JPH05284066A - 反響抑圧装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】ディジタル移動通信方式の移動機などで用いら
れるディジタル信号の符号形式を変換する音声コーデッ
クを含む回線系の反響信号を抑圧する反響抑圧装置にお
いて、エコーキャンセラのＡＤＦのタップ数を削減する
とともに、エコーパスを模擬するまでの時間を短縮す
る。 【構成】音声コーデック２３はマイクロホン１１への音
声入力に従う６４ｋｂ／ｓＰＣＭ符号化音声信号を１
１．２ｋｂ／ｓ高能率符号化音声信号（ＶＳＥＬＰ）に
変換し、無線部２４からのＶＳＥＬＰをＰＣＭ信号に逆
変換しスピーカ１７への出力信号とする。遅延回路２１
は音声コーデック２３への入力ＰＣＭ信号をその符号形
式変換・逆変換処理時間分だけ遅らせて回線系エコーキ
ャンセラ２２の参照信号とする。回線系エコーキャンセ
ラ２２は無線部２４と２線４線変換部５１との間の回線
で生じる反響信号を抑圧する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は反響抑圧装置に関し、特
にディジタル移動通信方式の自動車電話，携帯電話の移
動機等で使用する反響抑圧装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のアナログ移動通信方式の自動車電
話移動機で使用する反響抑圧装置は、図４に示すように
無線部４３で復調した受信信号のレベル調整を行う増幅
器４４と、その増幅器４４の出力信号をアナログからデ
ィジタル信号（ＰＣＭ信号）に変換するアナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）１２と、ディジタル変換された
受信信号から２線４線変換器（ＨＹＢ）５１の不整合で
反響信号（回線系反響信号）を抑圧する回線系エコーキ
ャンセラ２２と、回線系エコーキャンセラ２２で回線系
反響信号を抑圧した受信信号をディジタル信号からアナ
ログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器（Ｄ／
Ａ）１５と、変換されたアナログ信号のレベル調整を行
う増幅器１６と、その増幅器１６の信号を入力するスピ
ーカ１７とを含んでいる。更に、近端話者の音声を入力
するマイクロホン１１と、マイクロホン１１から出力し
た送信信号のレベルを調整する増幅器１２と、その増幅
器１２の信号をアナログ信号からディジタル信号（ＰＣ
Ｍ信号）へ変換するアナログ・ディジタル変換器１３
と、ディジタル変換された送信信号からマイクロホン１
１とスピーカ１７との音響結合で生じる反響信号（音響
系反響信号）を抑圧する音響系エコーキャンセラ１４
と、音響系エコーキャンセラ１４で音響系反響信号を抑
圧した送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変
換するディジタル・アナログ変換器４１と、ディジタル
・アナログ変換器４１によりディジタルアナログ変換さ
れたアナログ信号のレベル調整を行う増幅器４２と、そ
の増幅器４２の出力信号を入力する無線部４３とを有し
ている。この無線部４３は、無線により基地局（図示省
略）と接続され、さらに交換局（図示省略）、２線４線
変換器５１を介して相手加入者５２と接続される。

【０００３】エコーキャンセラ１４，２２は伝送経路
（エコーパス）の特性を模擬する適応ディジタルフィル
タ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅ
ｒ：以下ＡＤＦと記す）１４ａ，２２ａの各々に参照信
号を入力して得られた疑似エコー信号を加算器１４ｂ，
２２ｂにより反響信号に加算して反響信号を抑圧する回
路である。音響系エコーキャンセラ１４の場合のエコー
パスは、ＡＤＦ１４ａの参照信号入力端からスピーカ１
７，マイクロホン１１を含め疑似エコー信号を反響信号
に加算するまでの経路のことである。回線系エコーキャ
ンセラ２２のエコーパスは、ＡＤＦ２２ａの参照信号入
力端から無線部４３，２線４線変換器５１を含め疑似エ
コー信号を反響信号に加算するまでの経路のことであ
る。エコーキャンセラ１４，２２内部の各ＡＤＦ１４
ａ，２２ａは、反響信号にＡＤＦで生成した疑似エコー
信号を加算し、その出力信号（誤差信号）によりフィー
ドバックをかけエコーパスの同定を行う。例えば、ＡＤ
Ｆは学習同定法と呼ばれる更新アルゴリズムによりフィ
ルタの係数を更新し、エコーパスを同定する。

【０００４】このＡＤＦは、エコーキャンセラに入力さ
れる信号が反響信号だけ（シングルトーク）の場合に、
フィルタのタップ係数を逐次修正し、エコーパスと同一
の特性を生成することが可能である。しかし、反響信号
以外の信号が入力された（ダブルトーク状態）場合に
は、反響信号以外の信号は消去されず、その信号により
収束したＡＤＦのタップ係数を乱してしまう。この問題
を解決するためには、反響信号以外の信号が入力された
場合に、タップ係数の更新を停止するよう制御するよダ
ブルトーク検出器が必要となる。例えば、ダブルトーク
検出器は、参照信号と反響信号とを入力し、各々の電力
を計算する。ダブルトークの検出は、参照信号の電力値
に定数を乗算し、反響信号の電力値と比較する閾値とす
る。比較結果により閾値が小さい場合には、反響信号に
他の話者の信号が入力された状態（ダブルトーク）を検
出し、タップ係数の更新を停止する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】アナログ移動通信の自
動車電話では、アナログ信号で搬送波を周波数変調し送
受信しているので、ディジタル処理の反響抑圧装置を使
用する場合には、上述したように反響抑圧装置の前後に
アナログ・ディジタル変換器及びディジタル・アナログ
変換器が必要である。例えば、このアナログ・ディジタ
ル変換器及びデジジタル・アナログ変換器には、μ則圧
縮処理方式のＰＣＭコーデックが使われる。このＰＣＭ
コーデックの符号化及び復号化処理による遅延は３００
μｓｅｃ程度である。このような反響抑圧装置を、ディ
ジタル信号で搬送波を変調するディジタル移動通信方式
の自動車電話，携帯電話の移動機等に適用しようとする
と次のような問題が発生する。すなわち、ディジタル移
動通信方式の自動車電話の場合は時分割多重化を行うた
めに低ビットレートの音声コーデックを使用している。
この音声コーデックは回線系エコーキャンセラと無線部
との間に設けられ、その符号化及び復号化処理（６４ｋ
ｂ／ｓ ＰＣＭ符号化音声信号と１１．２ｋｂ／ｓ高能
率符号化音声信号（ＶＳＥＬＰ）とのディジタル・ディ
ジタル変換）には１００ｍｓｅｃ程度の遅延を生じる。
従って、回線系エコーキャンセラは、１００ｍｓｅｃ以
上の反響信号の抑圧をしなくてはならない。

【０００６】例えば、音声コーデックでの符号化・復号
化処理に１００ｍｓｅｃ必要とし、２線４線変換器のイ
ンパルス応答が４０ｍｓｅｃとすると、回線系エコーキ
ャンセラでは、１４０ｍｓｅｃのエコーパスを同定する
ＡＤＦが必要になる。１４０ｍｓｅｃの信号を８ＫＨｚ
でサンプリングすると、１１２０サンプルとなる。従っ
てＡＤＦのタップ数は１１２０タップとなる。１４０ｍ
ｓｅｃの反響信号を抑圧するエコーキャンセラをＤＳＰ
（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏ
ｒ）で実現すると、１タップ当り４ステップの命令が必
要とされる（疑似エコー信号の生成に１ステップ、タッ
プ係数更新に３ステップ）ため、約３６ＭＩＰＳの処理
能力が必要となる。また、ＡＤＦを実現するためには、
フィルタのタップ係数と受信信号を保持するために２Ｋ
ワードのＲＡＭが必要となる。実際にエコー制御が必要
な時間は、２線４線変換器のインパルス応答分の４０ｍ
ｓｅｃであるため、３２０サンプル分のＡＤＦを実現す
れば良いので、音声コーデックの処理時間の８００サン
プル分余分な処理を必要とする欠点がある。

【０００７】また、国際回線や衛星回線に接続した場
合、更に回線系エコーパスのインパルス応答時間が長く
なり、ＡＤＦのタップより長くなり、回線反響信号を抑
圧できなくなるという欠点がある。

【０００８】本発明の目的は、エコーキャンセラのＡＤ
Ｆのタップ数を削減できると共に、エコーパスを模擬す
るまでの時間を短縮可能な音響抑圧装置を提供すること
にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の反響抑圧装置
は、受信側回線からの受信信号中の送信側回線に出力し
た送信信号による回線系反響信号を抑圧する反響抑圧装
置において、ディジタルの送信信号を第１の符号形式か
ら第２の符号形式に変換し前記送信側回線への送信信号
とし、前記受信側回線からのディジタルの受信信号を前
記第２の符号形式から前記第１の符号形式に逆変換する
ディジタル・ディジタル変換手段と、前記ディジタル・
ディジタル変換手段に入力される前記第１の符号形式の
送信信号を前記ディジタル・ディジタル変換手段の符号
形式変換及び逆変換処理時間分だけ遅らせて分岐出力す
る遅延手段と、適応ディジタルフィルタと加算器とを有
し、前記遅延手段の出力を参照信号として前記ディジタ
ル・ディジタル変換手段から出力される前記第１の符号
形式の受信信号の回線系反響信号を抑圧する回線系エコ
ーキャンセル手段とを備えている。

【００１０】また上記構成において、前記遅延手段は外
部制御により遅延量を任意に変更させることが可能であ
り、前記回線系エコーキャンセル手段の適応ディジタル
フィルタのタップ係数が最大となるタップ位置を検出
し、前記送信側回線と前記受信側回線とにおける反響信
号の固定遅延量を推定し、この遅延量の推定量と前記デ
ィジタル・ディジタル変換器の符号形式変換及び逆変換
処理時間での生じるシステム遅延量との加算値が前記遅
延手段の遅延量と等しくなるように前記遅延手段を制御
する遅延制御手段を備えた構成、さらに、前記遅延制御
手段が前記回線系エコーキャンセル手段の適応エィジタ
ルフィルタの係数最大のタップ位置に基づいて反響信号
の抑圧可否を示す制御信号を出力し、前記制御信号に応
じて前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力され
る前記第１の符号形式の受信信号を前記回線系エコーキ
ャンセル手段を迂回させて出力し、前記回線系エコーキ
ャンセル手段の入力参照信号のレベルが前記受信信号の
レベル以上の場合はこの受信信号にレベル損失を与える
手段を備えた構成とすることができる。

【００１１】

【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。

【００１２】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
り、図４と同等部分は同一符号により示している。無線
部２４は、無線により基地局（図示省略）と信号を送受
信し、交換局（図示省略）、２線４線変換器５１を介し
て相手加入者５２と接続される。音声コーデッツ２３は
無線部２４から１１．２ｋｂ／ｓ ＶＳＥＬＰ信号を入
力して６４ｋｂ／ｓＰＣＭ音声信号に復号して出力す
る。この音声コーデック２３から出力された音声信号を
回線系反響信号を抑圧する回線系エコーキャンセラ２２
に入力する。回線系エコーキャンセラ２２の出力信号は
音響系エコーキャンセラ１４とディジタル・アナログ変
換器１５とに入力される。ディジタル・アナログ変換器
１５は回線系エコーキャンセラ２２の出力信号をディジ
タル信号からアナログ信号へ変換する。ディジタル・ア
ナログ変換器１５から出力された信号は増幅器１６でレ
ベルを調整されてスピーカ１７へ出力される。マイクロ
ホン１１からの信号は増幅器１２に入力され、レベル調
整されてアナログ・ディジタル変換器１３に入力され
る。アナログ・ディジタル変換器１３はアナログ信号を
ディジタル信号（６４ｋｂ／ｓＰＣＭ音声信号）に変換
する。アナログ・ディジタル変換器１３でデジィタル変
換された信号は、音響系エコーキャンセラ１４に入力さ
れ音響系反響信号が抑圧される。音響系エコーキャンセ
ラ１４の出力信号は音声コーデック２３と遅延回路２１
に入力される。回線系エコーキャンセラ２２には、音響
系エコーキャンセラ１４の出力信号を、音声コーデック
２３の符号化及び復号化処理時間分の遅延を実現する遅
延回路２１を介して入力する。音声コーデック２３は音
響系エコーキャンセラ１４からの６４ｋｂ／ｓＰＣＭ信
号を１１．２ｃｂ／ｓＶＳＥＬＰ信号に符号化して無線
部２４に入力する。

【００１３】音響系エコーキャンセラ１４の動作につい
て説明する。例えば、音響系反響信号４０ｍｓｅｃ残響
を有するとき、ＡＤＦ１４ａは前述した如く３２０タッ
プのＦＩＲ形フィルタが必要となる。ＡＤＦ１４ａで生
成した疑似エコー信号を反響信号に加算器１４ｂで加算
し反響信号を抑圧する。ＡＤＦ１４ａのタップ係数は、
数１の学習同定法と呼ばれるアルゴリズムにより更新さ
れる。

【００１４】

【数１】

【００１５】ここで、Ｈ_n は時刻ｎのＡＤＦのタップ係
数行ベクトル、Ｘ_n は時刻ｎの参照信号行ベクトル、ｅ
_n は時刻ｎにおける反響信号の打ち消し誤差信号であ
る。αは収束係数と呼ばれ、０〈α〈２の範囲の値であ
る。Ｔはベクトルの転置を表す。この学習同定法により
ＡＤＦ１４ａのタップ係数は逐次更新され、エコーパス
の特性を同定する。ここで言うエコーパスとは、ディジ
タル・アナログ変換器１５と、増幅器１６と、スピーカ
１７と、スピーカ１７とマイクロホン１１との間の音響
結合と、マイクロホン１１と、増幅器１２と、アナログ
・ディジタル変換器１３とからなる音響系の反響信号伝
搬経路のことである。

【００１６】回線系エコーキャンセラ２２も同様に、音
声コーデック２３と、無線部２４と、基地局，交換局な
どのネットワークと、２線４線交換器５１とから成る回
線系のエコーパスを同定する。このエコーパス中の音声
コーデック２３の符号化及び復号化処理時間による反響
信号の遅延時間は約１００ｍｓの固定時間であり、遅延
回路２１は上記遅延時間分だけ音響系エコーキャンセラ
１４の出力信号を遅らせて回線系エコーキャンセラ２２
の参照信号入力端子２２ｃへ入力する。この遅延回路２
１を設けたことにより、回線系エコーキャンセラ２２の
ＡＤＦ２２ａは、従来の音声コーデック２３を使用しな
いアナログ移動通信方式の場合と同様に、２線４線変換
器５１の不整合で生じるインパルス応答時間（例えば４
０ｍｓとする）に相当する３２０個のタップ数でエコー
パスを模擬することができ、模擬するまでの時間短縮が
できる。仮に遅延回路を挿入しないとすると１１２０タ
ップのＡＤＦが必要になる。なお、エコーパスの模擬は
所定周期でくり返し行われる。

【００１７】ところで、無線部２４と２線４線変換器５
１との間の回線の反響が生ずる時間は国際回線や国内回
線などのように回線の種類によって大巾に異なり、図１
の第１の一実施例の構成では、ＡＤＦのタップ数を増や
さなければならない場合がある。このような回線系の反
響時間の変動に対処するため本発明の第２の実施例は図
２に示すように、遅延制御回路２７が新たに設けられて
おり、この遅延制御回路２７は回線系エコーキャンセラ
２６と連動してＡＤＦ２６ａのタップ位置，係数の制御
処理を行ない回線系の伝搬遅延量を推定し、遅延量可変
の遅延回路２５の遅延量をその推定量と等しくなるよう
に制御する。その他の回路構成は図１のものと同様であ
る。

【００１８】次に遅延制御回路２７による遅延量推定の
処理の流れを図５の流れ図を参照して説明する。なお、
遅延回路２５には、あらかじめ音声コーデック２３の信
号処理時間分の遅延量を設定しておく。 （１）初期値をセットする。すなわち、推定遅延量Ｄ＝
０，遅延の補正量Ｄｈ＝０，タップ係数の絶対値最大の
位置Ｉｍａｘ＝０とする（ステップ１０１）。 （２）ＡＤＦが一回更新した後、タップ係数を取り込む
（ステップ１０２）。（ただし、ＡＤＦの収束係数αは
遅延制御回路によりα１が指定される）。 （３）取り込んだタップ係数のうち、同一タップの係数
が連続してＰ回絶対値最大と検出されるまで上記（２）
項の処理を繰り返す（ステップ１０３）。 （４）連続してＰ回検出したタップ係数の絶対値最大の
位置をＩｍａｘとする。 （５）Ｉｍａｘ−Ｌを遅延の補正量Ｄｈとする（ステッ
プ１０５）。ＬはＩｍａｘが変動した時のための余裕。 （６）推定遅延量Ｄに遅延の補正量Ｄｈを加算する（Ｄ
＝Ｄ＋Ｄｈ）。補正量Ｄｈを加算した時のＤの値がもし
負になるときはＤ及びＤｈを０にする（ステップ１０
６）。 （７）ＡＤＦがタップ係数をＱ回更新した後、タップ係
数を取り込む（ステップ１０７）。（ただし、ＡＤＦの
収束係数αは遅延制御回路によりα２が指定される）。 （８）取り込んだタップ係数が絶対値最大の位置をＩｍ
ａｘとする（ステップ１０８）。 （９）上記（５）〜（８）項の処理をＩｍａｘがＲ回同
じ位置になるまで繰り返す（ステップ１０９）。 ここで各変数は、例えば次にあける数値を使用する。α
１＝１．０，α２＝０．２５，Ｐ＝２０，Ｌ＝５，Ｑ＝
１０，Ｒ＝２０ 以上の手順で推定した推定遅延量Ｄと音声コーデック２
３の符号化・復号化処理で生じる遅延量との加算値を遅
延回路２５の遅延量に等しくなるように遅延回路２５を
制御する。遅延量を変更するときは、エコーキャンセラ
２６のタップ係数及び参照信号を遅延の補正量分シフト
させる。もし補正量Ｄｈが負の場合には、タップ係数及
び参照信号をシフトした後、先頭からＤｈ分を０クリア
する。なお、回線が切り替わると遅延量が変わるので、
上記（５）〜（９）項の処理を周期的に行う。

【００１９】以上により、回線系エコーキャンセラ２６
が回線系エコーパスを模擬するとき、固定遅延分を除去
できインパルス応答分のみ処理すればよいので、模擬す
るまでの時間を短縮できる。

【００２０】また、遅延回路で実現する遅延量とＡＤＦ
で模擬できるインパルス応答を越えるような国際回線や
衛星回線におけるインパスル応答の場合、回線系エコー
キャンセラはエコーパスを正確に模擬できず、反響信号
を抑圧できなくなる。そこで本発明の第３の実施例は、
図３に示すように、回線系エコーキャンセラ２６のタッ
プ係数の値，位置から回線系エコーパスのインパスル応
答時間がエコー制御可能範囲を越えたかどうかを判定す
る遅延制御回路３１と、この遅延制御回路３１の判定結
果に応じて音声コーデック２３の出力信号を回線系エコ
ーキャンセラ２６より迂回させ、エコーキャンセラ２６
の入力参照信号のレベルが音声コーデック２３の出力信
号のレベル以上の場合（送話時）は音声コーデック２３
の出力信号にレベル損失を与えて反響信号を抑圧する手
段（セレクタ回路３２、可変利得増幅器３３、利得制御
回路３４）とを備えている。その他の回路構成は図２の
ものと同様である。

【００２１】図３において、遅延制御回路３１は図２の
遅延制御回路２７と同一の機能を有し、さらに、回線系
エコーキャンセラ２６のＡＤＦ２６ａの最終タップから
５タップ以内にタップ係数の最大値が検出される場合、
すなわち回線系エコーキャンセラ２６でエコー制御でき
る範囲を越えた場合は選択制御信号ＳＳを論理“１”
に、それ以外の場合は論理“０”に設定してセレクタ回
路３２へ出力する。セレクタ回路３２は、選択制御信号
ＳＳが論理“０”の場合は回線系エコーキャンセラ２６
の出力信号ＳＣを、信号ＳＳが論理“１”の場合は音声
コーデック２３の出力信号ＳＲを可変利得増幅器３３で
利得調整して得た信号ＳＡをそれぞれ選択し、ディジタ
ル・アナログ変換器１５及び音響系エコーキャンセラ１
４へ出力する。利得制御回路３４は遅延回路２５の出力
信号ＳＴのレベルと音声コーデック２３の出力信号ＳＲ
のレベルとを比較し、信号ＳＴのレベルが信号ＳＲのレ
ベル以上の場合には送話中と判定して可変利得増幅器３
３の利得を下げ信号ＳＲを所定量分減衰させ、信号ＳＲ
のレベルが高い場合には受話中と判定して可変増幅器３
３の利得を０ｄｂとし信号ＳＲをそのまま通過させる。
このように構成することにより、国際回線や衛星回線に
接続され回線系エコーキャンセラでエコー制御できる範
囲を越えた場合、利得可変増幅器の出力信号が選択さ
れ、利得制御により反響信号が抑圧される。

【００２２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、音声コー
デックなどのディジタル信号の符号形式を変換するディ
ジタル・ディジタル変換手段を含む回線系の反響信号を
抑圧する反響抑圧装置において、ディジタル・ディジタ
ル変換手段の符号形式の変換・逆変換処理時間に相当す
る遅延を発生させる遅延手段を回線系エコーキャンセル
手段の参照信号入力部に挿入することにより、エコーキ
ャンセル手段内の適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）の
タップ数を回線系からディジタル・ディジタル変換手段
を除外した実際に反響が生じる２線４線変換器などの特
性を同定するだけのタップ数に削減することができ、エ
コーパスを模擬するまでの時間を短縮できる。

【００２３】また、ディジタル・ディジタル変換手段を
除いた回線系エコーパスの固定遅延量を推定する遅延制
御手段を設けこの遅延分だけ上記遅延手段の遅延量を増
加させることにより、遅延量の大きい回線を使用した場
合でもエコーパスを模擬するまでの時間を短縮できる。

【００２４】更に上記遅延制御手段が、回線系エコーキ
ャンセ手段のタップ係数の値に基づいて回線系エコーパ
スのインパルス応答時間がエコーキャンセラのエコー制
御可能範囲を越えているかどうかを判定する機能を有
し、この遅延制御手段の判定結果に応じてデイジタル・
ディジタル変換手段から出力される回線受信信号を回線
系エコーキャンセル手段を迂回させて出力し、エコーキ
ャンセル手段の入力参照信号のレベルが上記受信信号の
レベル以上の場合はこの受信信号にレベル損失を与える
手段を備えることにより、回線系エコーパスのインパル
ス応答が回線系エコーキャンセル手段のＡＤＦのタップ
数より長い場合でも反響信号を抑圧でき、通話品質を向
上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施例のブロック図である。

【図３】本発明の第３の実施例のブロック図である。

【図４】従来の反響抑圧装置のブロック図である。

【図５】図２，図３の実施例における回線系エコーキャ
ンセラの固定遅延のタップ位置推定動作の流れ図であ
る。

【符号の説明】

１１ マイクロホン １２，１６，４２，４４ 増幅器 １３，４５ アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） １４ 音響系エコーキャンセラ １４ａ 加算器 １４ｂ ＡＤＦ（適応ディジタルフィルタ） １５，４１ ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １７ スピーカ ２１，２５ 遅延回路 ２２，２６ 回線系エコーキャンセラ ２２ａ，２６ａ 加算器 ２２ｂ，２６ｂ ＡＤＦ（適応ディジタルフィルタ） ２３ 音声コーデック ２４，４３ 無線部 ２７，３１ 遅延制御回路 ３２ セレクタ回路 ３３ 可変利得増幅器 ３４ 利得制御回路 ５１ ２線４線変換器（ＨＹＢ） ５２ 相手加入者

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信側回線からの受信信号中の送信側回
   線に出力した送信信号による回線系反響信号を抑圧する
   反響抑圧装置において、 ディジタルの送信信号を第１の符号形式から第２の符号
   形式に変換し前記送信側回線への送信信号とし、前記受
   信側回線からのディジタルの受信信号を前記第２の符号
   形式から前記第１の符号形式に逆変換するディジタル・
   ディジタル変換手段と、 前記ディジタル・ディジタル変換手段に入力される前記
   第１の符号形式の送信信号を前記ディジタル・ディジタ
   ル変換手段の符号形式変換及び逆変換処理時間分だけ遅
   らせて分岐出力する遅延手段と、 適応ディジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手
   段の出力を参照信号として前記ディジタル・ディジタル
   変換手段から出力される前記第１の符号形式の受信信号
   の回線系反響信号を抑圧する回線系エコーキャンセル手
   段とを備えることを特徴とする反響抑圧装置。
2. 【請求項２】 前記遅延手段は外部制御により遅延量を
   任意に変更させることが可能であり、 前記回線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィ
   ルタのタップ係数が最大となるタップ位置を検出し、前
   記送信側回線と前記受信側回線とにおける反響信号の固
   定遅延量を推定し、この遅延量の推定量と前記ディジタ
   ル・ディジタル変換器の符号形式変換及び逆変換処理時
   間での生じるシステム遅延量との加算値が前記遅延手段
   の遅延量と等しくなるように前記遅延手段を制御する遅
   延制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の反
   響抑圧装置。
3. 【請求項３】 前記遅延制御手段が前記回線系エコーキ
   ャンセル手段の適応エィジタルフィルタの係数最大のタ
   ップ位置に基づいて反響信号の抑圧可否を示す制御信号
   を出力し、 前記制御信号に応じて前記ディジタル・ディジタル変換
   手段から出力される前記第１の符号形式の受信信号を前
   記回線系エコーキャンセル手段を迂回させて出力し、前
   記回線系エコーキャンセル手段の入力参照信号のレベル
   が前記受信信号のレベル以上の場合はこの受信信号にレ
   ベル損失を与える手段を備えたことを特徴とする請求項
   ２記載の反響抑圧装置。
4. 【請求項４】 マイクロホンからのアナログ信号を前記
   第１の符号形式のディジタル信号に変換し前記ディジタ
   ル・ディジタル変換手段及び前記遅延手段に出力するア
   ナログ・ディジタル変換手段と、 前記回線系エコーキャンセル手段を経由または迂回した
   前記第１の符号形式のディジタル信号をアナログ信号に
   変換しスピーカに供給するディジタル・アナログ変換手
   段と、 適応ディジタルフィルタと加算器とを有し、前記ディジ
   タル・アナログ変換手段へ入力される前記ディジタル信
   号を参照信号として前記アナログ・ディジタル変換手段
   から出力される前記ディジタル信号の音響系反響信号を
   抑圧する音響系エコーキャンセル手段とを備えたことを
   特徴とする請求項１，２または３記載の反響抑圧装置。