JPH05327659A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

スペクトル拡散通信方式

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JPH05327659A
JPH05327659A JP23970992A JP23970992A JPH05327659A JP H05327659 A JPH05327659 A JP H05327659A JP 23970992 A JP23970992 A JP 23970992A JP 23970992 A JP23970992 A JP 23970992A JP H05327659 A JPH05327659 A JP H05327659A
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直樹 岡本
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桂二 彦惣
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 直接拡散スペクトル拡散通信方式において、
受信機側での拡散コード同期回路を簡易(小型)化す
る。 【構成】 PN発生器3で拡散コードp(t)を形成す
る。乗算器2においてデータd(t)と拡散コードp
(t)を乗算しBPSK変調部5でBPSK変調する。
PN発生器3からの拡散コードp(t)はBPSK変調
部6でBPSK変調され遅延部8において拡散コード1
チップ以上遅延され合波器7に送られ、ここでBSPK
変調部5からの出力と複合される。次に周波数変換部9
においてRFに変換され電力増幅部10で増幅されて、
アンテナ11から送信される。アンテナ12で受信され
た信号は、RF増幅部13で増幅され周波数変換部14
でIFに変換された後、分配器15において2経路に分
かれる。一方は直接乗算器17に送られ、他方は遅延部
16で遅延された後乗算器17に送られる。乗算器17
からはデータd(t)が遅延されて出力される。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散通信方式の改良に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
(AM、FM、BPSK等)を用いた通信が一般に実用
されている。これらは、受信機における復調を比較的小
型の回路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音には
弱いという欠点も有している。
【0003】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、送信機側では、データのスペクトルを拡散コードに
よって拡散し、受信機側では、該拡散コードで時間同期
をとることにより、マルチパスおよび狭帯域雑音の影響
を軽減するという特徴を有し、重要な技術として注目さ
れている。
【0004】スペクトル拡散の手法には、直接拡散、周
波数ホッピング、時間ホッピングおよびこれらのうちの
いくつかを組合せたハイブリッド方式等があり、この中
で、直接拡散方式はデータ速度よりかなりはやいチップ
速度をもつ拡散コードとデータとをかけわあせることに
より、スペクトルを拡散する方法で、回路的にも他の手
法に比べて容易に実現でき、また、拡散コードの区別に
より、同帯域での多重通信が可能となる。このような多
重方式をCDMA(Code Division Multiple Access:コ
ード分割多元接続)、またはSSMA(Spread Spectru
m Multiple Access:スペクトル拡散多元接続)と呼ぶ。
【0005】直接拡散方式をもちいたスペクトル拡散通
信システムの概略のブロック図を図7(a)および
(b)に示す。(a)は送信系に関するものであり、
(b)は受信系に関するものである。
【0006】送信機側では、図7(a)に示すように、
a(t)なる情報57を情報変調部58で変調を行なう
ことで、b(t)という信号にし、次に、拡散変調部
(乗算器)59により、拡散コード(PN)発生器60
で発生させたc(t)なる拡散コードを乗算する。拡散
コード発生器60は、基準クロック発振器61のクロッ
クにより駆動される。ここで、データa(t)のデータ
速度に比べて、拡散コードc(t)のチップ速度は非常
に速いので、乗算出力信号s(t)はb(t)に比べて
スペクトル帯域は拡散される。この拡散された乗算出力
信号s(t)は、周波数変換部62によりRF帯に変換
され、電力増幅部63により増幅されアンテナ64から
送信される。
【0007】受信機側では、図7(b)に示すように、
アンテナ65により受信された信号は、RF増幅部66
により増幅され、周波数変換部67により中間周波数に
変換される。中間周波数に変換された信号s(t)は、
拡散復調部(乗算器)68により、拡散コード(PN)
発生器69で発生された送信機側c(t)と同じ系列を
持つ拡散コードc(t)と乗算される。ここで拡散コー
ド発生器69で発生する拡散コードは、拡散復調部(乗
算器)68に入力される受信信号に含まれる拡散コード
と時間的に同期している必要がある。このために、ルー
プ構造をもつような時間弁別制御回路70が用意されて
おり、拡散コード発生器69とともに同期部Sを構成し
ている。拡散復調部68で拡散コードが除去されること
により、拡散復調器68の出力b(t)は、データのみ
で変調された狭帯域信号に戻る。これを情報復調部71
に通すことにより、a(t)なる情報72を得ることが
できる。
【0008】受信機側の拡散復調部68で時間同期をと
ることで、時間的に遅れてくるマルチパスの影響は軽減
でき、また、ここで、受信信号に拡散コード発生器69
で生成した拡散コードを乗算することにより、受信アン
テナに入力した狭帯域雑音は拡散され、この影響も軽減
される。
【0009】このようにスペクトルを拡散することによ
り、広い帯域幅で通信が行なわれることになり、マルチ
パスや狭帯域通信に対して強くなり、より効果的な通信
を行なうことが可能となる。
【0010】スペクトル拡散通信方式および図7に関し
ては、科学技術出版社発行の「スペクトル拡散通信シス
テム」p10〜p16に詳しく述べられている。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】直接拡散スペクトル拡
散通信方式では、前述のように従来の狭帯域通信に比
べ、マルチパスや狭帯域雑音に強いが、その反面、スペ
クトル拡散および逆拡散する回路が必要となり、また、
これに使用される同期部の回路は一般的にループ構造を
もつことから、狭帯域通信用受信機に比べ回路が大型で
複雑となる。
【0012】また、拡散コードの同期を確認する手法と
して、受信した信号の拡散コードと受信機内で生成した
拡散コードを乗算し、その結果を積分することにより、
その積分結果があるレベルになるかどうかで逆拡散が行
なわれる。つまり、同期を確認するには、積分時間によ
って違いはあるが、ある程度の時間を必要とする。これ
は、たとえば、積分時間をt秒(s)、コード長nチッ
プとし、1/2チップずつずらして同期を確認しようと
する場合、最大2n×t(s)の時間が必要となる。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明の通信方式におい
ては、拡散コードおよびデータで変調された信号と、該
拡散コードのみで変調され前記の信号に対して該拡散コ
ードの1チップ以上の時間遅延された信号とを複合して
送信する送信機と、送信側の遅延時間と同じ遅延量を有
する遅延回路を有し、遅延回路を経由した受信信号と遅
延回路を経由しない受信信号とを乗算し逆拡散する手段
を有する受信機、により構成した。また、拡散コード繰
返し周期を、送信しようとするデータの帯域の2倍以上
とした。さらに、送信するデータにリファレンス信号を
付加するようにした。また、周波数ホッピングも併用す
る。
【0014】
【作用】本発明によれば、送信機側では、拡散コード
(1か−1のどちらかの値をとる)とデータで変調され
た信号と、該拡散コードのみで変調され前記の信号に対
して任意の時間(拡散コード1チップ以上)遅延させた
信号とを複合して送信し、受信機側では、送信機側と同
じ遅延量を有する遅延回路を設け、遅延回路を経由した
受信信号と遅延回路を経由しない受信信号とを乗算する
ことにより、逆拡散することができる。
【0015】
【実施例】図1(a)および(b)は本発明の一実施例
のブロック図である。(a)は送信系を示し(b)は受
信系を示す。
【0016】図1(a)により送信系について説明す
る。情報1をd(t)とし、これは、1,−1で表され
たディジタル信号とする。基準クロック発振器4からの
クロックによりPN発生器3で拡散コード信号p(t)
を発生する。信号p(t)は2経路に分けられ一方は乗
算器2に送られる。信号p(t)のビットレートは、d
(t)に比べかなり速くされる。乗算器2によって、信
号d(t)と信号p(t)が掛け合わされる。ここで、
p(t)も1,−1を擬似ランダムにとる符号であり、
これによりスペクトルは、データのみの場合と比較して
(p(t)のチップレート)/(データのビットレー
ト)倍の幅に拡散されたことになる。この乗算器2の出
力d(t)・p(t)は、BPSK変調部5によってB
PSK変調され、d(t)・p(t)・cos ωi tとな
る。ここで、ωi はローカル周波数で、d(t)・p
(t)は1,−1のどちらかをとる。
【0017】また、信号p(t)は、以下のように他方
の経路を通る。BPSK変調部6を通り、p(t)・co
s ωi tとなり、この後遅延部8を通り、p(t−τ)
cosωi (t−τ)となる。ここで、τは遅延時間で拡
散コード1チップ以上の時間とする。これら2経路の出
力信号は合波器7によって合波され、 {d(t)・p(t)・cos ωi +p(t-τ)・cos ωi (t-τ)} となる。これをA(t)と置く。この信号A(t)は、
周波数変換部9によりRF帯に周波数変換されB(t)
となる。この信号B(t)は、電力増幅部10により増
幅されて、アンテナ11から送信される。
【0018】受信機側では図1(b)に示されるよう
に、アンテナ12により受信された信号が、RF増幅部
13で増幅され、周波数変換部14で中間周波数帯に周
波数変換される。この信号は、分配器15によって2経
路に分配される。送受信機間の伝搬時間をΔtとする
と、一方はA(t−Δt)として乗算器17に入力さ
れ、他方は送信機側に置かれた遅延部8と同じ遅延時間
τを持つ遅延部16を経由してA(t−τ−Δt)とな
り、乗算器17に入力される。ここで、A(t−Δt)
は、 {d(t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωi(t-Δt)+p(t-Δt-τ)・cos ωi(t-Δt-τ) } を表わし、A(t−Δt−τ)は、 {d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t- Δt-2τ)・cos ωi (t-Δt-2τ)} を表わすから、乗算器17による出力は、ωi の倍周波
数成分を除けば、 {d(t-Δt)・d(t-Δt-τ)・p(t-Δt)・p(t-Δt-τ)・cos ωi τ +d(t-Δt)・p(t-Δt)・p(t-Δt-2τ)・cos2ωi τ +d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos0 +p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-2τ)・cos ωi τ} と4項の和で示される。しかし、拡散コード項p(t)
に着目すると、同期がとれている第3項の {d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos0} 以外は、τ以上のずれがあるので、スペクトルは拡散さ
れたままとなり、データ成分d(t)が取出せる。
【0019】このように前述の実施例により、送信機か
ら複合波を送信することで、受信機側で容易に逆拡散で
きる。また、同期に関しても電源スイッチを入れたとほ
ぼ同時に同期するので、同期に必要な時間は、ほぼ0と
なる。そして、送信機側で搬送波の位相も遅延させてい
るので、受信機側の乗算器17の出力では、搬送波も除
去され、情報復調はより容易となっている。
【0020】図2(a)および(b)は第2の実施例の
ブロック図である。(a)は送信系を示し、(b)は受
信系を示す。これは、情報変調がアナログ変調で行なわ
れている例である。図1と異なるところは、情報がアナ
ログ情報であり情報変調部20がアナログ変調であるこ
とと、図1のBPSK変調部5をAM変調部22に変更
したことである。
【0021】図2(a)において、情報19のアナログ
信号a1 (t)は、情報変調部20によりアナログ変調
がなされ信号A1 (t)となる。これはAM,FMまた
はPMなど、どの変調でもかまわない。ここで変調され
た信号A1 (t)は乗算器21において、PN発生器2
3によって作られた拡散コード信号p(t)と乗算さ
れ、A1 (t)・p(t)となる。ここで信号p(t)
は1か−1のどちらかの値をとる。この後AM変調部2
2でAM変調され、A1 (t)・p(t)・cosωi
となり、合波器25に入力される。
【0022】また、基準クロック発振器24で駆動され
るPN発生器23で作られた拡散コード信号p(t)
は、BPSK変調部26により、BPSK変調され、p
(t)・ cos ωi tとなり、これを遅延部27に通すこ
とで、遅延時間をτとすると、p(t−τ)・ cos ωi
(t−τ)となる。
【0023】これら2つの信号は、合波器25によって
複合され、C(t)となる。ここでC(t)は、 {p(t)・A1 (t)・cos ωi t+p(t-τ)・cos ωi (t-τ)} である。これを周波数変換部28によってRF帯に周波
数変換し、D(t)とし、電力増幅部29によって増幅
し、アンテナ30から送信する。
【0024】受信機側では、図2(b)に示すように、
複合された信号はアンテナ31で受信され、RF力増幅
部32で増幅され、周波数変換部33でIF帯に周波数
変換される。この後分配器34によって2経路に分波さ
れ、一方はそのまま乗算器35に入力され、他方は遅延
部36を通り、送信機側の遅延部27と同じ遅延量で遅
延されて、乗算器35に入力される。ここで、分配器3
4の出力は、送受信機間の伝搬時間をΔtとすると、C
(t−Δt)であり、これは {p(t-Δt)・A1 (t-Δt)・cos ωi (t-Δt) +p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) を示す。また、遅延部36の出力C(t−Δt−τ)
は、 {p(t-Δt-τ)・A1 (t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t-Δt-2τ)・cos ωi (t-Δt-2τ)} を示す。よって、乗算器35の出力は、搬送波の2倍成
分を除去すれば4項で表わされ、前述の第1の実施例と
同様に、拡散コードが同期している、 {p(t-Δt)・p(t-Δt-τ)・A1 (t-Δt-τ)・cos0} 以外はレベルが低くなり、出力は、A1 (t−Δt−
τ)となる。これを情報復調部37に通すことで情報3
8を得られる。
【0025】この手法を用いることにより、FM,A
M,PMなどを用いた信号も、上述のような簡単なスペ
クトル拡散通信回路を付加することで、マルチパスや狭
帯域雑音に強いシステムを得ることができる。
【0026】図3(a)および(b)は第3の実施例の
ブロック図である。同図(a)は送信系を示し(b)は
受信系を示す。これはアナログ信号(音声信号等)をそ
のままスペクトル拡散する場合を考えたものである。
【0027】図3(a)において、情報39はアナログ
信号であり、これをa2 (t)と置く。これは、基準ク
ロック発振器45で駆動されるPN発生器41で作られ
た拡散コード信号p(t)と、乗算器40で乗算されa
2 (t)・p(t)となり、AM変調部42によりAM
変調される。この信号をA2 (t)とする。また、PN
発生器41で作られた拡散コード信号p(t)は、同様
にAM変調部43でAM変調され(ここではBPSK変
調と等価)、信号B1 (t)すなわち、p(t)・cos
ωi tとなり、実施例1および2と同様に遅延部45に
よりτだけ遅延され、信号B1 (t−τ)すなわち、p
(t−τ)・ cos ωi (t−τ)となる。この2つの信
号は合波器44で合波される。この信号をC1 (t)と
する。この後、実施例1および2と同様に、周波数変換
部47によってRF帯に変換され、D1 (t)となり、
電力増幅部48によって増幅されアンテナ49から送信
される。
【0028】受信機側では図3(b)に示すように、実
施例1および2と同様なシステム構成となっている。受
信用アンテナ50で受信された信号は、RF増幅部51
により増幅され、周波数変換部52によりIF帯に周波
数変換され、分配器53により2経路に分波される。
【0029】送受信機間の伝搬時間をΔtとすると、一
方はC1 (t−Δt)となり乗算器55に入力される。
ここでC1 (t−Δt)は、 {a2 (t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωi (t-Δt) +p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ)} である。また、他方は、実施例1および2と同様に送信
機側遅延部45と同じ遅延量を持つ遅延部54を通り、
1 (t−Δt−τ)となって乗算器55に入力され
る。ここでC1 (t−Δt−τ)は、 {a2 (t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t-Δt-2τ)・cos ωi (t- Δt-2τ)} を表わす。よって乗算器の出力は、実施例1および2と
同様の理由から拡散コードが同期している、 {p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・a2 (t-Δt-τ)・cos0 } のみとなりデータが得られる。よってこの手法でも簡単
なスペクトル拡散回路を付加することで、マルチパスや
狭帯域雑音に強くなり、また、遅延時間τをずらすこと
で同帯域多重通信が可能となる。
【0030】また、実施例1、2および3において、受
信機側乗算器の出力の4項のうち、拡散コードが同期し
ていない3項の中には、cos ωi τが係数として乗算さ
れているものが2項、cos 2ωi τが係数として乗算さ
れているものが1項ある。これを、 An =A1 ・ cos ω iτ+A2 ・cos ω1 τ+A3 ・cos2ω iτ とし、An が最小となるようωi およびτを適切に選ぶ
ことで、より効果的な通信が可能となる。
【0031】また、スペクトル拡散信号のスペクトル
は、拡散コードのチップレートをfP N (bps)、コ
ード長をL(チップ)、中心周波数をfc (HZ )とす
ると、第1ヌル点をfc ±fP N にもつような(sin x
/x)2 の包絡線をもつ(fP N /L)(HZ )間隔の
線スペクトルで表わされる。また、それぞれの線スペク
トルは、データ変調された線スペクトルとなっており、
そしてfc (HZ )におけるスペクトル成分は、拡散前
のレベルに比べ電力的に(1/L2 )に抑圧されてい
る。このように拡散されたスペクトルは、逆拡散動作を
行なうことで中心波周波数部分に集中され、他の線スペ
クトルの成分は0となる。
【0032】ここで拡散前のスペクトル帯域を2fD
する。これが拡散され、もし2fD>fP N /L とな
れば、fc 部分と{fc ±(fp N /L )}部分のス
ペクトルが上述の理由から重なりを生じる。よってCD
MA多重を行なって、1つの回線に対して逆拡散動作を
行ない、fc 部分に電力を集中して、2fD の帯域を取
出す場合、他の回線の{fc ±(fp N /L )}部分
のスペクトルのいくらかがその帯域内に入り込んでくる
のでC/Nは劣化する。
【0033】よって、2fD <(fp N /L )となる
ようにシステムを組むことで、より効果的な通信が可能
となる。
【0034】図4(a)および(b)は、第4の実施例
のブロック図である。同図(a)は送信系を示し、
(b)は受信系を示す。これは、図3に示される第3の
実施例の変形であり、送信側では、アナログ信号やAM
等の振幅に依存するデータに、リファレンス信号を付加
したのち拡散して送信する。
【0035】図4(a)において、ベースバンドデータ
やAM変調波等の振幅に依存する情報39と、データ帯
域外の狭帯域信号か正弦波等のリファレンス信号60と
を、合波器61で合波する。リファレンス信号はデータ
帯域内に影響を及ぼさないような周波数の情報を選定す
る。これを第3の実施例で述べたと同様な手法により、
アンテナ49より送信する。
【0036】図4(b)において、第3の実施例と同様
に種々の変換が行なわれ、乗算器55により逆拡散動作
が行なわれる。そして、逆拡散後の信号は分配器62に
より分配され、一方はバンドパスフィルタ63によりデ
ータ成分のみを取出し、利得制御増幅器64に入力され
る。また、他方はバンドパスフィルタ67により、利得
制御リファレンス用信号のみを取出し、これを積分器6
6により積分し、この出力により利得制御増幅器64の
利得を制御する。これらの動作により得られた利得制御
増幅器64の出力を、情報復調部65により復調し情報
56を得る。
【0037】受信機側の乗算器55の入力には、明らか
に、{a(t)+r(t) }・cos ωc t とp(t-Δt)・cos ω
c (t- Δt)が入力される。ここで、a(t)はデータ成
分、p(t)は拡散コード、ωc はキャリア周波数、r
(t)はリファレンス用信号、Δtは送信機内遅延回路
の遅延時間とする。
【0038】乗算器55の出力は、 i){a(t)+r(t) }{a(t-Δt)+ r(t-Δt)}・ p(t)・ p(t-Δt)・ cos ωc t ・ cos ωc (t- Δt) ii) {a(t)+r(t) }・p(t)・p(t-2 Δt)・cos ωc t ・cos ωc (t-2Δt) iii){a(t-Δt)+r(t- Δt)}・p(t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωc (t- Δt)・cos ωc (t- Δt) iv) p(t- Δt)・ p(t-2 Δt)・cos ωc (t- Δt)・cos ωc (t-2Δt) の4項からなり、この内iii)のみ拡散コードが除かれ、
所望成分が取出せる。また、その他の成分も、すべてが
拡散されていることになり、チップ数を127チップと
すれば、少なくとも所望成分に比べて21dB程度低く
なるので、利得制御信号には特に問題はない。この手法
により、振幅情報を持つデータを均一レベルで受信でき
るシステムが実現できる。
【0039】図5(a)および(b)は、第5の実施例
のブロック図である。同図(a)は送信系を示し、
(b)は受信系を示す。
【0040】図5(a)の送信系は、図1(a)と同一
である。情報1をd(t)と置く。図1の場合はディジ
タル信号の場合について述べたが、これはアナログ信
号,デジタル信号のどちらでもかまわない。これにPN
発生器3で生成したチップレートfs (chips/sec )の
拡散コードp(t)が乗算器2で乗算され、BPS系変
調部5(情報がアナログ信号の場合はAM変調部)によ
って変調され、合波器7に入力される。また、PM発生
器3によって生成された拡散コードは、他方の経路でそ
のままBPS系変調部6で変調され、遅延量τへ遅延さ
れて合波器7に入力される。
【0041】合波器7の出力A(t)は、図1(a)に
ついての説明と同様に、 A(t)=d(t)・p(t)・cos ωi t +p(t-τ) ・cos ωi (t- τ) で示される。ここで、ωi は、図1(a)の場合と同様
に、ローカル周波数を表わす。
【0042】この信号は、先の実施例同様周波数変換部
9によりRF帯に周波数変換され、信号B(t)とな
り、電流増幅部10により電力増幅され、アンテナ11
により送信される。
【0043】受信器側では、先の実施例と同様で、アン
テナ12により受信された信号は、RF増幅部13によ
り電力増幅され、周波数変換部14により中間周波数帯
に周波数変換されA′(t)となる。ここで送受信器間
の伝搬時間は無視している。この後分配器15により2
経路に分配される。一方は遅延部16を通りA′(t−
τ)となり他方はくし型フィルタ80を通り乗算器17
に入力される。ここで、くし型フィルタ80の入力信号
A′(t)および遅延部16通過後の信号A′(t−
τ)は、それぞれ、 A ′(t) =d(t)・p(t)・cos ωi t +p(t-τ) ・cos ωi (t- τ) A ′(t- τ) =d (t- τ) ・p (t- τ) cos ωi (t- τ) +p (t-2τ) ・cos ωi (t-2τ) で表わされ、このうちA′(t)に関する式の右辺第2
項と、A′(t−τ)に関する式の右辺第1項が乗算さ
れることでデータd (t- τ) が復調される。ここでA′
(t)に関する式の右辺の第1項および通信路雑音は、
復調結果に悪影響を及ぼすから、これを除去するため
A′(t)に関する式の右辺の第2項の、拡散コード線
スペクトル群のみを通すようなくし型フィルタ80を通
し、この後このくし型フィルタ80出力とA′(t−
τ)が乗算器17によって乗算され、拡散コードおよび
搬送波が除かれ、情報を得ることができる。
【0044】くし型フィルタ80の通過域トータルが、
拡散送信帯域の1%とした場合、受信雑音のうち白色雑
音が支配的であるとすれば、A′(t)に対しくし型フ
ィルタ80通過後の信号はC/Nで20dB改善される
ことになる。
【0045】図6は第6の実施例のブロック図であっ
て、妨害波に対してさらに有効なものである。これは、
第1の実施例における図1(a)の送信系を改良したも
のであり、直接拡散と周波数ホッピングを併用したもの
である。
【0046】受信系は、図1(b)に示される受信器を
使用する。図6において、データの情報1はd(t)と
置く。これはPN発生器3からのPN符号により乗算器
4で乗算され、その後BPSK変調部5において一次変
調される。PN発生器3からのPN符号は他方の経路に
送られ、PN符号のみでBPSK変調部6,遅延部8を
経て、合波器7において合波される。両経路の信号は、
このとき同時にFH(周波数ホッピング)コントローラ
81によってコントロールされた搬送波発生部82によ
って発生した搬送波により二次変調される。搬送波発生
部82の周波数は、データに対して数ビット〜数10ビ
ットごとに同期して、あるいは非同期で変化する。
【0047】この動作を以下に説明する。PN符号をp
(t),データをd(t),周波数ホッピングする搬送
波をcosωc (t) ,遅延量をτとすると、BPSK変調
部5の出力は、d(t)・p(t)・cosωc (t)
となる。
【0048】一方、遅延部8の出力は、
【0049】
【数1】
【0050】となる。したがって、合波器7の出力は次
の式となる。
【0051】
【数2】
【0052】これを図1(b)に示されるような受信系
に入れると、遅延しない方はA″(t−Δt)となり、
遅延した方は、A″(t−Δt−τ)となる。Δtは送
受信器間の伝搬時間である。
【0053】したがって、この乗算器17の出力は、以
下となる。
【0054】
【数3】
【0055】このうち、ωc(t)の倍周波数成分を除けば
以下となる。
【0056】
【数4】
【0057】しかし、拡散コードp(t)に着目する
と、同期がとれているのは第2項のみで、それ以外は拡
散されたままとなる。
【0058】したがって、逆拡散されるのは第2項のd
(t- τ) ・p (t- τ) ・p (t- τ)・cos0=d (t- τ)
となる。
【0059】このように、本発明の第1の実施例と同じ
結果となり、周波数ホッピングにより搬送波をtの変数
であるωc(t)に代えても、何ら一般性を失わないことが
わかる。
【0060】第6の実施例の方式では、遅延させること
により二次復調を行なっているので、二次復調がデータ
に同期していなくても、二次復調はできる。したがって
送信側での変調は、必ずしもデータに同期する必要はな
い。
【0061】この方式は周波数ホッピングすることで、
使用帯域が随時変わるので、強大なCW妨害があって直
接拡散の拡散利得では不足するような場合にも、周波数
の変化で避けることができるようになり、周波数ホッピ
ングと直接拡散の両方のメリットを受けながら、復調器
にはまったく負荷にならず簡単に復調できることがわか
る。
【0062】
【発明の効果】本発明によれば、送信側で拡散コードお
よびデータで変調された信号に加えて、拡散コードを1
チップ以上遅延させた信号を複合して送信することによ
り、受信側で容易に逆拡散することが可能となる。これ
により回路は小型化し、安価となる。また、同期時間が
まったく必要ないという利点もある。さらに、従来の通
信方式に容易にスペクトル拡散通信方式を付加でき、マ
ルチパスや狭帯域雑音に対して、より効果的な通信が可
能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は本発明の一実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。
【図2】本発明の第2の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。
【図3】本発明の第3の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。
【図4】本発明の第4の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。
【図5】図5は本発明の第5の実施例のブロック図であ
り、(a)は送信系を示し、(b)は受信系を示す。
【図6】本発明は第6の実施例のブロック図である。
【図7】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式のブロ
ック図であり、(a)は送信系(b)は受信系を示す。
【符号の説明】
2,17,21,35,40,55 乗算器 3,23,41 拡散コード発生器 4,24,45 基準クロック発振器 5,6,26 BPSK変調部 7,25,44 合波器 8,16,27,36,45,54 遅延部 9,14,28,33,47,52 周波数変換部 10,29,48 電力増幅部 13,32,51 RF増幅部 11,12,30,31,49,50 アンテナ 15,34,53 分配器 80 くし型形フィルタ 81 FHコントローラ 82 搬送波発生部 80 くし型フィルタ 81 FHコントローラ 82 搬送波発生部

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 拡散コードおよびデータで変調された信
    号と、該拡散コードのみで変調され前記信号に対して該
    拡散コードの1チップ以上の時間遅延された信号とを複
    合する手段を有する送信機と、 送信側の遅延時間と同じ遅延量を有する遅延部を有し、
    遅延部を経由した受信信号と遅延部を経由しない受信信
    号とを乗算し逆拡散する手段を有する受信機と、 よりなることを特徴とする直接拡散スペクトル拡散通信
    方式。
  2. 【請求項2】 受信機の中間周波数および送信機と受信
    機に設定される遅延時間を、これらの2変数で表わされ
    る受信機内乗算器出力の不要成分が最小となるように選
    定することを特徴とする請求項1記載の直接拡散スペク
    トル拡散通信方式。
  3. 【請求項3】 拡散コード繰返し周期を、送信しようと
    するデータの帯域の2倍以上とすることを特徴とする請
    求項1記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式用送信
    機。
  4. 【請求項4】 振幅に依存するデータにリファレンス信
    号を付加した信号を拡散することを特徴とする請求項1
    記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。
  5. 【請求項5】 受信器の分配器と乗算器との間に遅延部
    と並列にくし型フィルタを接続した請求項1記載の直接
    拡散スペクトル拡散通信方式。
  6. 【請求項6】 拡散コードおよびデータで変調されかつ
    周波数ホッピングした搬送波で変調された信号と、該拡
    散コードのみで変調されかつ周波数ホッピングした搬送
    波で変調され前記の信号に対して該拡散コードの1チッ
    プ以上の時間遅延された信号とを複合する手段を有する
    送信器と、 送信側の遅延時間と同じ遅延量を有する遅延部を有し、
    遅延部を経由した受信信号と遅延部を経由しない順信号
    とを乗算し逆拡散する手段を有する受信器と、 よりなることを特徴とするスペクトル拡散通信方式。
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