JPH05336180A - 多値変調用符号変換方法 - Google Patents
多値変調用符号変換方法Info
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- JPH05336180A JPH05336180A JP13701992A JP13701992A JPH05336180A JP H05336180 A JPH05336180 A JP H05336180A JP 13701992 A JP13701992 A JP 13701992A JP 13701992 A JP13701992 A JP 13701992A JP H05336180 A JPH05336180 A JP H05336180A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 差動論理変換を使用した多値デジタル変復調
方式において、パリテイ監視を可能とし、しかも自然２
進符号より誤り率の劣化の少ない多値デジタル変復調方
式の多値変調用符号変換方法を提供する。 【構成】 デジタル信号入力端子ＩＮから入力された所
定の符号Ｘ０〜Ｘ２を、符号変換回路４０で自然２進符
号Ｎ０〜Ｎ２へ変換した後、そのＮ０〜Ｎ２に対して差
動論理変換回路１１で差動論理変換を行う。受信側で
は、差動論理逆変換回路３３から出力されるＮ０〜Ｎ２
を、復号変換回路５０によってＸ０〜Ｘ２へ変換した
後、デジタル信号出力端子ＯＵＴから出力する。このよ
うに、多値デジタル変復調方式の隣接するワード間のハ
ミング距離が１または２であり、その半数が１、残りの
半数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、パリテイ監視を可能として、誤り率の低減を可能と
する。
方式において、パリテイ監視を可能とし、しかも自然２
進符号より誤り率の劣化の少ない多値デジタル変復調方
式の多値変調用符号変換方法を提供する。 【構成】 デジタル信号入力端子ＩＮから入力された所
定の符号Ｘ０〜Ｘ２を、符号変換回路４０で自然２進符
号Ｎ０〜Ｎ２へ変換した後、そのＮ０〜Ｎ２に対して差
動論理変換回路１１で差動論理変換を行う。受信側で
は、差動論理逆変換回路３３から出力されるＮ０〜Ｎ２
を、復号変換回路５０によってＸ０〜Ｘ２へ変換した
後、デジタル信号出力端子ＯＵＴから出力する。このよ
うに、多値デジタル変復調方式の隣接するワード間のハ
ミング距離が１または２であり、その半数が１、残りの
半数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、パリテイ監視を可能として、誤り率の低減を可能と
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多値のデジタル変復調
を行う変復調方式における多値変調用符号変換方法、特
に、差動論理変換を行う例えば８値以上の変復調方式に
おける符号変換方法に関するものである。
を行う変復調方式における多値変調用符号変換方法、特
に、差動論理変換を行う例えば８値以上の変復調方式に
おける符号変換方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば多値化を計ったデジタル無
線方式では、ＰＳＫ（Phase-shift keying、位相シフト
キーイング）やＱＡＭ（quadrature amplitude modulat
ion 、直交振幅変調）等が有効な変復調方式として広く
使用されている。これらの変復調方式では、受信機にお
ける再生搬送波の位相反転によってビット単位のデータ
に不確定性が生じる可能性があり、その不確定性を除去
するために、差動論理の符号変換方法が使用されてい
る。また、通常のデジタル通信方式では、回線の品質監
視のために送信信号の一部に偶数または奇数のパリテイ
ビットを挿入するパリテイ監視方式が使用されている。
図２は、自然２進符号を使用した従来の多値デジタル変
復調方式の送受信機を示す概略の構成ブロック図であ
る。
線方式では、ＰＳＫ（Phase-shift keying、位相シフト
キーイング）やＱＡＭ（quadrature amplitude modulat
ion 、直交振幅変調）等が有効な変復調方式として広く
使用されている。これらの変復調方式では、受信機にお
ける再生搬送波の位相反転によってビット単位のデータ
に不確定性が生じる可能性があり、その不確定性を除去
するために、差動論理の符号変換方法が使用されてい
る。また、通常のデジタル通信方式では、回線の品質監
視のために送信信号の一部に偶数または奇数のパリテイ
ビットを挿入するパリテイ監視方式が使用されている。
図２は、自然２進符号を使用した従来の多値デジタル変
復調方式の送受信機を示す概略の構成ブロック図であ
る。
【０００３】この送受信機では、データ部とパリテイ部
とを含むデジタル信号が送信側のデジタル信号入力端子
ＩＮに入力されると、差動論理変換回路１１で、入力デ
ジタル信号を自然２進数として扱って差動論理変換を行
う。この差動論理変換された信号は、変調器１２で変調
された後、送信機１３によって伝送路２０へ送られる。
伝送路２０へ送られた送信信号は、受信側の受信機３１
で受信され、その受信信号が復調器３２で復調されて差
動論理逆変換回路３３へ送られる。差動論理逆変換回路
３３では、復調器３２から出力されるデジタル信号を自
然２進数として扱って差動論理逆変換を行い、デジタル
信号出力端子ＯＵＴへ出力する。
とを含むデジタル信号が送信側のデジタル信号入力端子
ＩＮに入力されると、差動論理変換回路１１で、入力デ
ジタル信号を自然２進数として扱って差動論理変換を行
う。この差動論理変換された信号は、変調器１２で変調
された後、送信機１３によって伝送路２０へ送られる。
伝送路２０へ送られた送信信号は、受信側の受信機３１
で受信され、その受信信号が復調器３２で復調されて差
動論理逆変換回路３３へ送られる。差動論理逆変換回路
３３では、復調器３２から出力されるデジタル信号を自
然２進数として扱って差動論理逆変換を行い、デジタル
信号出力端子ＯＵＴへ出力する。
【０００４】図３は、グレイ符号を使用した従来の多値
デジタル変復調方式の送受信機を示す概略の構成ブロッ
ク図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号
が付されている。この送受信機では、送信側のデジタル
信号入力端子ＩＮに入力されたデジタル信号におけるグ
レイ符号を、グレイ符号・符号回路１４で自然２進符号
へ変換した後、差動論理変換回路１１で差動論理変換す
るようになっている。また、受信側では、差動論理逆変
換回路３３で逆変換された自然２進符号から、グレイ符
号・復号回路３４によってグレイ符号へ逆変換した後、
デジタル信号出力端子ＯＵＴへ出力するようになってい
る。
デジタル変復調方式の送受信機を示す概略の構成ブロッ
ク図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号
が付されている。この送受信機では、送信側のデジタル
信号入力端子ＩＮに入力されたデジタル信号におけるグ
レイ符号を、グレイ符号・符号回路１４で自然２進符号
へ変換した後、差動論理変換回路１１で差動論理変換す
るようになっている。また、受信側では、差動論理逆変
換回路３３で逆変換された自然２進符号から、グレイ符
号・復号回路３４によってグレイ符号へ逆変換した後、
デジタル信号出力端子ＯＵＴへ出力するようになってい
る。
【０００５】このグレイ符号から自然２進符号への変換
を行う送信側のグレイ符号・符号回路１４の構成例を図
４に示すと共に、自然２進符号からグレイ符号への逆変
換を行う受信側のグレイ符号・復号回路３４の構成例を
図５に示す。図４のグレイ符号・符号回路１４は、例え
ばグレイ符号Ｇ１，Ｇ２の排他的論理和を求める２入力
排他的論理和ゲート（以下、ＥＸＯＲゲートという）１
４ａと、グレイ符号Ｇ０と該ＥＸＯＲゲート１４ａの出
力の排他的論理和を求める２入力ＥＸＯＲゲート１４ｂ
とで、構成され、グレイ符号Ｇ０，Ｇ１，Ｇ２を変換し
て自然２進符号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を出力するようになっ
ている。
を行う送信側のグレイ符号・符号回路１４の構成例を図
４に示すと共に、自然２進符号からグレイ符号への逆変
換を行う受信側のグレイ符号・復号回路３４の構成例を
図５に示す。図４のグレイ符号・符号回路１４は、例え
ばグレイ符号Ｇ１，Ｇ２の排他的論理和を求める２入力
排他的論理和ゲート（以下、ＥＸＯＲゲートという）１
４ａと、グレイ符号Ｇ０と該ＥＸＯＲゲート１４ａの出
力の排他的論理和を求める２入力ＥＸＯＲゲート１４ｂ
とで、構成され、グレイ符号Ｇ０，Ｇ１，Ｇ２を変換し
て自然２進符号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を出力するようになっ
ている。
【０００６】また、図５のグレイ符号・復号回路３４
は、例えば自然２進符号Ｎ１，Ｎ２の排他的論理和を求
める２入力ＥＸＯＲゲート３４ａと、自然２進符号Ｎ０
と該ＥＸＯＲゲート３４ａの出力の排他的論理和を求め
る２入力ＥＸＯＲゲート３４ｂとで、構成され、２進符
号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を逆変換してグレイ符号Ｇ０，Ｇ
１，Ｇ２を出力するようになっている。以下、これらの
グレイ符号と自然２進符号との変換方法を説明する。
は、例えば自然２進符号Ｎ１，Ｎ２の排他的論理和を求
める２入力ＥＸＯＲゲート３４ａと、自然２進符号Ｎ０
と該ＥＸＯＲゲート３４ａの出力の排他的論理和を求め
る２入力ＥＸＯＲゲート３４ｂとで、構成され、２進符
号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を逆変換してグレイ符号Ｇ０，Ｇ
１，Ｇ２を出力するようになっている。以下、これらの
グレイ符号と自然２進符号との変換方法を説明する。
【０００７】図６は、８相ＰＳＫ方式の場合の信号位相
の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７を示す図である。次の表１は、
従来における図６の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７に対応する３
ビットのワードＧ＝（Ｇ０〜Ｇ２），Ｎ＝（Ｎ０〜Ｎ
２）の変換方法を示す表である。
の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７を示す図である。次の表１は、
従来における図６の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７に対応する３
ビットのワードＧ＝（Ｇ０〜Ｇ２），Ｎ＝（Ｎ０〜Ｎ
２）の変換方法を示す表である。
【０００８】
【表１】 表１のワードＧは、互いに隣接する信号に対応するワー
ドのハミング距離が全て１になるように選定したもの
で、グレイ符号配置と呼ばれている。このグレイ符号が
図３中の送信側グレイ符号・符号回路１４に与えられる
と、該グレイ符号・符号回路１４では、該グレイ符号か
ら次のようにして自然２進符号へ変換する。即ち、３ビ
ットワードをグレイ符号のとき（Ｇ２，Ｇ１，Ｇ０）で
表し、自然２進符号を（Ｎ２，Ｎ１，Ｎ０）で表すと、
図４のグレイ符号・符号回路１４では次式（１）に従
い、論理変換を行って自然２進符号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を
出力する。
ドのハミング距離が全て１になるように選定したもの
で、グレイ符号配置と呼ばれている。このグレイ符号が
図３中の送信側グレイ符号・符号回路１４に与えられる
と、該グレイ符号・符号回路１４では、該グレイ符号か
ら次のようにして自然２進符号へ変換する。即ち、３ビ
ットワードをグレイ符号のとき（Ｇ２，Ｇ１，Ｇ０）で
表し、自然２進符号を（Ｎ２，Ｎ１，Ｎ０）で表すと、
図４のグレイ符号・符号回路１４では次式（１）に従
い、論理変換を行って自然２進符号Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２を
出力する。
【０００９】
【数１】 また、図３において、差動論理逆変換回路３３から出力
された自然２進符号がグレイ符号・復号回路３４へ与え
られると、図５のグレイ符号・復号回路３４では、入力
された自然２進符号から次式（２）に従い、論理変換を
行ってグレイ符号に逆変換し、デジタル信号出力端子Ｏ
ＵＴへ出力する。
された自然２進符号がグレイ符号・復号回路３４へ与え
られると、図５のグレイ符号・復号回路３４では、入力
された自然２進符号から次式（２）に従い、論理変換を
行ってグレイ符号に逆変換し、デジタル信号出力端子Ｏ
ＵＴへ出力する。
【００１０】
【数２】
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の差動論理の符号変換方法では、例えば伝送路２０で
１ビットの誤りが生じると、それに対応して以降２ビッ
トの誤りに伝搬するため、パリテイ監視の精度が劣化す
るとう問題があった。以下、この問題を説明する。
成の差動論理の符号変換方法では、例えば伝送路２０で
１ビットの誤りが生じると、それに対応して以降２ビッ
トの誤りに伝搬するため、パリテイ監視の精度が劣化す
るとう問題があった。以下、この問題を説明する。
【００１２】グレイ符号の場合には、例えば、伝送路２
０で生じた１ビットの誤りが２ビットの誤りとして受信
側再生信号に現れるため、従来からあるパリテイ監視が
適用できないという欠点がある。また、自然２進符号で
は、例えば、ハミング距離が３の場合を生じるので、誤
り率が大きく劣化するという欠点がある。即ち、伝送路
２０の誤りは、伝送された符号が隣接位相にある符号に
誤る可能性が高く、この場合には、隣接位相の符号との
ハミング距離に相当する個数の誤りを発生する。１ビッ
トの伝送路２０の誤りは、差動論理変換によって２ビッ
ト連続の符号誤りを発生させる。図６に示す信号点配置
Ｐ０〜Ｐ７における隣接するワード間のハミング距離が
常に１であるグレイは、誤りの発生する２つの符号それ
ぞれにハミング距離１の誤りを発生させて、２つの符号
におけるビット誤りが２ビット誤りとなる。そのため、
グレイ符号では１つの伝送路２０の誤りが偶数個のビッ
ト誤りを発生させるので、パリテイ監視を適用すること
ができない。一方、図６の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７におけ
る隣接するワード間のハミング距離に１〜３が存在する
自然２進符号は、誤りを発生する２つの符号にハミング
距離１〜３の誤りを発生させるので、ビット誤りが２〜
６ビットとなる。そのため、奇数個のビット誤りのとき
にはパリテイ監視を行うことができるが、しかし、自然
２進符号は、グレイ符号と比較すると、ビット誤り率が
大きく増加することになる。本発明は、前記従来技術が
持ってた課題として、差動論理変換を使用した多値デジ
タル変復調方式ではパリテイ監視の精度が劣化し、しか
も自然２進符号では誤り率が大きく劣化するという点に
ついて解決した多値デジタル変復調方式における多値変
調用符号変換方法を提供するものである。
０で生じた１ビットの誤りが２ビットの誤りとして受信
側再生信号に現れるため、従来からあるパリテイ監視が
適用できないという欠点がある。また、自然２進符号で
は、例えば、ハミング距離が３の場合を生じるので、誤
り率が大きく劣化するという欠点がある。即ち、伝送路
２０の誤りは、伝送された符号が隣接位相にある符号に
誤る可能性が高く、この場合には、隣接位相の符号との
ハミング距離に相当する個数の誤りを発生する。１ビッ
トの伝送路２０の誤りは、差動論理変換によって２ビッ
ト連続の符号誤りを発生させる。図６に示す信号点配置
Ｐ０〜Ｐ７における隣接するワード間のハミング距離が
常に１であるグレイは、誤りの発生する２つの符号それ
ぞれにハミング距離１の誤りを発生させて、２つの符号
におけるビット誤りが２ビット誤りとなる。そのため、
グレイ符号では１つの伝送路２０の誤りが偶数個のビッ
ト誤りを発生させるので、パリテイ監視を適用すること
ができない。一方、図６の信号点配置Ｐ０〜Ｐ７におけ
る隣接するワード間のハミング距離に１〜３が存在する
自然２進符号は、誤りを発生する２つの符号にハミング
距離１〜３の誤りを発生させるので、ビット誤りが２〜
６ビットとなる。そのため、奇数個のビット誤りのとき
にはパリテイ監視を行うことができるが、しかし、自然
２進符号は、グレイ符号と比較すると、ビット誤り率が
大きく増加することになる。本発明は、前記従来技術が
持ってた課題として、差動論理変換を使用した多値デジ
タル変復調方式ではパリテイ監視の精度が劣化し、しか
も自然２進符号では誤り率が大きく劣化するという点に
ついて解決した多値デジタル変復調方式における多値変
調用符号変換方法を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、差動論理変換の送受信機能を有し、Ｎ＝
３以上の２N 値の多値デジタル変復調を行う変復調方式
において、多値変調用符号変換方法を次のように構成し
ている。即ち、データビット及びパリテイビットを含む
入力ビット系列の所定ビット数をワードとし、該ワード
の所定ビット数が表す符号を前記多値デジタル変復調の
変調レベルに割り当てる符号構成を採用する。そして、
互いに隣接する前記変調レベルに対応する２つの前記ワ
ード間のハミング距離が１または２であり、かつ２種の
ハミング距離を有する符号数がそれぞれ前記変調レベル
の値の半数になるように符号を構成し、この符号を自然
２進符号に符号変換して該自然２進符号を差動論理変換
するようにしている。
決するために、差動論理変換の送受信機能を有し、Ｎ＝
３以上の２N 値の多値デジタル変復調を行う変復調方式
において、多値変調用符号変換方法を次のように構成し
ている。即ち、データビット及びパリテイビットを含む
入力ビット系列の所定ビット数をワードとし、該ワード
の所定ビット数が表す符号を前記多値デジタル変復調の
変調レベルに割り当てる符号構成を採用する。そして、
互いに隣接する前記変調レベルに対応する２つの前記ワ
ード間のハミング距離が１または２であり、かつ２種の
ハミング距離を有する符号数がそれぞれ前記変調レベル
の値の半数になるように符号を構成し、この符号を自然
２進符号に符号変換して該自然２進符号を差動論理変換
するようにしている。
【００１４】
【作用】本発明によれは、以上のように多値デジタル変
復調方式における多値変調用符号変換方法を構成したの
で、多値デジタル変復調方式の隣接するワード間のハミ
ング距離が１または２であり、その半数が１、残りの半
数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、１つの伝送路の誤りに対応して奇数個のビット誤り
と偶数個のビット誤りを生じる確率が１／２となり、パ
リテイ監視を可能として誤り率の低減化を図る。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
復調方式における多値変調用符号変換方法を構成したの
で、多値デジタル変復調方式の隣接するワード間のハミ
ング距離が１または２であり、その半数が１、残りの半
数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、１つの伝送路の誤りに対応して奇数個のビット誤り
と偶数個のビット誤りを生じる確率が１／２となり、パ
リテイ監視を可能として誤り率の低減化を図る。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
【００１５】
【実施例】図１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、本発明の実
施例の多値変調用符号変換方法を説明するための多値デ
ジタル変復調方式を用いた送受信機を示す図である。同
図（ａ）は送受信機の概略の構成ブロック図、同図
（ｂ）は同図（ａ）中の符号変換回路４０の回路図、及
び同図（ｃ）は同図（ａ）中の復号変換回路５０の回路
図であり、従来の図２及び図３中の要素と共通の要素に
は共通の符号が付されている。
施例の多値変調用符号変換方法を説明するための多値デ
ジタル変復調方式を用いた送受信機を示す図である。同
図（ａ）は送受信機の概略の構成ブロック図、同図
（ｂ）は同図（ａ）中の符号変換回路４０の回路図、及
び同図（ｃ）は同図（ａ）中の復号変換回路５０の回路
図であり、従来の図２及び図３中の要素と共通の要素に
は共通の符号が付されている。
【００１６】図１（ａ）の送受信機では、従来の図３中
のグレイ符号・符号回路１４及びグレイ符号・復号回路
３４に代えて、送信側の符号変換回路４０及び受信側の
復号変換回路５０が設けられている。この符号変換回路
４０の出力側には、従来と同様に、差動論理変換回路１
１、変調器１２、及び送信機１３が接続されている。ま
た、受信側の復号変換回路５０の入力側には、従来と同
様に、差動論理逆変換回路３３、復調器３２及び受信機
３１が接続されている。
のグレイ符号・符号回路１４及びグレイ符号・復号回路
３４に代えて、送信側の符号変換回路４０及び受信側の
復号変換回路５０が設けられている。この符号変換回路
４０の出力側には、従来と同様に、差動論理変換回路１
１、変調器１２、及び送信機１３が接続されている。ま
た、受信側の復号変換回路５０の入力側には、従来と同
様に、差動論理逆変換回路３３、復調器３２及び受信機
３１が接続されている。
【００１７】符号変換回路４０は、デジタル信号入力端
子ＩＮから入力される所定の符号から自然２進符号への
変換を行う回路である。さらに、復号変換回路５０は、
差動論理逆変換回路３３から出力される自然２進数から
所定の符号へ逆変換し、デジタル信号出力端子ＯＵＴへ
出力する回路である。この符号変換回路４０及び復号変
換回路５０の構成例が、図１（ｂ），（ｃ）にそれぞれ
示されている。
子ＩＮから入力される所定の符号から自然２進符号への
変換を行う回路である。さらに、復号変換回路５０は、
差動論理逆変換回路３３から出力される自然２進数から
所定の符号へ逆変換し、デジタル信号出力端子ＯＵＴへ
出力する回路である。この符号変換回路４０及び復号変
換回路５０の構成例が、図１（ｂ），（ｃ）にそれぞれ
示されている。
【００１８】図１（ｂ）の符号変換回路４０は、例えば
所定の符号Ｘ０，Ｘ１，Ｘ２を自然２進符号Ｎ０，Ｎ
１，Ｎ２へ変換する回路であり、符号Ｘ０，Ｘ２をその
まま自然２進符号Ｎ０，Ｎ２の形で出力すると共に、符
号Ｘ１とＸ２の排他的論理和を２入力ＥＸＯＲゲート４
１で求めて自然２進符号Ｎ１を出力する回路である。ま
た、図１（ｃ）の復号変換回路５０は、自然２進符号Ｎ
０，Ｎ２をそのまま所定の符号Ｘ０，Ｘ２として出力す
ると共に、自然２進符号Ｎ１とＮ２の排他的論理和を２
入力ＥＸＯＲゲート５１で求め、所定の符号Ｘ１を出力
する回路である。次に、図１の送受信機における本実施
例の符号変換方法を説明する。次の表２（Ａ），（Ｂ）
は、本発明の実施例の符号構成例を示す表である。
所定の符号Ｘ０，Ｘ１，Ｘ２を自然２進符号Ｎ０，Ｎ
１，Ｎ２へ変換する回路であり、符号Ｘ０，Ｘ２をその
まま自然２進符号Ｎ０，Ｎ２の形で出力すると共に、符
号Ｘ１とＸ２の排他的論理和を２入力ＥＸＯＲゲート４
１で求めて自然２進符号Ｎ１を出力する回路である。ま
た、図１（ｃ）の復号変換回路５０は、自然２進符号Ｎ
０，Ｎ２をそのまま所定の符号Ｘ０，Ｘ２として出力す
ると共に、自然２進符号Ｎ１とＮ２の排他的論理和を２
入力ＥＸＯＲゲート５１で求め、所定の符号Ｘ１を出力
する回路である。次に、図１の送受信機における本実施
例の符号変換方法を説明する。次の表２（Ａ），（Ｂ）
は、本発明の実施例の符号構成例を示す表である。
【００１９】
【表２】 表２において、Ｐ０〜Ｐ７は図６に示す８相ＰＳＫ方式
の信号点配置、Ｘ０〜Ｘ２は本実施例の符号を表す。こ
の表２では、互いに隣接する信号間に対応するワード間
のハミング距離が１〜２に選定されている。しかも、そ
のハミング距離が１または２の場合は、８通りある隣接
信号の組み合わせのうち、それぞれ４通りずつに選定さ
れている。
の信号点配置、Ｘ０〜Ｘ２は本実施例の符号を表す。こ
の表２では、互いに隣接する信号間に対応するワード間
のハミング距離が１〜２に選定されている。しかも、そ
のハミング距離が１または２の場合は、８通りある隣接
信号の組み合わせのうち、それぞれ４通りずつに選定さ
れている。
【００２０】図１において、送信側のデジタル信号入力
端子ＩＮから、表２に示す符号Ｘ０〜Ｘ２が入力される
と、符号変換回路４０では、入力された符号Ｘ０〜Ｘ２
から、次のようにして自然２進符号へ変換する。即ち、
３ビットワードを本実施例による符号のとき（Ｘ２，Ｘ
１，Ｘ０）と表すと、符号変換回路４０では、その符号
（Ｘ２，Ｘ１，Ｘ０）から次式（３）に従い、自然２進
符号Ｎ０〜Ｎ２への変換を行う。
端子ＩＮから、表２に示す符号Ｘ０〜Ｘ２が入力される
と、符号変換回路４０では、入力された符号Ｘ０〜Ｘ２
から、次のようにして自然２進符号へ変換する。即ち、
３ビットワードを本実施例による符号のとき（Ｘ２，Ｘ
１，Ｘ０）と表すと、符号変換回路４０では、その符号
（Ｘ２，Ｘ１，Ｘ０）から次式（３）に従い、自然２進
符号Ｎ０〜Ｎ２への変換を行う。
【００２１】
【数３】 このようにして変換された自然２進符号Ｎ０〜Ｎ２は、
差動論理変換回路１１で差動論理変換が行われ、変調器
１２で変調された後、送信機１３によって伝送路２０へ
送られる。受信側では、伝送路２０からの信号を受信機
３１で受信し、その受信信号を復調器３２で復調し、さ
らにその復調された信号を差動論理逆変換回路３３で自
然２進符号Ｎ０〜Ｎ２へ逆変換した後、復号変換回路５
０へ送る。復号変換回路５０では、差動論理逆変換回路
３３から出力される自然２進符号Ｎ０〜Ｎ２から、次式
（４）に従い、表２の符号Ｘ０〜Ｘ２への変換を行い、
デジタル信号出力端子ＯＵＴへ出力する。
差動論理変換回路１１で差動論理変換が行われ、変調器
１２で変調された後、送信機１３によって伝送路２０へ
送られる。受信側では、伝送路２０からの信号を受信機
３１で受信し、その受信信号を復調器３２で復調し、さ
らにその復調された信号を差動論理逆変換回路３３で自
然２進符号Ｎ０〜Ｎ２へ逆変換した後、復号変換回路５
０へ送る。復号変換回路５０では、差動論理逆変換回路
３３から出力される自然２進符号Ｎ０〜Ｎ２から、次式
（４）に従い、表２の符号Ｘ０〜Ｘ２への変換を行い、
デジタル信号出力端子ＯＵＴへ出力する。
【００２２】
【数４】 本実施例では、差動論理変換回路１１及び差動論理逆変
換回路３３を備えた送受信機に、互いに隣接するレベル
に対応する２つのワード間のそれぞれのハミング距離が
１〜２であり、そのいずれも半数ずつに構成された多値
デジタル変復調方式となる。そして、１つの伝送路２０
の誤りに対応して誤る２つの符号にハミング距離１〜２
の誤りを発生させるから、ビット誤りの数が２〜４とな
る。例えば、奇数個３のビット誤りを発生する確率は、
２つの符号のうちの一方のハミング距離１、他方にハミ
ング距離２の誤りを発生させる確率に等しいから、 （４／８）×（４／８）×２＝１／２ となる。
換回路３３を備えた送受信機に、互いに隣接するレベル
に対応する２つのワード間のそれぞれのハミング距離が
１〜２であり、そのいずれも半数ずつに構成された多値
デジタル変復調方式となる。そして、１つの伝送路２０
の誤りに対応して誤る２つの符号にハミング距離１〜２
の誤りを発生させるから、ビット誤りの数が２〜４とな
る。例えば、奇数個３のビット誤りを発生する確率は、
２つの符号のうちの一方のハミング距離１、他方にハミ
ング距離２の誤りを発生させる確率に等しいから、 （４／８）×（４／８）×２＝１／２ となる。
【００２３】以上のように、本実施例では多値デジタル
変復調方式の隣接するワード間のハミング距離が１また
は２であり、その半数が１、残りの半数は２であるよう
にして、差動論理変換を行う場合でも、１つの伝送路２
０の誤りに対応して、奇数個のビット誤りと偶数個のビ
ット誤りを生じる確率が１／２となり、自然２進符号Ｎ
０〜Ｎ２と対比してもパリテイ監視の能力を損なうこと
が無い。しかも、誤り率もハミング距離が１〜２に設定
されているため、大きく劣化することがない。なお、本
発明は上記実施例に限定されず、種々の変形が可能であ
る。例えば、図７は１６相ＰＳＫ方式の信号点配置Ｐ０
〜Ｐ１５を示す図である。このような１６相ＰＳＫ方式
に上記実施例の方法を適用した場合の他の符号構成例を
次の表３に示す。
変復調方式の隣接するワード間のハミング距離が１また
は２であり、その半数が１、残りの半数は２であるよう
にして、差動論理変換を行う場合でも、１つの伝送路２
０の誤りに対応して、奇数個のビット誤りと偶数個のビ
ット誤りを生じる確率が１／２となり、自然２進符号Ｎ
０〜Ｎ２と対比してもパリテイ監視の能力を損なうこと
が無い。しかも、誤り率もハミング距離が１〜２に設定
されているため、大きく劣化することがない。なお、本
発明は上記実施例に限定されず、種々の変形が可能であ
る。例えば、図７は１６相ＰＳＫ方式の信号点配置Ｐ０
〜Ｐ１５を示す図である。このような１６相ＰＳＫ方式
に上記実施例の方法を適用した場合の他の符号構成例を
次の表３に示す。
【００２４】
【表３】 このような符号構成を適用した場合であっても、上記実
施例と同様の作用、効果が得られる。また、図１（ａ）
の送受信機の全体構成を他の回路構成に変更したり、あ
るいはその符号変換回路４０及び復号変換回路５０を図
１（ｂ），（ｃ）以外の回路で構成する等、種々の変形
が可能である。
施例と同様の作用、効果が得られる。また、図１（ａ）
の送受信機の全体構成を他の回路構成に変更したり、あ
るいはその符号変換回路４０及び復号変換回路５０を図
１（ｂ），（ｃ）以外の回路で構成する等、種々の変形
が可能である。
【００２５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、多値デジタル変復調方式の隣接るワード間のハミ
ング距離が１または２であり、その半数が１、残りの半
数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、１つの伝送路の誤りに対応して、奇数個のビット誤
りと偶数個のビット誤りを生じる確率が１／２となり、
自然２進符号と対比してもパリテイ監視の能力を損なう
ことが無く、その上、誤り率もハミング距離が１〜２に
設定されているため、大きく劣化することもない。
れば、多値デジタル変復調方式の隣接るワード間のハミ
ング距離が１または２であり、その半数が１、残りの半
数が２であるようにして、差動論理変換を行う場合で
も、１つの伝送路の誤りに対応して、奇数個のビット誤
りと偶数個のビット誤りを生じる確率が１／２となり、
自然２進符号と対比してもパリテイ監視の能力を損なう
ことが無く、その上、誤り率もハミング距離が１〜２に
設定されているため、大きく劣化することもない。
【図１】本発明の実施例の多値変調用符号変換方法を説
明するための多値デジタル変復調方式を採用した送受信
機を示す図である。
明するための多値デジタル変復調方式を採用した送受信
機を示す図である。
【図２】自然２進符号を使用した従来の多値デジタル変
復調方式を採用した送受信機の概略の構成ブロック図で
ある。
復調方式を採用した送受信機の概略の構成ブロック図で
ある。
【図３】グレイ符号を使用した従来の多値デジタル変復
調方式を採用した送受信機の概略の構成ブロック図であ
る。
調方式を採用した送受信機の概略の構成ブロック図であ
る。
【図４】図３中のグレイ符号・符号回路の回路図であ
る。
る。
【図５】図３中のグレイ符号・復号回路の回路図であ
る。
る。
【図６】８相ＰＳＫ方式の信号点配置を示す図である。
【図７】１６相ＰＳＫ方式の信号点配置を示す図であ
る。
る。
１１ 差動論理変換回路 １２ 変調器 １３ 送信機 ２０ 伝送路 ３１ 受信機 ３２ 復調器 ３３ 差動論理逆変換回路 ４０ 符号変換回路 ５０ 復号変換回路 ＩＮ デジタル信号入力端子 ＯＵＴ デジタル信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 差動論理変換の送受信機能を有し、Ｎ＝
３以上の２N 値の多値デジタル変復調を行う変復調方式
において、 データビット及びパリテイビットを含む入力ビット系列
の所定ビット数をワードとし、該ワードの所定ビット数
が表す符号を前記多値デジタル変復調の変調レベルに割
り当てる符号構成であって、 互いに隣接する前記変調レベルに対応する２つの前記ワ
ード間のハミング距離が１または２であり、かつ２種の
ハミング距離を有する符号数がそれぞれ前記変調レベル
の値の半数になるように符号を構成し、 前記構成した符号を自然２進符号に符号変換して該自然
２進符号を差動論理変換することを特徴とする多値変調
用符号変換方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13701992A JPH05336180A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 多値変調用符号変換方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13701992A JPH05336180A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 多値変調用符号変換方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336180A true JPH05336180A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15188935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13701992A Withdrawn JPH05336180A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 多値変調用符号変換方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05336180A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115243A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | National Institute Of Information & Communication Technology | 送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法 |
-
1992
- 1992-05-28 JP JP13701992A patent/JPH05336180A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115243A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | National Institute Of Information & Communication Technology | 送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990803 |