路
の構成を示すブロツク図、第２図は本発明の実施
例の構成を示すブロツク図、第３図は第１図およ
び第２図の構成における動作を説明するためのタ
イムチヤートである。
今、標本化回路１へ入力される同期復調アナロ
グ信号ｄ(t)を ｄ(t)＝cosπfst ……(1) 但し、fsは変調速度 とする。
グ信号ｄ(t)を ｄ(t)＝cosπfst ……(1) 但し、fsは変調速度 とする。
変調速度fsの２倍の周波数2sのクロツクでサ
ンプリングされた標本化回路１の出力Yp(n)は Yp(n)＝cosπfs（ｎＴ／２＋tp） ＝cos（nπ／２＋πtp／Ｔ） ……(2) 但し、Ｔ＝１／fs tp……位相ずれ時間 ｎ……自然数 となる。
ンプリングされた標本化回路１の出力Yp(n)は Yp(n)＝cosπfs（ｎＴ／２＋tp） ＝cos（nπ／２＋πtp／Ｔ） ……(2) 但し、Ｔ＝１／fs tp……位相ずれ時間 ｎ……自然数 となる。
この(2)式で表わされる信号の中から、第１の信
号抽出回路１５は奇数順位の信号を抽出する。そ
こで、(2)式をｎ＝０，２，４，6.8……の偶数番
サンプリングの項とｎ＝１，３，５，７，９……
の奇数番サンプリングの項に分解し、それぞれを
Ype，Yppとすると、 Ype(k)＝cos（kπ＋π／Ｔtp） ……(3) Ypp(k)＝cos（（2k−１）／２π＋π／Ｔtp） ＝cos（kπ−π／２＋π／Ｔtp） ＝sin（kπ＋π／Ｔtp） ……(4) 但し、ｋは正の整数 となる。
号抽出回路１５は奇数順位の信号を抽出する。そ
こで、(2)式をｎ＝０，２，４，6.8……の偶数番
サンプリングの項とｎ＝１，３，５，７，９……
の奇数番サンプリングの項に分解し、それぞれを
Ype，Yppとすると、 Ype(k)＝cos（kπ＋π／Ｔtp） ……(3) Ypp(k)＝cos（（2k−１）／２π＋π／Ｔtp） ＝cos（kπ−π／２＋π／Ｔtp） ＝sin（kπ＋π／Ｔtp） ……(4) 但し、ｋは正の整数 となる。
この(3)式および(4)式の信号は周期Ｔ毎に位相角
がπラジアンずつ増加して行くので振幅が同じで
周期Ｔ毎に極性が反転する信号であることを示し
ている。
がπラジアンずつ増加して行くので振幅が同じで
周期Ｔ毎に極性が反転する信号であることを示し
ている。
ところで、第１の信号抽出回路１５の出力は第
１の極性反転回路１６へ加えられ、ここで抽出信
号に対し１周期置きに極性反転を行う。
１の極性反転回路１６へ加えられ、ここで抽出信
号に対し１周期置きに極性反転を行う。
同様に、第２の信号抽出回路１７の出力は第２
の極性反転回路１８へ加えられここで抽出信号に
対し１周期置きに極性反転を行う。このことは(3)
式および(4)式中のｋの値が１だけ進む毎に正負の
極性が代る単位係数（−１）k又は（−１）k+1を乗
ずることを意味する。前記計数の指数部分がｋ又
はｋ＋１となつているのは(3)式および(4)式につい
てｋが偶数の時の値について極性反転を行うか或
いはｋが奇数の時の値について極性反転を行うか
によるものであり、極性反転回路がいずれで動作
を開始するかの位相曖昧性によるものである。従
つて上記単位係数を書き直すと（−１）1（−１）k
（但し1は極性の曖昧度を示し０又は１である）と
なる。従つて、極性反転を受けた第１の極性反転
回路１６の出力をY′pp(k)、第２の極性反転回路１
８の出力をY′pe(k)とすれば、それぞれ次式のよう
に表わされる。
の極性反転回路１８へ加えられここで抽出信号に
対し１周期置きに極性反転を行う。このことは(3)
式および(4)式中のｋの値が１だけ進む毎に正負の
極性が代る単位係数（−１）k又は（−１）k+1を乗
ずることを意味する。前記計数の指数部分がｋ又
はｋ＋１となつているのは(3)式および(4)式につい
てｋが偶数の時の値について極性反転を行うか或
いはｋが奇数の時の値について極性反転を行うか
によるものであり、極性反転回路がいずれで動作
を開始するかの位相曖昧性によるものである。従
つて上記単位係数を書き直すと（−１）1（−１）k
（但し1は極性の曖昧度を示し０又は１である）と
なる。従つて、極性反転を受けた第１の極性反転
回路１６の出力をY′pp(k)、第２の極性反転回路１
８の出力をY′pe(k)とすれば、それぞれ次式のよう
に表わされる。
即ち、
Y′pe(k)＝（−１）1（−１）kcos（kπ＋tp／Ｔπ）
＝（−１）1costp／Ｔπ ……(5)
Y′pp(k)＝（−１）1（−１）ksin（kπ＋tp／Ｔπ）
＝（−１）1sintp／Ｔπ ……(6)
上記(5)式および(6)式で表わされる出力信号は乗
算器１９へ加えられ積が求められる。その出力信
号をS0とすると S0＝Y′pe(k)・Y′pp(k) ＝（−１）1costp／Ｔπ・（−１）1sintp／Ｔπ ＝２／１sin2tp／Ｔπ ……(7) となり、2πtp／Ｔ＝θとおくと、 S0＝１／２sinθ ……(8) これより θ＝sin-12S0 ……(9) となり、乗算器１９の出力S0から変調速度信号と
サンプリングクロツク信号との間の位相差を検出
することが出来る。この位相差が零になるように
クロツク信号の位相制御を行うことにより、送信
側のクロツクと位相の一致したクロツクを再生す
ることができる。
算器１９へ加えられ積が求められる。その出力信
号をS0とすると S0＝Y′pe(k)・Y′pp(k) ＝（−１）1costp／Ｔπ・（−１）1sintp／Ｔπ ＝２／１sin2tp／Ｔπ ……(7) となり、2πtp／Ｔ＝θとおくと、 S0＝１／２sinθ ……(8) これより θ＝sin-12S0 ……(9) となり、乗算器１９の出力S0から変調速度信号と
サンプリングクロツク信号との間の位相差を検出
することが出来る。この位相差が零になるように
クロツク信号の位相制御を行うことにより、送信
側のクロツクと位相の一致したクロツクを再生す
ることができる。
以上説明した作用から明らかなように本発明の
位相検出回路は変調速度の２倍の周波数のクロツ
ク信号を用いるだけで他に高速のクロツク使用し
ないので従来技術におけるような高速動作を必要
としない。
位相検出回路は変調速度の２倍の周波数のクロツ
ク信号を用いるだけで他に高速のクロツク使用し
ないので従来技術におけるような高速動作を必要
としない。
（実施例）
以下、本発明の標本化位相検出回路の実施例を
図面に基づいて説明する。第２図は本発明の実施
例の構成を示すブロツク図、第３図は動作説明の
ためのタイムチヤートである。式(1)で表わされる
同期復調アナログ信号１はＡ／Ｄ変換器１０１に
より変調速度fsの２倍のクロツク２fsに周波数の
ほぼ一致した信号でｋビツト（ｋは正整数）量子
化される。但し第３図には説明の便宜上アナログ
振幅量で表現してある。
図面に基づいて説明する。第２図は本発明の実施
例の構成を示すブロツク図、第３図は動作説明の
ためのタイムチヤートである。式(1)で表わされる
同期復調アナログ信号１はＡ／Ｄ変換器１０１に
より変調速度fsの２倍のクロツク２fsに周波数の
ほぼ一致した信号でｋビツト（ｋは正整数）量子
化される。但し第３図には説明の便宜上アナログ
振幅量で表現してある。
この出力は式(2)で表わされるｋビツト量子化信
号５は、ｋビツトのＤ型フリツプフロツプ（以下
Ｄ−Ｆ／Ｆと記す）１０２によりfsの速度のクロ
ツク信号３でサンプリング遅延され信号４を得
る。他方Ｄ−Ｆ／Ｆ１０５は、クロツク信号３を
極性反転器１０７を通過させたクロツク信号１４
でサンプリング遅延され信号６を得る。
号５は、ｋビツトのＤ型フリツプフロツプ（以下
Ｄ−Ｆ／Ｆと記す）１０２によりfsの速度のクロ
ツク信号３でサンプリング遅延され信号４を得
る。他方Ｄ−Ｆ／Ｆ１０５は、クロツク信号３を
極性反転器１０７を通過させたクロツク信号１４
でサンプリング遅延され信号６を得る。
このように、周波数2sのサンプリングクロツ
クでサンプリングした信号を、サンプリングクロ
ツクを２分の１分周したクロツク信号とその極性
反転をしたクロツク信号で取り出しているので、
それぞれがサンプリングされた信号を１つ置きに
交互に取り出していることになる。従つて信号６
が偶数順位とすれば信号４が奇数順位の信号をと
り出していることになる。
クでサンプリングした信号を、サンプリングクロ
ツクを２分の１分周したクロツク信号とその極性
反転をしたクロツク信号で取り出しているので、
それぞれがサンプリングされた信号を１つ置きに
交互に取り出していることになる。従つて信号６
が偶数順位とすれば信号４が奇数順位の信号をと
り出していることになる。
Ｄ−Ｆ／Ｆ１０２出力信号４はさらにＤ−Ｆ／
Ｆ１０４で遅延され信号７を得る。これはＤ−
Ｆ／Ｆ１０２とＤ−Ｆ／Ｆ１０５とではクロツク
信号が互いに反転した極性となつているため信号
４と信号６とではサンプリング遅延波形が丁度２
分の１周期（Ｔ／２）だけずれているので、両信
号波形の位相を一致させるために信号４をＤ−
Ｆ／Ｆ１０４によつてＴ／２だけ遅延させている
のである。
Ｆ１０４で遅延され信号７を得る。これはＤ−
Ｆ／Ｆ１０２とＤ−Ｆ／Ｆ１０５とではクロツク
信号が互いに反転した極性となつているため信号
４と信号６とではサンプリング遅延波形が丁度２
分の１周期（Ｔ／２）だけずれているので、両信
号波形の位相を一致させるために信号４をＤ−
Ｆ／Ｆ１０４によつてＴ／２だけ遅延させている
のである。
従つて、結局Ｄ−Ｆ／Ｆ１０５の出力信号６が
式(3)のYpe(k)であり、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０４の出力信
号７が式(4)のYpp(k)ということになる。次いで、
信号６および同７は、極性反転器１０９および同
１０８にそれぞれ入力される。これら極性反転器
の他入力端には、信号１４を1/2分周器１０６で
１／２分周した信号８が印加される。極性反転器１
０８および同１０９は、1/2クロツク信号８が例
えば論理“０”の時入力値を反転し、論理“１”
の時は反転しないというように動作する。従つ
て、極性反転器１０９の出力信号９は式(5)で表わ
され、極性反転器１０８の出力信号１０は式(6)で
表わされる。
式(3)のYpe(k)であり、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０４の出力信
号７が式(4)のYpp(k)ということになる。次いで、
信号６および同７は、極性反転器１０９および同
１０８にそれぞれ入力される。これら極性反転器
の他入力端には、信号１４を1/2分周器１０６で
１／２分周した信号８が印加される。極性反転器１
０８および同１０９は、1/2クロツク信号８が例
えば論理“０”の時入力値を反転し、論理“１”
の時は反転しないというように動作する。従つ
て、極性反転器１０９の出力信号９は式(5)で表わ
され、極性反転器１０８の出力信号１０は式(6)で
表わされる。
極性反転回路１０９の出力信号９は平均回路１
１０へ、極性反転回路１０８の出力信号１０は平
均回路１１１に入力される。平均回路１１０およ
び同１１１は、通常、伝送路等で発生して信号に
混在している雑音の影響を除去する為に用いられ
るものである。
１０へ、極性反転回路１０８の出力信号１０は平
均回路１１１に入力される。平均回路１１０およ
び同１１１は、通常、伝送路等で発生して信号に
混在している雑音の影響を除去する為に用いられ
るものである。
従つて、本発明の作用に関しては平均回路１１
０の出力信号１１はその入力信号９と同様に式(5)
で表わすことができる。同様にして平均回路１１
１の出力信号１２も式(6)で表わされる。
０の出力信号１１はその入力信号９と同様に式(5)
で表わすことができる。同様にして平均回路１１
１の出力信号１２も式(6)で表わされる。
信号１１および信号１２は乗算器１１２へ加え
られここで乗算される。その結果式(7)の出力信号
１３が得られる。出力信号は式(7)又は式(8)で表わ
されるので式(9)により、変調速度信号とサンプリ
ングクロツク信号との間の位相差を検出すること
ができる。
られここで乗算される。その結果式(7)の出力信号
１３が得られる。出力信号は式(7)又は式(8)で表わ
されるので式(9)により、変調速度信号とサンプリ
ングクロツク信号との間の位相差を検出すること
ができる。
以上の本実施例において、Ａ／Ｄ変換器１０１
は第１図の標本化回路１４に、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０２
とＤ−Ｆ／Ｆ１０４は第１の信号抽出回路１５
に、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０５は第２の信号抽出回路１７
に、極性反転器１０８は第１の極性反転回路１６
に、極性反転器１０９は第２の極性反転回路１８
に、乗算器１１２は乗算器１９にそれぞれ相当す
る。
は第１図の標本化回路１４に、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０２
とＤ−Ｆ／Ｆ１０４は第１の信号抽出回路１５
に、Ｄ−Ｆ／Ｆ１０５は第２の信号抽出回路１７
に、極性反転器１０８は第１の極性反転回路１６
に、極性反転器１０９は第２の極性反転回路１８
に、乗算器１１２は乗算器１９にそれぞれ相当す
る。
（発明の効果）
本発明の標本化位相検出回路は以上説明した構
成と作用の通り、使用するクロツク信号の周波数
は最も高いもので変調速度の２倍の周波数のサン
プリングクロツクであり、その他はその２分の１
或いは４分の１の周波数である。従つて、変調速
度の30倍以上の高速動作を必要とする従来の位相
検出回路に比較し、同程度の動作速度を前提とす
るならばより一層高速の変調が可能になるという
利点があるし、従来と同程度の変調速度を前提と
するならば位相検出回路の動作速度は従来より大
幅に低速でよいことになり回路設計や回路の製造
が非常に容易になるという利点がある。
成と作用の通り、使用するクロツク信号の周波数
は最も高いもので変調速度の２倍の周波数のサン
プリングクロツクであり、その他はその２分の１
或いは４分の１の周波数である。従つて、変調速
度の30倍以上の高速動作を必要とする従来の位相
検出回路に比較し、同程度の動作速度を前提とす
るならばより一層高速の変調が可能になるという
利点があるし、従来と同程度の変調速度を前提と
するならば位相検出回路の動作速度は従来より大
幅に低速でよいことになり回路設計や回路の製造
が非常に容易になるという利点がある。
第１図は本発明の標本化位相検出回路の構成を
示すブロツク図、第２図は本発明の実施例の構成
を示すブロツク図、第３図は本発明回路の動作を
説明するタイムチヤート、第４図は従来の位相検
出回路の構成を示すブロツク図、第５図は従来回
路の動作を説明するタイムチヤートである。 １４……標本化回路、１５……第１の信号抽出
回路、１６……第１の極性反転回路、１７……第
２の信号抽出回路、１８……第２の極性反転回
路、１９……乗算器、１０１……Ａ／Ｄ変換器、
１０２……Ｄ−Ｆ／Ｆ（Ｄ型フリツプフロツプ）、
１０３……２分の１分周器、１０４，１０５……
Ｄ−Ｆ／Ｆ、１０６……２分の１分周器、１０７
……極性反転器、１０８，１０９……極性反転
器、１１０，１１１……平均回路、１１２……乗
算器。５０２……タイミング抽出器、５０３……
セツトリセツト回路（Ｄ−Ｆ／Ｆ）、５０４……
カウンタ。
示すブロツク図、第２図は本発明の実施例の構成
を示すブロツク図、第３図は本発明回路の動作を
説明するタイムチヤート、第４図は従来の位相検
出回路の構成を示すブロツク図、第５図は従来回
路の動作を説明するタイムチヤートである。 １４……標本化回路、１５……第１の信号抽出
回路、１６……第１の極性反転回路、１７……第
２の信号抽出回路、１８……第２の極性反転回
路、１９……乗算器、１０１……Ａ／Ｄ変換器、
１０２……Ｄ−Ｆ／Ｆ（Ｄ型フリツプフロツプ）、
１０３……２分の１分周器、１０４，１０５……
Ｄ−Ｆ／Ｆ、１０６……２分の１分周器、１０７
……極性反転器、１０８，１０９……極性反転
器、１１０，１１１……平均回路、１１２……乗
算器。５０２……タイミング抽出器、５０３……
セツトリセツト回路（Ｄ−Ｆ／Ｆ）、５０４……
カウンタ。
Claims (1)
- １ 同期復調アナログ信号を変調速度の２倍の周
波数で標本化し標本化信号を出力する標本化回路
と；該標本化信号のうち奇数順位の標本化信号を
順次抽出する第１の信号抽出回路と；該抽出信号
を１信号置きに極性反転する第１の極性反転回路
と；前記標本化信号のうち偶数順位の標本化信号
を順次抽出する第２の信号抽出回路と；該抽出信
号を１信号置きに極性反転する第２の極性反転回
路と；前記第１の極性反転回路の出力と前記第２
の極性反転回路の出力との乗算を行う乗算器と；
を有することを特徴とする標本化位相検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60221246A JPS6281839A (ja) | 1985-10-04 | 1985-10-04 | 標本化位相検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60221246A JPS6281839A (ja) | 1985-10-04 | 1985-10-04 | 標本化位相検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6281839A JPS6281839A (ja) | 1987-04-15 |
| JPH0569333B2 true JPH0569333B2 (ja) | 1993-09-30 |
Family
ID=16763756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60221246A Granted JPS6281839A (ja) | 1985-10-04 | 1985-10-04 | 標本化位相検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6281839A (ja) |
-
1985
- 1985-10-04 JP JP60221246A patent/JPS6281839A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6281839A (ja) | 1987-04-15 |
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