JPH0538152A

JPH0538152A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0538152A
Application number: JP3186249A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1991-07-25
Publication date: 1993-02-12
Anticipated expiration: 2015-07-17
Also published as: JP3067292B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インピーダンス要素とインバータ要素及びスイ
ッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電して
入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置におい
て、制御される条件に関係なく、入力電流の休止期間を
少なくする。【構成】トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティを制御す
ることにより直流成分カット用のコンデンサＣ３の電圧
Ｖ３を下げる。又は、スイッチング周波数を制御するこ
とにより負荷Ｆの電圧Ｖ２の振幅を増大させる。あるい
は、回路の共振状態を強める。【効果】入力力率を高くし、入力電流Ｉｉｎの高調波成
分を少なくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２０は従来のインバータ装置（特願平
２−３２７３２４号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、交流電源Ｖｓが接続されている。全波整流器ＤＢ
の直流出力端子には、ダイオードＤ３を介して平滑コン
デンサＣ１が接続されている。平滑コンデンサＣ１に
は、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路が接続されてい
る。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれダイオー
ドＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。トランジスタＱ
２の両端には、インダクタＬ１とコンデンサＣ３を介し
て放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子が接続されて
いる。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に
は、コンデンサＣ２が並列接続されている。全波整流器
ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ４、インダクタＬ１及びトランジスタＱ２の直列回路
が接続されている。

【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。

【０００４】本回路の特徴は、インバータの振動要素で
あるインダクタＬ１とスイッチング用のトランジスタＱ
２の直列回路を、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の直
列回路を介して全波整流器ＤＢの直流出力端子に接続し
たことである。このため、トランジスタＱ２がオンする
と、整流器ＤＢ、インダクタＬ２、コンデンサＣ４、イ
ンダクタＬ１、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流
れる。インダクタＬ２、コンデンサＣ４、インダクタＬ
１は振動系を構成しており、いずれ電流の向きは反転す
る。反転した電流は、コンデンサＣ４、インダクタＬ
２、ダイオードＤ３、トランジスタＱ１、インダクタＬ
１を通る第１の経路、又は、コンデンサＣ４、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、コンデンサ
Ｃ３、放電灯Ｌａ、コンデンサＣ４を通る第２の経路を
流れ、コンデンサＣ４の電荷を放出する。第１又は第２
のいずれの経路を通るかは、インダクタＬ２、コンデン
サＣ４、インダクタＬ１の共振周波数とスイッチング周
波数によって決まる。

【０００５】以上の過程は交流電源Ｖｓの商用周期の全
区間にわたって繰り返されるので、入力電流が常に流れ
ることになる。したがって、入力力率が高くなる。ま
た、適当なフィルター回路を入力側に付加し、高周波成
分を除去した入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦
波に近い波形とすることができる。また、本回路におい
て、インバータの振動要素であるインダクタＬ１は、入
力力率改善回路とインバータの両方から共用されてい
る。したがって、インダクタＬ１にはＤＣ−ＤＣ変換、
ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通らず、整流器
ＤＢからの電流の一部が直接的に流れるので、回路の総
合効率が高くなり、比較的小型で小容量のインバータ装
置には適した回路方式であった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、入
力電圧Ｖｉｎが負荷電圧に比べてかなり高い場合や、負
荷の抵抗値が極端に小さい場合（軽負荷時）や、インバ
ータの共振状態が弱い場合などのように、或る条件の下
では、入力電流Ｉｉｎの波形に、図２１に示すように休
止期間Ｔが生じる。このため、回路構成は簡単で高効率
のインバータであるが、上述のような或る条件の下で
は、入力力率の改善や、入力電流高調波の低減には限界
があり、さらに改善の余地があった。また、このことか
ら、出力制御を行うと、上記の条件に該当する場合があ
り、入力力率を高く、入力電流の高調波成分を低く維持
しつつ、出力制御を行うことが困難であった。

【０００７】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータの振動
要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流を通電して入力力率を改善する回路を設けたインバー
タ装置において、制御される条件に関係なく、入力電流
の休止期間を少なくすると共に、入力電流の高調波成分
を低減させることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明にあ
っては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、交流電源Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全
波整流器ＤＢの直流出力端子にダイオードＤ３を介して
接続される平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１
の両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第
１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２
のトランジスタＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ
２と、全波整流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３
の接続点に一端を接続されたインピーダンス要素（イン
ダクタＬ２とコンデンサＣ４の直列回路）と、第１及び
第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と前記インピー
ダンス要素の他端との間に接続された第１のインバータ
要素（インダクタＬ１）と、全波整流器ＤＢの直流出力
端子と平滑コンデンサＣ１の接続点と前記インピーダン
ス要素の他端との間に接続された第２のインバータ要素
（負荷ＦとコンデンサＣ２，Ｃ３）とを備えるインバー
タ装置において、第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ
２のデューティを制御することにより第１及び第２のイ
ンバータ要素のいずれかに含まれる直流成分カット用の
コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を下げて交流電源Ｖｓからの
入力電流Ｉｉｎの休止期間を短縮するための制御手段を
備えることを特徴とするものである。

【０００９】また、請求項２記載の発明にあっては、同
じ課題を解決するための他の手段として、第１及び第２
のトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御
することにより第１及び第２のインバータ要素のいずれ
かに含まれる負荷Ｆの電圧Ｖ２の振幅を増大させて交流
電源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎの休止期間を短縮するた
めの制御手段を備えることを特徴とするものである。

【００１０】さらに、請求項３記載の発明にあっては、
同じ課題を解決するための別の手段として、第１及び第
２のインバータ要素の共振電流を増大させて交流電源Ｖ
ｓからの入力電流Ｉｉｎの休止期間を短縮するための制
御手段を備えることを特徴とするものである。

【００１１】

【作用】以下、本発明の作用を図１に基づいて説明す
る。図１の回路は、図２０に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間
に、コンデンサＣ５，Ｃ６とトランスＬ３よりなるフィ
ルター回路を挿入した点と、負荷Ｆを放電灯Ｌａに限定
していない点が異なるのみである。図に示すように、平
滑コンデンサＣ１の電圧をＶ１、負荷Ｆの両端に接続さ
れた共振コンデンサＣ２の電圧をＶ２、直流成分カット
用のコンデンサＣ３の電圧をＶ３、インピーダンス要素
に含まれるコンデンサＣ４の電圧をＶ４とする。また、
交流電源Ｖｓからの入力電圧をＶｉｎ、入力電流をＩｉ
ｎとし、全波整流器ＤＢの出力電流をＩｄとする。

【００１２】本発明者の研究によれば、交流電源Ｖｓか
らの入力電流Ｉｉｎの休止の原因は、交流電源Ｖｓの電
圧Ｖｉｎとインバータ要素の電圧Ｖ（＝Ｖ３＋Ｖ２）と
の大小関係にあることが判明した。入力電流Ｉｉｎが休
止するときの各部の波形は、図２に示すようになってい
た。各部の電圧波形の関係から、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝Ｖ
２＋Ｖ３）のとき、入力電流Ｉｉｎが流れることが分か
った。したがって、図２に示す関係のときには、Ｖｉｎ
≒０Ｖの期間Ｔでは、｜Ｖｉｎ｜が小さくて、入力電流
Ｉｉｎが流れない。ここで、常に入力電流Ｉｉｎが流れ
るようにするためには、Ｖｉｎ≒０Ｖの期間Ｔにおいて
も｜Ｖｉｎ｜＞Ｖとなる期間が存在するようにすれば良
いことが分かる。

【００１３】それには図３に示すような電圧関係にあれ
ば良い。この図３では、Ｖｉｎ≒０Ｖの付近でも、イン
バータのスイッチングの一周期内で必ず｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ
となる期間が生じるので、入力電流Ｉｉｎの休止期間が
無くなり、高入力力率で、入力電流の高調波成分が少な
くなる。このような電圧関係にする、或るいは近付ける
ための手段としては、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を下
げるか、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の振幅を大きくす
ることが考えられる。を実現するための手段として
は、下側のトランジスタＱ２のデューティ比を大きくす
ることが有効であり、を実現するための手段として
は、スイッチング周波数を回路の共振周波数に近付ける
ことが有効である。したがって、これらの手段を講じる
ことにより、従来例の問題点は解決できる。

【００１４】

【実施例】図４は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。本回路は、図１に示す本発明の基本構成に、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のデューティ制御機能を持つデューテ
ィ制御回路Ｋ１を付加したものである。デューティ制御
回路Ｋ１における各出力端子ａ，ｂ，ｃは、トランジス
タＱ１，Ｑ２の制御用端子ａ，ｂ，ｃにそれぞれ接続さ
れており、所定のデューティでトランジスタＱ１，Ｑ２
を交互にオン・オフさせるものである。

【００１５】図５及び図６は本実施例の動作波形図であ
る。デューティ制御前は図５に示すように、Ｖｉｎ≒０
Ｖ付近の期間Ｔで｜Ｖｉｎ｜＜Ｖとなるため、入力電流
に休止が生じる。そこで、デューティ制御回路Ｋ１によ
り、トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティ比を変えて、
下側のトランジスタＱ２のオン時間を伸ばすと、インバ
ータ要素における直流成分カット用のコンデンサＣ３の
電圧Ｖ３が下がる。このため、図６に示すように、Ｖ
（＝Ｖ２＋Ｖ３）は図５のデューティ制御前に比べて下
へシフトし、Ｖｉｎ≒０Ｖでも｜Ｖｉｎ｜＞Ｖとなる期
間が存在することになる。したがって、入力電流の休止
が無くなり、入力電流波形は正弦波に近い波形となる。
よって、従来例に比べて入力力率がより高くなり、入力
電流の高調波成分がより少なくなる。

【００１６】上述の制御を実際に行うためには、｜Ｖｉ
ｎ｜とＶを検出しておく必要がある。例えば、図７の回
路図に示すように、端子ｄに接続された検出回路Ｊ１に
よりＶ（＝Ｖ２＋Ｖ３）を検出し、端子ｅに接続された
検出回路Ｊ２により｜Ｖｉｎ｜を検出し、それらを比較
して、デューティ比を変える必要があるかどうかをデュ
ーティ制御回路Ｋ１で判断しなければならない。しかし
ながら、本発明は｜Ｖｉｎ｜やＶの検出手段を特定する
ものではなく、本発明の要点は、直流成分カット用のコ
ンデンサＣ３の電圧Ｖ３を制御して、入力電流の休止を
無くすということにある。

【００１７】図８は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本回路は図４の実施例のデューティ制御回路Ｋ１の
代わりに周波数制御回路Ｋ２を付加したものである。
今、スイッチング周波数が回路の共振周波数よりもかな
り高いとすると、共振用のコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の
振幅は小さく、図９に示すように、Ｖｉｎ≒０Ｖ付近の
期間Ｔで｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ（＝Ｖ２＋Ｖ３）となるため、
入力電流に休止が生じる。そこで、周波数制御回路Ｋ２
によりスイッチング周波数を下げて、回路の共振周波数
に近づけると、図１０に示すように発振が強まるので、
共振用のコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の振幅が大きくな
る。これによって、Ｖｉｎ≒０Ｖでも｜Ｖｉｎ｜＞Ｖと
なる期間が存在することになる。したがって、入力電流
の休止が無くなり、入力電流波形は正弦波に近い波形と
なる。よって、従来例に比べて入力力率がより高く、入
力電流の高調波成分がより少なくなる。

【００１８】上に述べたのは、スイッチング周波数が共
振周波数より高くて、入力電流に休止が生じる場合の制
御方法である。逆に、スイッチング周波数が共振周波数
より低くて、入力電流に休止が生じる場合には、スイッ
チング周波数を上げることにより、共振周波数に近付け
れば良い。

【００１９】いずれにしても、スイッチング周波数を変
えて、インバータ回路の共振周波数に近づけると、イン
バータ回路の発振が強まり、共振用コンデンサＣ２の電
圧Ｖ２の振幅が大きくなるが、インダクタＬ１、コンデ
ンサＣ４、インダクタＬ２で形成される共振系の発振も
強まる。トランジスタＱ１がオンすると、コンデンサＣ
４、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、トランジスタＱ
１、インダクタＬ１の経路で振動電流が流れる。トラン
ジスタＱ１がオンした直後、コンデンサＣ４は、図中、
Ｖ４の正の向きに電圧を持っているが、上記経路で電荷
を放出し、その後、逆向きに充電される。この逆向きに
充電された電圧が、次にトランジスタＱ２がオンすると
き、電源電圧に重畳されることになり、入力電流が流れ
やすくなる。

【００２０】図１１は本発明の第３の実施例の回路図で
ある。本実施例においては、スイッチング素子としてＭ
ＯＳＦＥＴを使用している。ダイオードＤ１，Ｄ２は、
ＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードを代用できるので、省
略可能である。なお、スイッチング素子は、バイポーラ
トランジスタやＭＯＳＦＥＴに限られるものではなく、
静電誘導サイリスタであっても良いし、その他の半導体
素子であっても良い。

【００２１】本回路では、図４又は図８で、コンデンサ
Ｃ４に直列のインダクタＬ２を除去した構成を有してい
る。この回路構成でも、入力電流Ｉｉｎに休止を生じる
原因は同じである。したがって、デューティ制御又は周
波数制御を行うための制御回路Ｋ３を付加し、第１の実
施例で述べたデューティ制御又は第２の実施例で述べた
周波数制御を行うことにより、入力電流Ｉｉｎの休止は
無くなり、入力力率を高く、入力電流の高調波を少なく
することができる。また、デューティ制御と周波数制御
の両方を行っても良いことは言うまでもない。これは、
第１又は第２の実施例についても同様である。

【００２２】図１２は本発明の第４の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４又は図８で、インダクタＬ２に
直列のコンデンサＣ４を除去した構成を有している。こ
の回路構成でも、入力電流Ｉｉｎに休止を生じる原因は
同じである。ただし、インピーダンス素子がインダクタ
Ｌ２のみなので、電流が反転しないため、ダイオードＤ
３は省略しても良い。この実施例でも、デューティ制御
又は周波数制御を行うための制御回路Ｋ３を付加し、第
１の実施例で述べたデューティ制御又は第２の実施例で
述べた周波数制御を行うことにより、入力電流Ｉｉｎの
休止は無くなり、入力力率を高く、入力電流の高調波を
少なくすることができる。

【００２３】図１３は本発明の第５の実施例の回路図で
ある。本回路では、インダクタＬ２を省略し、整流器Ｄ
Ｂの出力端にコンデンサＣ４を介して、負荷Ｆとコンデ
ンサＣ２を並列に接続している。また、直流成分カット
用のコンデンサＣ３はインダクタＬ１と直列に接続して
いる。各部の波形は、図１４の通りとなる。この場合、
コンデンサＣ３が整流器ＤＢの出力端から見て負荷Ｆに
直列に挿入されていないので、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝Ｖ
２）は必ず成立する。それにも拘わらず、図１４に示す
ように、入力電流Ｉｉｎの休止が生じている。これは、
コンデンサＣ４に発生する電圧Ｖ４のためである。トラ
ンジスタＱ２がオンしたとき、整流器ＤＢ、コンデンサ
Ｃ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ１、トランジスタ
Ｑ２を通る経路で電流が流れ、コンデンサＣ４の電圧Ｖ
４が上昇する。次に、トランジスタＱ２がオフし、トラ
ンジスタＱ１がオンすると、コンデンサＣ４、ダイオー
ドＤ３、トランジスタＱ１、インダクタＬ１、コンデン
サＣ３を通る経路で電流が流れ、コンデンサＣ４の電荷
が放出されるのであるが、コンデンサＣ３が図中の矢印
で示した向きにほぼ一定の電圧Ｖ３を持つので、Ｖ４≒
Ｖ３となると、この経路での電流が止まり、したがっ
て、コンデンサＣ４はＶ４≒Ｖ３の電圧を維持する。故
に、入力電流Ｉｉｎが流れるためには、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ
２＋Ｖ４≒Ｖ２＋Ｖ３という条件が必要となり、これは
第１の実施例と同じ条件となる。

【００２４】上に述べたことから、入力電流Ｉｉｎの休
止を無くすには、第１又は第２の実施例と同じ手段が使
えるものであり、図１３に示すように、デューティ制御
機能又は周波数制御機能を有する制御回路Ｋ３を付加
し、下側のトランジスタＱ２のオン・デューティを大き
くすることで、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を低下させる
か、あるいは、スイッチング周波数を回路の共振周波数
に近付けて発振を強め、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の振
幅を大きくして、入力電流Ｉｉｎの休止期間を短縮させ
るものである。これにより、入力力率が高くなり、入力
電流の高調波成分を低減できる。

【００２５】図１５は本発明の第６の実施例の回路図で
ある。本回路では、図１３の回路において、コンデンサ
Ｃ４に直列にインダクタＬ２を挿入した構成を有してい
る。入力電流Ｉｉｎに休止を生じる原因は、図１３に示
した実施例と同様である。したがって、同様の手段を付
加することによって、同様の効果が得られる。

【００２６】図１６は本発明の第７の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、インダクタＬ２と直列のコンデンサＣ４を省略し、
負荷ＦとコンデンサＣ２の並列回路をインダクタＬ１と
直列に接続したものである。各部の波形は、図１７に示
すようになっている。これから、明らかに入力電流Ｉｉ
ｎが流れる条件は、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ３であることが分か
る。したがって、本回路では、コンデンサＣ３の電圧Ｖ
３を下げれば、入力電流Ｉｉｎの休止期間を短くでき
る。そこで、デューティ制御機能を有する制御回路Ｋ１
を設けて、下側のトランジスタＱ２のオン・デューティ
比を大きくすれば、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３が下が
り、入力電流Ｉｉｎの休止期間が短くなる。

【００２７】図１８は本発明の第８の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、負荷Ｆを放電灯ＦＬとしている。ここで、入力電圧
ＶｉｎがＡＣ２００Ｖとすると、コンデンサＣ１の電圧
Ｖ１は約２８２Ｖとなる。トランジスタＱ１，Ｑ２のデ
ューティが５０％とすると、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３
は約１４１Ｖとなる。今、負荷が低圧放電灯ＦＬで、低
ワットのものであるとすると、点灯時のランプ電圧が低
く、従って、負荷電圧Ｖ２の振幅が小さくなり、入力電
流が流れるための条件｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ３＋Ｖ２を満足し
ない期間が生じて、入力電流に休止が生じることにな
る。そこで、デューティ制御回路Ｋ１により、トランジ
スタＱ２のオン時間を伸ばすように制御すると、コンデ
ンサＣ３の電圧Ｖ３が下がり、従って、入力電流の休止
期間が短くなる。トランジスタＱ２のオン・デューティ
を適度に大きくすると、完全に入力電流の休止を無くす
ことが可能である。また、放電灯ＦＬは一般に負性抵抗
特性を持ち、トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティ比を
アンバランスにすると、ランプ電流が減り、ランプ電圧
が大きくなる。これは、負荷電圧Ｖ２の振幅が大きくな
ることに相当し、この点でも入力電流の休止を無くすこ
とができる。以上により、インバータ式の放電灯点灯装
置の入力力率を高くし、入力電流の高調波成分を低減で
きる。

【００２８】図１９は本発明の第９の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、負荷Ｆを抵抗ＲＬとしている。抵抗ＲＬは、例えば
白熱電球などに相当し、その場合、白熱電球の高周波点
灯装置が構成される。この点灯装置では、デューティ制
御機能と周波数制御機能を有する制御回路Ｋ３を設け
て、スイッチング周波数を変化させることにより、光出
力を制御することができる。光出力を絞る場合には、ス
イッチング周波数を共振周波数から遠ざける。すると、
発振が弱まり、負荷電圧Ｖ２の振幅が小さくなる。この
とき、入力電流Ｉｉｎに休止が生じる。そこで、デュー
ティ比をアンバランスにして、トランジスタＱ２のオン
・デューティ比が大きくなるように制御すると、コンデ
ンサＣ３の電圧Ｖ３が低下し、入力電流Ｉｉｎの休止が
無くなる。したがって、入力力率が高く、入力電流の高
調波成分が少ない点灯装置を実現できる。図１９の点灯
装置では、スイッチング周波数を回路の共振周波数より
も高く設定し、出力制御を行うときには、スイッチング
周波数を高くして、光出力を絞るものであるが、このと
き、同時にトランジスタＱ２のオン・デューティ比が大
きくなるように制御することで、入力力率を常に高く保
ち、入力電流の高調波成分を常に小さく保ったままで、
光出力を制御することが可能となる。

【００２９】以上に述べた例では、整流器ＤＢの出力端
に接続された素子の電圧よりも入力電圧｜Ｖｉｎ｜の方
が高ければ、入力電流Ｉｉｎが流れるという点に着目
し、コンデンサＣ３の電圧や負荷電圧Ｖ２を制御すると
いうものであった。しかしながら、実際には、実施例の
説明で述べたような電圧関係を満足しさえすれば、入力
電流の休止は必ず無くなるので、その電圧関係を実現す
る手段はデューティ制御や周波数制御に限られるもので
はなく、例えば、以下に示すような方法も採用できる。

【００３０】（ａ）インバータ要素やインピーダンス要
素のインピーダンス値を変化させることにより、共振系
の発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づ
くように制御する方法。このように各要素のインピーダ
ンス値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係
を満足させることが可能である。

【００３１】（ｂ）負荷を重くする方法。つまり、負荷
のインピーダンス値を変化させることにより、共振系の
発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づく
ように制御する方法。このように負荷のインピーダンス
値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係を満
足させることが可能である。

【００３２】なお、上記の（ａ），（ｂ）の制御を行う
ための具体的な回路例については特に図示しないが、例
えば、インピーダンス素子を両方向性スイッチにより入
切する手段などを用いれば、容易に実現できることは明
らかである。

【００３３】

【発明の効果】請求項１記載の発明では、交流電源を全
波整流し、ダイオードを介して平滑コンデンサに得られ
た直流電圧を、逆並列ダイオードを備える第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路でスイッチングし、第１
及び第２のスイッチング素子の接続点から第１のインバ
ータ要素を介して、全波整流器の直流出力端子とダイオ
ードの接続点にインピーダンス要素を接続すると共に、
全波整流器の直流出力端子と平滑コンデンサの接続点に
第２のインバータ要素を接続したインバータ装置におい
て、第１及び第２のスイッチング素子のデューティを制
御することにより第１及び第２のインバータ要素のいず
れかに含まれる直流成分カット用のコンデンサの電圧を
下げて交流電源からの入力電流の休止期間を短縮するた
めの制御手段を備えるものであるから、入力力率を高く
し、入力電流の高調波成分を少なくすることができると
いう効果がある。

【００３４】請求項２記載の発明では、上記と同様のイ
ンバータ装置において、第１及び第２のスイッチング素
子のスイッチング周波数を制御することにより第１及び
第２のインバータ要素のいずれかに含まれる負荷の電圧
振幅を増大させて交流電源からの入力電流の休止期間を
短縮するための制御手段を備えることにより、また、請
求項３記載の発明では、第１及び第２のインバータ要素
の共振電流を増大させて交流電源からの入力電流の休止
期間を短縮するための制御手段を備えることにより、い
ずれも入力力率を高くし、入力電流の高調波成分を少な
くすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明のデューティ制御前の動作を示す波形図
である。

【図３】本発明のデューティ制御後の動作を示す波形図
である。

【図４】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図５】本発明の第１の実施例のデューティ制御前の動
作を示す波形図である。

【図６】本発明の第１の実施例のデューティ制御後の動
作を示す波形図である。

【図７】本発明の第１の実施例に検出回路を付加した回
路図である。

【図８】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図９】本発明の第２の実施例の周波数制御前の動作を
示す波形図である。

【図１０】本発明の第２の実施例の周波数制御後の動作
を示す波形図である。

【図１１】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図１３】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１４】本発明の第５の実施例のデューティ制御前の
動作を示す波形図である。

【図１５】本発明の第６の実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第７の実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第７の実施例のデューティ制御前の
動作を示す波形図である。

【図１８】本発明の第８の実施例の回路図である。

【図１９】本発明の第９の実施例の回路図である。

【図２０】従来例の回路図である。

【図２１】従来例の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ダイオードＣ１，Ｃ２，Ｃ３コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６コンデンサＱ１，Ｑ２トランジスタＬ１，Ｌ２インダクタＬ３トランスＶｓ交流電源ＤＢ全波整流器Ｆ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインピーダンス
要素と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１の
インバータ要素と、全波整流器の直流出力端子と平滑コ
ンデンサの接続点と前記インピーダンス要素の他端との
間に接続された第２のインバータ要素とを備えるインバ
ータ装置において、第１及び第２のスイッチング素子の
デューティを制御することにより第１及び第２のインバ
ータ要素のいずれかに含まれる直流成分カット用のコン
デンサの電圧を下げて交流電源からの入力電流の休止期
間を短縮するための制御手段を備えることを特徴とする
インバータ装置。
【請求項２】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインピーダンス
要素と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１の
インバータ要素と、全波整流器の直流出力端子と平滑コ
ンデンサの接続点と前記インピーダンス要素の他端との
間に接続された第２のインバータ要素とを備えるインバ
ータ装置において、第１及び第２のスイッチング素子の
スイッチング周波数を制御することにより第１及び第２
のインバータ要素のいずれかに含まれる負荷の電圧振幅
を増大させて交流電源からの入力電流の休止期間を短縮
するための制御手段を備えることを特徴とするインバー
タ装置。
【請求項３】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインピーダンス
要素と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１の
インバータ要素と、全波整流器の直流出力端子と平滑コ
ンデンサの接続点と前記インピーダンス要素の他端との
間に接続された第２のインバータ要素とを備えるインバ
ータ装置において、第１及び第２のインバータ要素の共
振電流を増大させて交流電源からの入力電流の休止期間
を短縮するための制御手段を備えることを特徴とするイ
ンバータ装置。