JPH05322937A - 平衡電圧測定装置および平衡電圧測定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 アンプ，トランス，コンバータ等を用いるこ
となく、平衡電圧を不平衡系の測定器で高精度に測定す
る。 【構成】 平衡電圧信号を シングルエンド型電圧測定
器２の高圧側端子ＨＩ／低圧側端子ＬＯ間に与え、Ｈ
Ｉ、ＬＯおよび各定格負荷要素 Ｚ_A，Ｚ_B の直列接続
点ｃと、グランドＧＮＤとの電位差をそれぞれ測定し、
ＨＩ／ＬＯ間電圧を、 【数１】 Ｖ_MRMS＝√（２Ｖ_ARMS ²＋２Ｖ_BRMS ²−４Ｖ_CRMS ²） 但し、 Ｖ_MRMS：ＨＩ／ ＬＯ間電圧の実効値、Ｖ_ARMS：ＨＩ／
ＧＮＤ間電圧の実効値 Ｖ_BRMS：ＬＯ／ＧＮＤ間電圧の実効値 Ｖ_CRMS：接続点ｃ／ＧＮＤ間電圧の実効値 に基づき求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、平衡電圧信号を、一対
の定格抵抗要素とシングルエンド型電圧測定器とを用い
て簡易かつ高精度に測定できる平衡電圧測定装置および
平衡電圧測定方法に関するものである。

【０００２】

【技術背景】たとえば、ＩＣの出力電圧の測定や、抵抗
等のデバイスのインピーダンス等を測定する際の電圧測
定においては、いわゆるシングルエンド型の電圧測定装
置（一方の入力端子が接地されてなる不平衡型の電圧測
定装置）が使用される。ところが、ＩＣの出力が平衡電
圧信号である場合や、被測定デバイスに印加される電圧
源が平衡電圧である場合に上記シングルエンド型の電圧
測定装置を用いると、低圧側端子の出力レベルが動的に
振れる等により測定精度が劣化すると言った不都合があ
る。

【０００３】このため、上記平衡電圧の測定に用いる測
定装置には、高いＣＭＲＲ（同相信号除去比）が要求さ
れるが、一般に、測定信号が高周波数となると分布容量
等のために、 （低圧側測定端子／グランド間インピーダンス） ≪（高圧側測定端子／グランド間インピーダンス） となり、上記ＣＭＲＲが低下し、測定精度の劣化は避け
られなくなる。このような事情から、従来、平衡信号を
測定するために、図３（Ａ）〜（Ｃ）に示すような種々
の測定方法が提案されている。

【０００４】同図（Ａ）は、差動アンプを用いた測定シ
ステムであり、定格負荷Ｚで生ずる電圧降下をバッファ
３１，３２を介して差動アンプ３３により不平衡電圧に
変換し、これを不平衡電圧測定器３４により測定してい
る。この測定システムで高精度の測定結果を得るために
は、高周波域まで高いＣＭＲＲを有する差動アンプ３３
を製作しなければならず、製造コストが高騰すると言っ
た問題がある。

【０００５】同図（Ｂ）は、トランスを用いた測定シス
テムであり、トランス（二次巻線の一方端はグランドさ
れている）３５により、平衡電圧を不平衡電圧に変換
し、この変換した電圧をバッファ３６を介して電圧測定
器３７により測定している。この測定システムでは、広
帯域で周波数フラットネスが良好なトランス３５を開発
することが技術的に困難である等の問題がある。

【０００６】同図（Ｃ）は、サーマルコンバータを用い
た測定システムであり、定格負荷Ｚで生ずる電圧降下を
サーマルコンバータ３７を介して測定するものである
が、これは電力の測定に用いられるものであるため、電
圧のみの測定には不向きである等の問題がある。

【０００７】

【発明の目的】本発明は、上記のような問題を解決する
ために提案されたものであって、平衡／不平衡変換用の
アンプ，トランス，コンバータ等を用いることなく、平
衡電圧を不平衡系の測定器で高精度に測定できる平衡信
号測定装置および平衡電圧測定方法を提供することを目
的とする。

【０００８】

【発明の概要】以下、図１を参照しつつ、本発明の動作
原理および作用を説明する。本発明の平衡電圧測定装置
は、シングルエンド型電圧測定器（以下、「シングルエ
ンド型測定器」という）の高圧側および低圧側の両測定
端子間に接続される定格負荷を、一対の定格抵抗要素の
直列接続により構成している。すなわち、従来、シング
ルエンド型測定器２の高圧側測定端子ＨＩ／低圧側測定
端子ＬＯ間に一の定格負荷Ｚを接続して両端子間電圧を
測定していたが（後述する図２（Ｂ）参照）、本発明で
は、上記定格負荷Ｚに代えて、直列接続した一対の定格
負荷要素Ｚ_A，Ｚ_B（Ｚ_A，Ｚ_Bは、それぞれ本来の定格負
荷Ｚのインピーダンスの１／２の値を持つ）を接続して
いる。なお、図１ではＺ_AとＺ_Bとの接続点をｃで示して
ある。

【０００９】シングルエンド型測定器２は、〔１〕高圧
側測定端子／グランド（ＧＮＤ）間電圧Ｖ_A、〔２〕低
圧側測定端子／ＧＮＤ間電圧Ｖ_B、〔３〕前記接続点ｃ
／ＧＮＤ間電圧Ｖ_Cのそれぞれの実効値をそれぞれ測定
できる。本発明では、平衡電圧源１ａ，１ｂからの電圧
Ｖ₁，−Ｖ₁がシングルエンド型測定器に与えられた場
合、Ｖ_A、Ｖ_BおよびＶ_Cの実効値Ｖ_ARMS、Ｖ_BRMS、Ｖ
_CRMSが測定される。そして、これらの測定値から、平衡
電圧の実効値Ｖ_MRMSが、

【数２】 Ｖ_MRMS＝√（２Ｖ_ARMS ²＋２Ｖ_BRMS ²−４Ｖ_CRMS ²） により容易に求められる。

【００１０】以下、上記〔数２〕式を証明する。いま、
端子ａ，端子ｂのＧＮＤに対する電位Ｖ_A，Ｖ_Bが、以下
のように表されるものとする。

【数３】Ｖ_A＝Ｖ_Aｍ・sin（θ） Ｖ_B＝Ｖ_Bｍ・sin（θ＋π＋α） ここで、Ｖ_Aｍ，Ｖ_BｍはＶ_A，Ｖ_Bの振幅であり、αはＶ
_Aに対するＶ_Bの位相差である。

【００１１】求めるべき電圧Ｖ_Mは、

【数４】（Ｖ_A−Ｖ_B） の実効値である。一般に、本発明で使用する電圧測定器
のようなスカラー量を測定する装置では、位相差αが考
慮されないため、Ｖ_Aの実効値とＶ_Bの実効値とを別々に
求めてこれらの差を取ると、位相差αに起因する誤差が
生じるので、単なる加算をすることはできない。

【００１２】〔数４〕に〔数３〕を代入して整理する
と、Ｖ_Mは次式で表される。

【数５】 Ｖ_M＝Ｖ_Mｍ・sin（θ＋γ） 但し、Ｖ_Mｍ＝√（Ｖ_Aｍ ²＋２Ｖ_Aｍ・Ｖ_Bｍ・cosα＋Ｖ_Bｍ ²） γ＝arctan｛Ｖ_Bｍ・sinα／（Ｖ_Aｍ＋Ｖ_Bｍ・cosα）｝

【００１３】ここで、定格負荷要素Ｚ_AとＺ_Bとの接続点
ｃの電位Ｖ_Cは、

【数６】 Ｖ_C＝（Ｖ_A＋Ｖ_B）／２ ＝Ｖ_Cｍ・sin（θ＋β） 但し、 Ｖ_Cｍ＝（１／２）・√（Ｖ_Aｍ ²−２Ｖ_Aｍ・Ｖ_Bｍ・cosα＋Ｖ_Bｍ ²） β＝arctan｛−Ｖ_Bｍ・sinα／（Ｖ_Aｍ−Ｖ_Bｍ・cosα）｝ である。

【００１４】Ｖ_Mｍを、Ｖ_Aｍ，Ｖ_BｍおよびＶ_Cｍを用い
て表すと、

【数７】 Ｖ_Mｍ＝√（２Ｖ_Aｍ ²＋２Ｖ_Bｍ−４Ｖ_Cｍ ²） となる。

【００１５】〔数７〕式は、〔数２〕式を振幅を用いて
表したものであり、〔数２〕式が証明された。〔数２〕
式は、図１に示すように、Ｖ_A，Ｖ_BおよびＶ_Cの実効値
を測定することで、Ｖ_Mｍを求めることができることを
意味している。以上述べたように、本発明の平衡電圧測
定装置および平衡電圧測定方法によれば、平衡電圧を容
易かつ高精度に求めることができる。

【００１６】

【実施例】本発明の一実施例を、従来の測定装置ないし
測定方法と比較して説明する。図２（Ａ），（Ｂ）は、
本発明および従来の測定装置の概要を示す説明図であ
る。同図（Ｂ）において、被測定信号源（出力抵抗がＲ
の平衡電圧源１ａ，１ｂからなる）から、シングルエン
ド電圧測定器２′の高圧側測定端子ＨＩに電圧信号Ｖ
_1ｍ・sin２πｆが、低圧側測定端子ＬＯに電圧信号 −
Ｖ_2ｍ・sin２πｆがそれぞれ与えられたものとする。高
圧測定端子ＨＩ／低圧測定端子ＬＯ間に接続された定格
負荷をＺ、端子ＨＩ／ＧＮＤ間のインピーダンスを
Ｚ₁、端子ＬＯ／ＧＮＤ間のインピーダンスをＺ₂とする
と、測定される電圧（図ではＨＩ′／ＬＯ′間電圧）Ｖ
_Mは、

【数８】 となる。

【００１７】いま、仮に、Ｚ＝６００（Ω），Ｒ＝５０
（Ω），Ｚ₁＝１０（ｐＦ），Ｚ₂＝２５００（ｐＦ）と
し、ｆ＝１（ＭＨｚ）とすると、〔数８〕式より、

【数９】Ｖ_M＝１．３７７９Ｖ₁ となる。

【００１８】ここで、測定器２′が理想的であるとする
と、｜Ｚ₁｜，｜Ｚ₂｜≫Ｒとすることができ、上記〔数
８〕式は、

【数１０】 Ｖ_M(I)＝２Ｚ・Ｖ_1ｍ・sin（２πｆ）／（Ｚ＋２Ｒ） となる（Ｖ_M(I)はＶ_Mの理想値である）。この場合、前
記Ｚ，Ｒ，Ｚ₁，Ｚ₂，ｆの値を〔数１０〕式に代入する
と、

【数１１】Ｖ_M(I)＝１．７１４３Ｖ₁ となる。〔数９〕式と〔数１１〕式とを比較してみる
と、Ｖ_MのＶ_M(I)に対する誤差は約２０％となる。

【００１９】一方、図２（Ａ）では、図２（Ｂ）に示す
定格負荷Ｚに代えて、Ｚのインピーダンスの１／２の値
を持つ定格負荷要素Ｚ_A，Ｚ_Bの直列接続の両端ａ，ｂ
が、シングルエンド型測定器２の測定端子ＨＩ／ＬＯ間
に接続されている。以下、図２（Ａ）に示す本発明の平
衡電圧測定装置について、上記と同様の検討を行う。

【００２０】まず、高圧側測定端子ＨＩ、低圧側測定端
子ＬＯ、および接続点ｃのＧＮＤに対する電位をそれぞ
れ測定する。なお、図２（Ａ）では、ＨＩ，ＬＯまたは
ｃと、ＧＮＤとの電位差はＨＩ′／ＬＯ′間電圧として
測定される。図２（Ａ）において、ＧＮＤに対する高圧
側測定端子ＨＩの電位Ｖ_Aは、

【数１２】 Ｖ_A＝〔（Ｚ−Ｒ）／｛ＲＺ／Ｚ₁＋（Ｒ＋Ｚ）｝〕・Ｖ_1ｍ・sin２πｆ で表される。また、シングルエンド型測定器２が理想測
定器であれば、｜Ｚ₁｜，｜Ｚ₂｜≫Ｒであるので、〔数
１２〕は、

【数１３】 Ｖ_A(I)＝（Ｚ−Ｒ）／（Ｒ＋Ｚ）・Ｖ_1ｍ・sin２πｆ で表される。ここでＶ_A(I)は、理想測定器における高圧
側測定端子ＨＩの電位である。

【００２１】前記と同様、Ｚ＝６００（Ω），Ｒ＝５０
（Ω），Ｚ₁＝１０（ｐＦ）とし、周波数ｆ＝１（ＭＨ
ｚ）とすると（但し、図２（Ａ）では、低圧側測定端子
ＬＯはＧＮＤ電位としてあるのでＺ₂＝０）〔数１２〕
は、

【数１４】Ｖ_A＝０．８４６２Ｖ₁ となる。また、〔数１３〕について同様の計算を行う
と、

【数１５】Ｖ_A(I)＝０．８４３７_Ｖ1 となる。

【００２２】〔数１４〕式と〔数１５〕式とを比較して
みると、Ｖ_A(I)に対するＶ_Aの誤差は、約０．３％程度
であり、図２（Ｂ）の場合と比較して格段に低くなる。
以下、高圧側入力端子ＨＩを定格抵抗Ｚ_A，Ｚ_Bの直列接
続の端子ｂおよび接続点ｃに順次接続して、Ｖ_Bおよび
Ｖ_Cの測定を行う。当然、Ｖ_B，Ｖ_Cの測定誤差は上記誤
差と同程度であるので、〔数２〕あるいは〔数７〕式の
演算誤差を含めても、測定誤差は無視できる程に小さい
ものとなる。本発明では、前述のように、定格負荷とし
て、本来の定格負荷の半分の値をもつ定格負荷要素Ｚ_A
およびＺ_Bを直列接続したものを用いている。ここで、
各定格負荷要素Ｚ_AおよびＺ_Bの各々の誤差をΔとすると
これらの直列接続回路の誤差もΔとなる。現在、精度
０．００５％，温度係数５ｐｐｍ／℃以下の抵抗が入手
できるので、このような規格のものが好適に使用される
が、特に高精度の測定が要求されない場合には、該測定
精度に応じた精度の抵抗を使用することもできることは
勿論である。

【００２３】

【発明の効果】本発明は、上記のように構成したので、
平衡／不平衡変換用のアンプ，トランス，コンバータ等
を用いることなく、平衡電圧を一対の定格抵抗要素とシ
ングルエンド型測定器とにより高精度に測定できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理および作用を説明するための回路
図である。

【図２】本発明の一実施例を従来技術との比較において
示す図であり、（Ａ）は本発明の実施例における回路
図、（Ｂ）は従来の測定器の回路図である。

【図３】従来の平衡電圧測定装置の概略を示す図であ
り、（Ａ）はアンプを使用した装置、（Ｂ）はトランス
を使用した装置、（Ｃ）はサーマルコンバータを使用し
た装置をそれぞれ示す図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ 平衡電圧源 ２ シングルエンド型測定器 Ｚ_A，Ｚ_B 定格抵抗要素 ａ，ｂ 定格抵抗要素の直列接続の両端子 ｃ 定格抵抗要素の接続点 ＨＩ シングルエンド型測定器の高圧側測定端子 ＬＯ シングルエンド型測定器の低圧側測定端子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 シングルエンド型電圧測定器の高圧側お
   よび低圧側の両測定端子間に定格負荷が接続されてなる
   平衡電圧測定装置であって、 前記定格負荷が、一対の定格抵抗要素の直列接続により
   構成され、 前記シングルエンド型電圧測定器は、高圧側測定端子、
   低圧側測定端子および前記両定格負荷要素の直列接続点
   と、グランドとの電位差をそれぞれ測定可能に構成して
   なることを特徴とする平衡電圧測定装置。
2. 【請求項２】 シングルエンド型電圧測定器の高圧側お
   よび低圧側の両測定端子間に、一対の定格抵抗要素の直
   列接続により構成された定格負荷が接続されてなる平衡
   電圧測定装置による平衡電圧測定方法であって、 平衡電圧信号を、高圧側および低圧側の両測定端子に与
   え、 高圧側測定端子、低圧側測定端子および前記両定格負荷
   要素の直列接続点と、グランドとの電位差をそれぞれ測
   定し、高圧側測定端子／低圧側測定端子間電圧を、 【数１】 Ｖ_MRMS＝√（２Ｖ_ARMS ²＋２Ｖ_BRMS ²−４Ｖ_CRMS ²） 但し、 Ｖ_MRMS：高圧側測定端子／低圧側測定端子間電圧の実効
   値 Ｖ_ARMS：高圧側測定端子／グランド間電圧の実効値 Ｖ_BRMS：低圧側測定端子／グランド間電圧の実効値 Ｖ_CRMS：両定格負荷要素の直列接続点／グランド間電圧
   の実効値 に基づき求めることを特徴とする平衡電圧測定方法。