JPH0551215B2 - - Google Patents
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- JPH0551215B2 JPH0551215B2 JP61233321A JP23332186A JPH0551215B2 JP H0551215 B2 JPH0551215 B2 JP H0551215B2 JP 61233321 A JP61233321 A JP 61233321A JP 23332186 A JP23332186 A JP 23332186A JP H0551215 B2 JPH0551215 B2 JP H0551215B2
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Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明はデジタルデータを伝送ラインにシリア
ルに伝送するためのシリアルデータ伝送装置に関
するものである。
〔従来の技術〕
第6図に示す伝送装置は車載の多重配線システ
ムの実施例であり、図において1はパラレル/シ
リアル変換部を含む送信部、2はシリアル/パラ
レル変換部を含む受信部、3はスイツチ入力等の
入力部、4はランプやモータ等の負荷、5はシリ
アル伝送路である。
入力部3で生成されるデジタル信号のパラレル
データを送信部1のパラレル/シリアル変換部に
より所望の変調方式によるデジタルシリアルデー
タに変換しシリアル伝送路5に送出する。受信部
2のシリアル/パラレル変換部はこのシリアルデ
ータを受けてパラレルデータに変換(復調)し、
負荷4を駆動する。
送信部1から送出されるデータの形態として例
えば第7図aに示すNRZ方式が採用される。図
において、アイドル状態6の後、スタートビツト
(1ビツト)7が送出され、続いて所定ビツト数
(図では16ビツト)のデータビツト8が送出され、
最後にストツプビツト9が送出される。このスタ
ートビツト7及びデータビツト8が1フレームに
相当する。
第7図bは第7図aのシリアルデータを受信側
で復調するための検出パルスを示す。図におい
て、アイドル形態6がHレベル(以下“1”と記
述する)からLレベル(以下“0”と記述する)
に変化するタイミングでシリアル/パラレル変換
部2に備えた検出部が起動し、スタートビツト7
を判別後、データビツト8を順次判別する。即
ち、スタートビツト7及びデータビツト8の基本
クロツクの時間幅をT1とすると、アイドル状態
6の“1”から“0”への立下りで最初の検出パ
ルスが出力され、このパルスからT1/2後に第
2の検出パルスを出力する。第2の検出パルス時
に伝送路5の情報を読み、“0”であればスター
トビツト7が送出されたことを判別する。以下第
2の検出パルス後T1の時間幅でデータビツト8
のビツト数分検出パルスを出力し、データビツト
8の各状態を検出する。つまり、基本クロツク幅
の1/2のタイミングで検出パルスを出力し、デー
タビツト8を検出している。
〔発明が解決しようとする問題点〕
斯かる従来の伝送装置にあつては、スタートビ
ツト7によるフレーム同期はとれるが、ビツト同
期はとれないために、送信部と受信部で各々独立
した基本クロツク周波数の誤差や変動により検出
精度が低下する。
以下その理由について詳述する。送信側のクロ
ツク周波数をf0、受信側のクロツク周波数をf1、
1ビツトを16クロツクとすると、第7図aにおけ
るデータビツト8の期間T16は、
T16=16/f0×16
となる。また第7図bにおける受信側の検出パル
スの第2パルス(スタートビツト7の検出)から
データビツト8の検出パルスまでの期間T16′は、
T16′=16/f1×16
となる。ここでT16とT16′との時間ズレの限界1
ビツトの50%変動に相当する8/f0とすると、
8/f0=T16′−T16=16/f1×16−16/f0×16
から
f0/f1=1.03
となり、通常送受信側のクロツク周波数f0,f1は
等しいので、クロツクの誤差が3%以上では受信
側における受信エラーの原因となる。またこの
NRZ方式ではスタートビツト7に続くデータビ
ツト8のビツト数が増加し、データ長が長くなる
程クロツク周波数誤差の許容値は低下し検出精度
が低下する。
以上より従来のデータ伝送装置では次のような
問題点がある。
(1) 送信側と受信側の各々独立した基本クロツク
の許容範囲が小さく、データビツトのデータ長
が長い程、許容範囲は小さい。
(2) よつて基本クロツク発生部には高精度が要求
されるが、構成が複雑となりコスト高となる。
また形状も大型化する。
(3) 検出パルスの駆動がアイドル状態の変化(立
下り)とそれに続くスタートビツトの検出によ
るため、パルス性ノイズに対して影響を受けや
すい。
よつて本発明は、上述した従来の問題点に鑑
み、送信部と受信部とに独立のクロツク発生部を
備え、前記送信部のクロツク発生部が発生する基
本クロツクに基づいて、各データが“1”,“0”
情報からなる所定ビツト数のデジタルデータと、
該デジタルデータのスタートを示す同期ビツトと
をシリアルに伝送し、前記受信部のクロツク発生
部が発生する基本クロツクに基づいて前記同期ビ
ツト及び前記データを検出するシリアルデータ伝
送装置において、クロツク発生部をコストアツプ
することなく、送信側と受信側の独立した基本ク
ロツクの許容範囲を広くすると共に、パルス性ノ
イズの影響を受け難くしたシリアルデータ伝送装
置を提供することを目的としている。
〔問題点を解決するための手段〕
上記目的を達成するため本発明により成された
シリアルデータ伝送装置は、送信部と受信部とに
独立のクロツク発生部を備え、前記送信部のクロ
ツク発生部が発生する基本クロツクに基づいて、
各データが“1”,“0”情報からなる所定ビツト
数のデジタルデータと、該デジタルデータのスタ
ートを示す同期ビツトとをシリアルに伝送し、前
記受信部のクロツク発生部が発生する基本クロツ
クに基づいて前記同期ビツト及び前記データを検
出するシリアルデータ伝送装置において、前記送
信部が、前記基本クロツクに基づいて、前記同期
ビツトと、前記データの“1”,“0”情報とを、
1ビツト時間に占めるHレベル時間であるパルス
幅が互いに異なるパルス信号に変換して送出し、
前記受信部が、受信した信号のLからHレベルへ
の立ち上がりに応じて前記基本クロツクに基づい
て作成した時間間隔の異なる検出クロツクによ
り、前記同期ビツトと、前記データの“1”,
“0”情報とを、Hレベルが互いに異なるパター
ンとなるように検出することを特徴としている。
〔作用〕
上記構成により、同期ビツト及びそれに続くデ
ータのビツトの“1”,“0”データはそのパルス
幅がたがいに異なるように変換されるので、シリ
アルデータは互いに異なる時間間隔の検出パルス
によつてデータビツトの“1”,“0”情報及び同
期ビツトをそれぞれ検出することによつて復調さ
れる。よつて、送受信側の基本クロツクの周波数
の許容範囲が拡大する。
また、検出パルスが各ビツトの始まりである信
号の立ち上がりに同期して発生される時間間隔の
異なるものであるので、誤差許容値はデータ長さ
に依存せずに一定となると共に、パルス性ノイズ
などに対する排出機能が向上する。
〔発明の実施例〕
以下本発明の実施例を図面と共に説明する。
第1図は本発明に係る伝送装置の実施例を示
し、図において、送信側は入力部3と送信部1か
ら構成される。更に送信部1はパラレル/シリア
ル変換回路25、データコントローラ27、デー
タ発生回路28から構成される。また受信側には
負荷4と受信部2から構成され、受信部2はデー
タ検出回路40、サンプリングパルス発生回路4
1及びシリアル/パラレル変換回路52から構成
される。また送信部1と受信部2とは伝送路5で
結合されている。
斯かる構成において、入力部3からのパラレル
データはパラレル/シリアル変換回路25に入力
されシリアルデータに変換される。変換されたシ
リアルデータはデータコントローラ27により後
述する同期ビツト(スタートビツト)及びデータ
ビツトの“0”,“1”情報が各々送信側の基本ク
ロツクCK(周波数f0)より所定の変調度でPWM
(パルス幅変調)変調される。PWM変調された
伝送データはデータ発生回路28に入力され、送
信側の基本クロツクCKのタイミングにより伝送
路5に送出される。受信部2は伝送路5の伝送デ
ータをデータ検出回路40に入力する。サンプリ
ングパルス発生回路41は受信側の基本クロツク
(周波数f1)のタイミングにより所定間隔でサン
プリングパルスを発生し、データ検出回路40で
該パルスにより伝送データのサンプリングを行な
い、伝送データの同期ビツト、データビツトの
“0”又は“1”情報を順次検出する。検出デー
タはシリアル/パラレル変換回路52でパラレル
データに変換され、負荷4を駆動する。
第2図は本発明に係る伝送路に送出される伝送
データの波形図であり、1フレーム(期間TF)
は1ビツトの同期ビツト(スタートビツト)7、
データビツト8(実施例では16ビツト)、及び1
ビツトのパリテイビツト10の計18ビツトで構成
される。尚、パリテイビツト10は設けなくても
よい。
斯かる伝送データにおいて、1ビツト分の時間
TBITは基本クロツクの32クロツクであり、同期ビ
ツト7のパル幅Tsyocは28クロツク、データビツ
ト8のうちデータ“0”のパルス幅T0は8クロ
ツク、データ“1”のパルス幅T1は16クロツク
に設定する。即ち、基本クロツクの周波数をf0と
したとき、1ビツトの時間TBITは
TBIT=32/f0×n
(n=1又は2)
であり、同期ビツト7のパルス幅Tsyocは
Tsyoc=28/f0n
データビツト8のうちデータ“0”のパルス幅
T0は
T0=8/f0n
データ“1”のパルス幅T1は
T1=16/f0n
となる。つまり、同期ビツト及びデータビツトは
各々異なる変調度によりパルス幅変調(PWM)
されている。
第3図a乃至dは受信側で第2図の伝送デーダ
を検出し、復調するためのタイミングチヤートを
示し、図において、第3図a,b,cは各々第2
図の同期ビツト7、データビツト8のデータ
“1”及びデータ“0”の各1ビツト分の波形を
示し、同図dは受信部におけるサンプリングパル
ス信号を示す。各同期ビツト7、データビツト8
のLレベルからHレベルの立上がりで受信部のカ
ウンタが起動し、第1のパルス信号が該立上りの
タイミングで出力する。以下サンプリングパルス
信号がS1→S2→S3の順で発生する。各パルス信号
S1,S2,S3はそのタイミングで伝送データをサン
プリングし、HレベルかLレベルの検出を行な
う。第1のパルスS0からS1,S2,S3までの時t1,
t2,t3は受信部の基本クロツクの各5クロツク、
12クロツク、22クロツクである。即ち受信部の基
本クロツク周波数をf1とすると、時間t1は
t1=5/f1×n
(n=1又は2)
であり、t2,t3は各々
t2=12/f1×n
t3=22/f1×n
である。尚、送受信のクロツク周波数f0,f1は通
常等しく設定する。サンプリングパルス信号S1,
S2,S3で検出されたHレベル又はLレベルは同期
ビツト7及びデータビツト8の“1”又は“0”
情報により各々表1に示す真理値表のように設定
される。
[Industrial Application Field] The present invention relates to a serial data transmission device for serially transmitting digital data to a transmission line. [Prior Art] The transmission device shown in FIG. 6 is an example of an in-vehicle multiplex wiring system, and in the figure, 1 is a transmitter including a parallel/serial converter, 2 is a receiver including a serial/parallel converter, 3 is an input section such as a switch input, 4 is a load such as a lamp or motor, and 5 is a serial transmission line. The parallel data of the digital signal generated by the input section 3 is converted into digital serial data by a desired modulation method by the parallel/serial conversion section of the transmitting section 1, and is sent to the serial transmission line 5. The serial/parallel converter of the receiver 2 receives this serial data and converts it (demodulates) into parallel data.
Drive load 4. For example, the NRZ system shown in FIG. 7a is adopted as the format of the data sent from the transmitter 1. In the figure, after the idle state 6, a start bit (1 bit) 7 is sent out, followed by a predetermined number of bits (16 bits in the figure) of data bits 8,
Finally, stop bit 9 is sent out. The start bit 7 and data bit 8 correspond to one frame. FIG. 7b shows detection pulses for demodulating the serial data of FIG. 7a on the receiving side. In the figure, idle mode 6 ranges from H level (hereinafter described as "1") to L level (hereinafter described as "0").
The detection section provided in the serial/parallel converter 2 is activated at the timing when the start bit 7 changes.
After determining the data bit 8, the data bit 8 is determined sequentially. That is, if the time width of the basic clock of start bit 7 and data bit 8 is T1 , the first detection pulse is output at the fall of idle state 6 from "1" to "0", and from this pulse T1 The second detection pulse is output after /2. The information on the transmission line 5 is read at the time of the second detection pulse, and if it is "0", it is determined that the start bit 7 has been sent. After the second detection pulse, data bit 8 is detected with a time width of T1 .
Detection pulses are output for the number of bits, and each state of data bit 8 is detected. In other words, the detection pulse is output at a timing of 1/2 of the basic clock width, and data bit 8 is detected. [Problems to be Solved by the Invention] In such a conventional transmission device, frame synchronization can be achieved using the start bit 7, but since bit synchronization cannot be achieved, the transmitting section and the receiving section each have independent basic clocks. Detection accuracy decreases due to frequency errors and fluctuations. The reason will be explained in detail below. The clock frequency on the transmitting side is f 0 , the clock frequency on the receiving side is f 1 ,
Assuming that 1 bit is 16 clocks, the period T 16 of data bit 8 in FIG. 7a becomes T 16 =16/f 0 ×16. Further, the period T 16 ' from the second detection pulse (detection of start bit 7) to the detection pulse of data bit 8 in FIG. 7b is T 16 '=16/f 1 ×16. Here, the limit 1 of the time difference between T 16 and T 16 ′
If 8/f 0 corresponds to 50% variation in bits, then 8/f 0 = T 16 ′−T 16 = 16/f 1 ×16−16/f 0 ×16, so f 0 /f 1 =1.03, Since the clock frequencies f 0 and f 1 on the transmitting and receiving sides are normally equal, a clock error of 3% or more causes a reception error on the receiving side. Also this
In the NRZ system, the number of data bits 8 following start bit 7 increases, and the longer the data length, the lower the tolerance for clock frequency error and the lower the detection accuracy. As described above, the conventional data transmission device has the following problems. (1) The allowable range of the independent basic clocks on the transmitting side and the receiving side is small, and the longer the data bit length, the smaller the allowable range is. (2) Therefore, the basic clock generating section is required to have high accuracy, but the structure is complicated and the cost is high.
The shape also becomes larger. (3) Since the detection pulse is driven by a change in the idle state (falling edge) and the subsequent start bit detection, it is susceptible to pulse noise. Therefore, in view of the above-mentioned conventional problems, the present invention includes independent clock generating sections in the transmitting section and the receiving section, and each data is generated based on the basic clock generated by the clock generating section of the transmitting section. 1”, “0”
Digital data of a predetermined number of bits consisting of information,
A serial data transmission device that serially transmits a synchronization bit indicating the start of the digital data and detects the synchronization bit and the data based on a basic clock generated by a clock generation section of the reception section. It is an object of the present invention to provide a serial data transmission device that widens the allowable range of independent basic clocks on the transmitting side and the receiving side without increasing costs, and is less susceptible to the influence of pulse noise. [Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, a serial data transmission device according to the present invention is provided with an independent clock generating section in a transmitting section and a receiving section, and a clock generating section of the transmitting section. Based on the basic clock that occurs,
Digital data of a predetermined number of bits, each data consisting of "1" and "0" information, and a synchronization bit indicating the start of the digital data are serially transmitted, and the basic clock generated by the clock generating section of the receiving section is used. In the serial data transmission device that detects the synchronization bit and the data based on the basic clock, the transmission section detects the synchronization bit and the "1" and "0" information of the data based on the basic clock.
Converts into pulse signals with different pulse widths, which are the H level time occupied in one bit time, and sends them out.
The receiving section detects the synchronization bit and the "1", "1", and
It is characterized by detecting "0" information so that the H levels have different patterns. [Operation] With the above configuration, the synchronization bit and the subsequent data bits "1" and "0" data are converted to have different pulse widths, so the serial data is converted into detection pulses with different time intervals. Therefore, it is demodulated by detecting the "1" and "0" information of the data bits and the synchronization bit, respectively. Therefore, the permissible frequency range of the basic clock on the transmitting and receiving sides is expanded. In addition, since the detection pulses are generated at different time intervals in synchronization with the rising edge of the signal that is the beginning of each bit, the error tolerance is constant regardless of the data length, and pulse noise The discharge function for such things will be improved. [Embodiments of the Invention] Examples of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a transmission device according to the present invention, and in the figure, the transmitting side is composed of an input section 3 and a transmitting section 1. As shown in FIG. Furthermore, the transmitting section 1 is composed of a parallel/serial conversion circuit 25, a data controller 27, and a data generation circuit 28. The receiving side is composed of a load 4 and a receiving section 2, and the receiving section 2 includes a data detection circuit 40 and a sampling pulse generation circuit 4.
1 and a serial/parallel conversion circuit 52. Further, the transmitting section 1 and the receiving section 2 are coupled through a transmission path 5. In such a configuration, parallel data from the input section 3 is input to the parallel/serial conversion circuit 25 and converted into serial data. The converted serial data is processed by the data controller 27 into PWM with a predetermined modulation degree from the basic clock CK (frequency f 0 ) on the transmitting side, in which the synchronization bit (start bit) and the data bit "0" and " 1 " information, which will be described later, are converted into PWM signals.
(pulse width modulation) modulated. The PWM modulated transmission data is input to the data generation circuit 28, and sent to the transmission line 5 at the timing of the basic clock CK on the transmitting side. The receiving section 2 inputs the transmission data on the transmission path 5 to the data detection circuit 40. The sampling pulse generation circuit 41 generates sampling pulses at predetermined intervals according to the timing of the basic clock (frequency f 1 ) on the receiving side, and the data detection circuit 40 samples the transmission data using the pulses, and detects the synchronization bits and data of the transmission data. Bit "0" or "1" information is sequentially detected. The detected data is converted into parallel data by a serial/parallel conversion circuit 52 to drive the load 4. FIG. 2 is a waveform diagram of transmission data sent to the transmission line according to the present invention, and is one frame (period T F ).
is 1 bit synchronization bit (start bit) 7,
Data bits 8 (16 bits in the example), and 1
It consists of a total of 18 bits (10 parity bits). Note that the parity bit 10 may not be provided. In such transmission data, the time for 1 bit is
T BIT is 32 clocks of the basic clock, the pulse width T syoc of synchronization bit 7 is 28 clocks, the pulse width T 0 of data “0” of data bit 8 is 8 clocks, and the pulse width T 1 of data “1” is 8 clocks. is set to 16 clocks. That is, when the frequency of the basic clock is f 0 , the time T BIT of 1 bit is T BIT = 32/f 0 ×n (n = 1 or 2), and the pulse width T syoc of synchronization bit 7 is T syoc =28/f 0 n Pulse width of data “0” among data bits 8
T 0 is T 0 =8/f 0 n , and the pulse width T 1 of data “1” is T 1 =16/f 0 n . In other words, the synchronization bits and data bits are each pulse width modulated (PWM) with different modulation depths.
has been done. Figures 3a to 3d show timing charts for detecting and demodulating the transmission data of Figure 2 on the receiving side;
The waveforms of one bit each of data "1" and data "0" of synchronization bit 7 and data bit 8 in the figure are shown, and d in the figure shows a sampling pulse signal in the receiving section. Each synchronization bit 7, data bit 8
The counter of the receiving section is started at the rise of the signal from the L level to the H level, and the first pulse signal is output at the timing of the rise. The sampling pulse signals are generated in the following order: S 1 →S 2 →S 3 . Each pulse signal
S 1 , S 2 , and S 3 sample the transmission data at that timing and detect the H level or L level. Time t 1 from the first pulse S 0 to S 1 , S 2 , S 3 ,
t 2 and t 3 are 5 clocks each of the basic clock of the receiving section,
They are 12 clocks and 22 clocks. That is, if the basic clock frequency of the receiving section is f 1 , the time t 1 is t 1 = 5/f 1 × n (n = 1 or 2), and t 2 and t 3 are each t 2 = 12/f 1 ×nt 3 =22/f 1 ×n. Note that the transmitting and receiving clock frequencies f 0 and f 1 are usually set equal. Sampling pulse signal S 1 ,
The H level or L level detected in S 2 and S 3 is “1” or “0” of synchronization bit 7 and data bit 8.
Each information is set as shown in the truth table shown in Table 1.
以上のように本発明によれば、送信側と受信側
の基本クロツク周波数の誤差許容値を大幅に向上
することができる。また伝送データは同期ビツト
方式であるために、該誤差許容値はデータ長に依
存せずに一定となる。従つてパルス性ノイズ等に
対する排除機能が向上し、伝送データの品質が向
上する。
更に誤差許容値が大であるから基本クロツクを
得るための発振器を高精度とする必要がなく、該
発振器が安価で簡単に構成することができる。
As described above, according to the present invention, the error tolerance between the basic clock frequencies on the transmitting side and the receiving side can be greatly improved. Furthermore, since the transmitted data is of a synchronous bit type, the error tolerance is constant regardless of the data length. Therefore, the ability to eliminate pulse noise and the like is improved, and the quality of transmitted data is improved. Furthermore, since the error tolerance is large, the oscillator for obtaining the basic clock does not need to be highly accurate, and the oscillator can be constructed easily and inexpensively.
第1図は本発明に係るシリアルデータ伝送装置
の実施例を示すブロツク図、第2図は第1図装置
における伝送路に送出されるシリアルデータの波
形図、第3図は1ビツト当りのシリアルデータ及
び受信側のサンプング検出パルスのタイミングチ
ヤート、第4図及び第5図は各々第1図における
送信部と受信部の具体的構成を示すブロツク図、
第6図は従来のデータ伝送装置を示すブロツク
図、第7図a,bは第6図装置における伝送路に
送出されるデータ波形図及び受信側のサンプリン
グ検出パルスの波形図である。
1……送信部、2……受信部、5……伝送路、
7……同期ビツト、8……データビツト、20…
…分周回路、21……ライトイネーブル発生回
路、22……フレームカウンター、23……入/
出力ハツフア、24……ラツチ回路、25……シ
フトレジスタ、26……パリテイ発生回路、27
……データコントローラ、28……データ発生回
路、29……データセツト信号、30……シフト
パルス信号、31……入力データ、40……デー
タ検出回路、41……サンプリングクロツク&シ
フトパルス発生回路、42……エラー出力発生回
路、43……ラツチ禁止信号、44……パリテイ
チエツク回路、45……ラツチコントロール回
路、46……ラツチタイミング発生回路、47…
…サンプリング信号、48……受信エラー信号、
49……ラツチ信号、50……データ。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the serial data transmission device according to the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram of serial data sent to the transmission line in the device shown in FIG. 4 and 5 are block diagrams showing the specific configurations of the transmitter and receiver in FIG. 1, respectively;
FIG. 6 is a block diagram showing a conventional data transmission device, and FIGS. 7a and 7b are waveform diagrams of data sent to the transmission line in the device of FIG. 6 and waveform diagrams of sampling detection pulses on the receiving side. 1... Transmission section, 2... Receiving section, 5... Transmission path,
7...Synchronization bit, 8...Data bit, 20...
...Frequency divider circuit, 21...Write enable generation circuit, 22...Frame counter, 23...Input/
Output wire, 24... Latch circuit, 25... Shift register, 26... Parity generation circuit, 27
... Data controller, 28 ... Data generation circuit, 29 ... Data set signal, 30 ... Shift pulse signal, 31 ... Input data, 40 ... Data detection circuit, 41 ... Sampling clock & shift pulse generation circuit , 42...Error output generation circuit, 43...Latch prohibition signal, 44...Parity check circuit, 45...Latch control circuit, 46...Latch timing generation circuit, 47...
...sampling signal, 48...reception error signal,
49...Latch signal, 50...Data.
Claims (1)
備え、前記送信部のクロツク発生部が発生する基
本クロツクに基づいて、各データが“1”,“0”
情報からなる所定ビツト数のデジタルデータと、
該デジタルデータのスタートを示す同期ビツトと
をシリアルに伝送し、前記受信部のクロツク発生
部が発生する基本クロツクに基づいて前記同期ビ
ツト及び前記データを検出するシリアルデータ伝
送装置において、 前記送信部が、前記基本クロツクに基づいて、
前記同期ビツトと、前記データの“1”,“0”情
報とを、1ビツト時間に占めるHレベル時間であ
るパルス幅が互いに異なるパルス信号に変換して
送出し、 前記受信部が、受信した信号のLからHレベル
への立ち上がりに応じて前記基本クロツクに基づ
いて作成した時間間隔の異なる検出クロツクによ
り、前記同期ビツトと、前記データの“1”,
“0”情報とを、Hレベルが互いに異なるパター
ンとなるように検出する ことを特徴とするシリアルデータ伝送装置。[Scope of Claims] 1. The transmitting section and the receiving section are provided with independent clock generating sections, and each data is set to "1" or "0" based on a basic clock generated by the clock generating section of the transmitting section.
Digital data of a predetermined number of bits consisting of information,
In a serial data transmission device that serially transmits a synchronization bit indicating the start of the digital data and detects the synchronization bit and the data based on a basic clock generated by a clock generation section of the reception section, the transmission section comprises: , based on the basic clock,
The synchronization bit and the "1" and "0" information of the data are converted into pulse signals having different pulse widths, which are the H level time occupied in one bit time, and sent out, and the receiving section receives the pulse signals. In response to the rise of the signal from L to H level, detection clocks with different time intervals created based on the basic clock are used to detect the synchronization bit and the data "1",
1. A serial data transmission device that detects "0" information such that H levels have different patterns.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61233321A JPS63190457A (en) | 1986-10-02 | 1986-10-02 | Serial data transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61233321A JPS63190457A (en) | 1986-10-02 | 1986-10-02 | Serial data transmitter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63190457A JPS63190457A (en) | 1988-08-08 |
JPH0551215B2 true JPH0551215B2 (en) | 1993-08-02 |
Family
ID=16953307
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61233321A Granted JPS63190457A (en) | 1986-10-02 | 1986-10-02 | Serial data transmitter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63190457A (en) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10150475A (en) * | 1996-11-18 | 1998-06-02 | Mitsubishi Electric Corp | Data transfer device |
JP4747761B2 (en) * | 2005-09-26 | 2011-08-17 | 日本電気株式会社 | Serial signal judgment circuit |
DE102007053811A1 (en) * | 2007-11-12 | 2009-05-14 | Robert Bosch Gmbh | Method for transmitting data |
JP5987371B2 (en) * | 2012-03-09 | 2016-09-07 | セイコーエプソン株式会社 | Data receiving circuit, electronic device, and data receiving method |
JP5977152B2 (en) * | 2012-11-20 | 2016-08-24 | 株式会社デンソー | Communication device |
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JP6860039B2 (en) * | 2019-06-24 | 2021-04-14 | セイコーエプソン株式会社 | Control devices and electronic devices |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50134508A (en) * | 1974-04-10 | 1975-10-24 | ||
JPS6172454A (en) * | 1984-09-18 | 1986-04-14 | Fujikura Ltd | Demodulator circuit of light modem |
-
1986
- 1986-10-02 JP JP61233321A patent/JPS63190457A/en active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS50134508A (en) * | 1974-04-10 | 1975-10-24 | ||
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS63190457A (en) | 1988-08-08 |
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