JPH05276053A - 最尤系列推定方式 - Google Patents
最尤系列推定方式Info
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- JPH05276053A JPH05276053A JP4067191A JP6719192A JPH05276053A JP H05276053 A JPH05276053 A JP H05276053A JP 4067191 A JP4067191 A JP 4067191A JP 6719192 A JP6719192 A JP 6719192A JP H05276053 A JPH05276053 A JP H05276053A
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- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03184—Details concerning the metric
- H04L25/03197—Details concerning the metric methods of calculation involving metrics
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Abstract
(57)【要約】
【目的】高速追随性を保ち、かつ、所要計算量を大幅に
削減可能な最尤系列推定方式を提供することを目的とす
る。 【構成】 前回の受信信号、及び特定されたブランチに
基づいて今回の受信信号推定値を求めるためのＮ元ベク
トルを、トレリス上の各ブランチ毎に演算し記憶する手
段と、少なくともＮ個の受信信号サンプル値系列を記憶
する手段を有し、前記Ｎ元ベクトルと前記受信信号サン
プル値のＮ元ベクトルとの内積を求め、該内積値と受信
信号値との差分の２乗の時間方向累積値をパスメトリッ
クとし、このパスメトリックに基づいて生き残りパスを
決定する。 【効果】 所要演算量が大幅に削減される。
削減可能な最尤系列推定方式を提供することを目的とす
る。 【構成】 前回の受信信号、及び特定されたブランチに
基づいて今回の受信信号推定値を求めるためのＮ元ベク
トルを、トレリス上の各ブランチ毎に演算し記憶する手
段と、少なくともＮ個の受信信号サンプル値系列を記憶
する手段を有し、前記Ｎ元ベクトルと前記受信信号サン
プル値のＮ元ベクトルとの内積を求め、該内積値と受信
信号値との差分の２乗の時間方向累積値をパスメトリッ
クとし、このパスメトリックに基づいて生き残りパスを
決定する。 【効果】 所要演算量が大幅に削減される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル通信受信機に
おける最尤系列推定方式に係り、特に、パスメトリック
の演算を容易に行なう技術に関する。
おける最尤系列推定方式に係り、特に、パスメトリック
の演算を容易に行なう技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、デジタル通信受信機において
は、伝送歪みを受けたり雑音が重畳した受信信号から何
らかの信号処理によって送信符号を正しく復元する必要
がある。その方法の一つとして、ビタビアルゴリズムに
よる最尤系列推定が知られている。これは受信信号系列
が与えられたとき、それに最もよく適合する送信符号系
列を、考え得る全ての送信符号系列の中から一つだけ選
び出すもので、その計算量を削減するために、ビタビア
ルゴリズムが用いられる。
は、伝送歪みを受けたり雑音が重畳した受信信号から何
らかの信号処理によって送信符号を正しく復元する必要
がある。その方法の一つとして、ビタビアルゴリズムに
よる最尤系列推定が知られている。これは受信信号系列
が与えられたとき、それに最もよく適合する送信符号系
列を、考え得る全ての送信符号系列の中から一つだけ選
び出すもので、その計算量を削減するために、ビタビア
ルゴリズムが用いられる。
【０００３】最尤系列推定は、伝送路応答が既知である
ことを前提とし、また、伝送路応答を測定するには、送
信信号が既知である必要がある。自動車電話のような移
動無線通信では、伝送路応答が時々刻々変化するので、
これに追随するためには、送信系列推定と伝送路応答推
定を交互に繰返さなければならない。このような方式
は、伝送路適応型最尤系列推定方式、あるいは適応型最
尤系列推定方式と呼ばれている。
ことを前提とし、また、伝送路応答を測定するには、送
信信号が既知である必要がある。自動車電話のような移
動無線通信では、伝送路応答が時々刻々変化するので、
これに追随するためには、送信系列推定と伝送路応答推
定を交互に繰返さなければならない。このような方式
は、伝送路適応型最尤系列推定方式、あるいは適応型最
尤系列推定方式と呼ばれている。
【０００４】従来、高速追随特性に優れた適応型最尤系
列推定方式として、以下に述べる方式が知られている。
（参考文献；古谷ほか：「ブラインドビタビ等化方式の
一提案」、１９９１年電子情報通信学会春季全国大会
Ａ−１４１。）図２は従来におけるデジタル通信受信機
の構成を示すブロック図である。同図において、入力端
子４の受信ベースバンド信号ｒ(t) はサンプリング回路
１５にて、送信シンボル周期Ｔに等しいサンプリング周
期でサンプリングされる。そして、時刻は順序数ｋを用
いて時刻ｋＴのように表す。また、伝送路応答はタップ
間隔Ｔ、タップ数Ｌのトランスバーサルフィルタで模擬
するものとし、次の（１）式のようにタップ利得系列を
要素とするＬ元ベクトルｈ(k) で表わす。
列推定方式として、以下に述べる方式が知られている。
（参考文献；古谷ほか：「ブラインドビタビ等化方式の
一提案」、１９９１年電子情報通信学会春季全国大会
Ａ−１４１。）図２は従来におけるデジタル通信受信機
の構成を示すブロック図である。同図において、入力端
子４の受信ベースバンド信号ｒ(t) はサンプリング回路
１５にて、送信シンボル周期Ｔに等しいサンプリング周
期でサンプリングされる。そして、時刻は順序数ｋを用
いて時刻ｋＴのように表す。また、伝送路応答はタップ
間隔Ｔ、タップ数Ｌのトランスバーサルフィルタで模擬
するものとし、次の（１）式のようにタップ利得系列を
要素とするＬ元ベクトルｈ(k) で表わす。
【０００５】 ｈ(k) ＝［ｈ0 ，ｈ1 ……，ｈL-1 ］t （t は転置） ……（１） また、送信符号はＱ値とし、それらのＬシンボルからな
る送信信号ベクトルｓ(k) 、これに対応した受信信号の
Ｎサンプルからなる受信信号ベクトルｒ(k) 、そのうち
の雑音成分である雑音ベクトルｎ(k) 、を次の（２）〜
（４）式の如く定義する。
る送信信号ベクトルｓ(k) 、これに対応した受信信号の
Ｎサンプルからなる受信信号ベクトルｒ(k) 、そのうち
の雑音成分である雑音ベクトルｎ(k) 、を次の（２）〜
（４）式の如く定義する。
【０００６】 ｓ(k) ＝［ｓk ，ｓk-1 ，…，ｓk-L+1 ］t ……（２） ｒ(k) ＝［ｒk ，ｒk-1 ，…，ｒk-N+1 ］t ……（３） ｎ(k) ＝［ｎk ，ｎk-1 ，…，ｎk-N+1 ］t ……（４） また、ｓt (k) からｓt （k-N+1)までのＮ個の送信信号
ベクトルからなるＮ×Ｌ送信信号行列ｓ(k) を次の
（５）式のごとく定義する。
ベクトルからなるＮ×Ｌ送信信号行列ｓ(k) を次の
（５）式のごとく定義する。
【０００７】
【数１】 そして、このとき（６）式に示す伝送路方程式が成立す
る。
る。
【０００８】 ｒ(k) ＝Ｓ(k) ｈ(k) ＋ｎ(k) ……（６） ここで、仮にＳ(k) およびｒ(k) を既知としても、ｎ
(k) は知りえないから、上式から伝送路応答ｈ(k) を直
接求めることはできない。その代わりに、次の（７）式
に示す評価関数Ｅ(k) を最小化するｈ(k) を求めること
はできる。
(k) は知りえないから、上式から伝送路応答ｈ(k) を直
接求めることはできない。その代わりに、次の（７）式
に示す評価関数Ｅ(k) を最小化するｈ(k) を求めること
はできる。
【０００９】
【数２】 そして、評価関数Ｅ(k) を最小化する解ｈ'(k)（以後簡
単のために「’」を省略し単にｈ(k) と書く）は次の
（８）式で示される。
単のために「’」を省略し単にｈ(k) と書く）は次の
（８）式で示される。
【００１０】 ｈ(k) ＝［Ｓ*t(k) Ｓ(k) ］-1Ｓ*t(k) ｒ(k) ……（８） そして、（８）式で求められるｈ(k) を伝送路応答の推
定値（推定伝送路応答）と呼ぶ。このように、ある時刻
までの送信信号系列と受信信号系列とが与えられれば、
そのときの推定伝送路応答が求まる。
定値（推定伝送路応答）と呼ぶ。このように、ある時刻
までの送信信号系列と受信信号系列とが与えられれば、
そのときの推定伝送路応答が求まる。
【００１１】いま、図３に示すような、状態数Ｐ、状態
当りブランチ数Ｑの送信符号トレリスにビタビアルゴリ
ズムを適用する場合を考え、時刻ｋＴにおける第ｍ状態
（１≦ｍ≦Ｐ）をｍ(k) と表す。そして、各時刻におけ
る各状態は、その生残りパス（その状態を経由するから
には過去の送信信号系列が辿ったに違いないトレリス経
路）に対応するパスメトリックｐk,m および推定伝送路
応答ｈm (k) を備えておくものとする。
当りブランチ数Ｑの送信符号トレリスにビタビアルゴリ
ズムを適用する場合を考え、時刻ｋＴにおける第ｍ状態
（１≦ｍ≦Ｐ）をｍ(k) と表す。そして、各時刻におけ
る各状態は、その生残りパス（その状態を経由するから
には過去の送信信号系列が辿ったに違いないトレリス経
路）に対応するパスメトリックｐk,m および推定伝送路
応答ｈm (k) を備えておくものとする。
【００１２】時刻（k-1)Ｔから時刻ｋＴにかけて状態
ｍ'(k-1)から状態ｍ(k) へと遷移するブランチ（これを
ブランチｍ(k) ／ｍ'(k-1)またはブランチｍ／ｍ' と書
く）を考えると、状態ｍ'(k-1)の推定伝送路応答ｈm'(k
-1) は、上述の論理から次の（９）式で与えられる。
ｍ'(k-1)から状態ｍ(k) へと遷移するブランチ（これを
ブランチｍ(k) ／ｍ'(k-1)またはブランチｍ／ｍ' と書
く）を考えると、状態ｍ'(k-1)の推定伝送路応答ｈm'(k
-1) は、上述の論理から次の（９）式で与えられる。
【００１３】 ｈm'(k-1) ＝［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1)]-1Ｓm' *t(k-1) ｒ(k-1) …（９） （添字m'は第ｍ’状態に係わることを示す）上式中の行
列［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ］-1Ｓm' *t(k-1) は、過去
(N+L-1) シンボルの符号系列｛ｓk-N-L+1 ，…，
ｓk-2 ，ｓk-1 ｝さえ与えれば、前もって計算可能なも
のである。したがって、長さ(N+L-1) の全ての符号系列
についてこれを計算して図２の行列メモリ１１に格納し
ておき、必要に応じて読み出せば、実時間演算量を節約
できる。なお、上式中のｒ(k-1) は、受信信号メモリ１
２から読み出す。
列［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ］-1Ｓm' *t(k-1) は、過去
(N+L-1) シンボルの符号系列｛ｓk-N-L+1 ，…，
ｓk-2 ，ｓk-1 ｝さえ与えれば、前もって計算可能なも
のである。したがって、長さ(N+L-1) の全ての符号系列
についてこれを計算して図２の行列メモリ１１に格納し
ておき、必要に応じて読み出せば、実時間演算量を節約
できる。なお、上式中のｒ(k-1) は、受信信号メモリ１
２から読み出す。
【００１４】ところで、（９）式における行列［Ｓm' *t
(k-1) Ｓm'(k-1) ］は必ずしも正則とは限らない。これ
が正則でない場合には、上式中の逆行列演算が不可能な
ので、状態ｍ'(k-1)の推定伝送路応答は、その状態の生
残りパスが前時点で採用した推定伝送路応答（例えば図
３中ｍ"(k-2)のそれ）で代替する（参考文献；後川ほ
か：「ブラインドビタビ等化器の基本特性」、１９９１
年電子情報通信学会春季全国大会 Ａ−１４２）。
(k-1) Ｓm'(k-1) ］は必ずしも正則とは限らない。これ
が正則でない場合には、上式中の逆行列演算が不可能な
ので、状態ｍ'(k-1)の推定伝送路応答は、その状態の生
残りパスが前時点で採用した推定伝送路応答（例えば図
３中ｍ"(k-2)のそれ）で代替する（参考文献；後川ほ
か：「ブラインドビタビ等化器の基本特性」、１９９１
年電子情報通信学会春季全国大会 Ａ−１４２）。
【００１５】即ち、状態ｍ(k) での受信信号推定値ｒ’
k,m/m'は（９）式で得た推定伝送路応答ｈm'(k-1) （上
記の場合にはｈm'(k-1) ＝ｈm'' (k-2))がまだ継続して
有効であると考えて、次の（１０）式で求められる。
k,m/m'は（９）式で得た推定伝送路応答ｈm'(k-1) （上
記の場合にはｈm'(k-1) ＝ｈm'' (k-2))がまだ継続して
有効であると考えて、次の（１０）式で求められる。
【００１６】 ｒ’k,m/m'＝ｈm' t（k-1)ｓm/m'(k) ……（１０） （添字m/m'はブランチm/m'に係わることを示す）そし
て、（１０）式で求められた受信信号推定値ｒ’k,m/m'
と実際の受信信号ｒk との差の絶対値２乗ｂk,m/m'を次
の（１１）式で求め、これをこのブランチのブランチメ
トリックとする。
て、（１０）式で求められた受信信号推定値ｒ’k,m/m'
と実際の受信信号ｒk との差の絶対値２乗ｂk,m/m'を次
の（１１）式で求め、これをこのブランチのブランチメ
トリックとする。
【００１７】 ｂk,m/m'＝｜ｒk −ｒ’k,m/m'｜2 ＝｜ｒk −ｓm/m' t(k) ｈm'(k-1) ｜2 ……（１１） また、状態ｍ(k) に達するブランチには、いろいろな
ｍ'(k-1)から計Ｑ通りのブランチがあるが、制御演算部
１６は、その中から次の（１２）式に示すパスメトリッ
クを最小とするブランチを選び、ｍ'(k-1)の生残りパス
の最後尾に付して状態ｍ(k) の生き残りパスとする。
ｍ'(k-1)から計Ｑ通りのブランチがあるが、制御演算部
１６は、その中から次の（１２）式に示すパスメトリッ
クを最小とするブランチを選び、ｍ'(k-1)の生残りパス
の最後尾に付して状態ｍ(k) の生き残りパスとする。
【００１８】 ｐk,m ＝ｐk-1,m'＋ｂk,m/m' ……（１２） そしてこれを、新たなパスメトリックｐk,m とともに、
パスメモリ１３に書き込む。
パスメモリ１３に書き込む。
【００１９】また、上述した演算を各状態ｍ(k) につい
て行ない、これによって時刻ｋＴにおける各状態の生残
りパスおよびパスメトリックがすべて更新されるので、
ｋを１進めて最初に戻る。
て行ない、これによって時刻ｋＴにおける各状態の生残
りパスおよびパスメトリックがすべて更新されるので、
ｋを１進めて最初に戻る。
【００２０】以上をｋを進歩させながら繰返せば（図３
を右方向に延長しながら眺めれば）、トレリスの古い過
去（左の方）から順に、生残りブランチを持つ状態の数
が次第に減って行き、やがて、ある時刻では１つの状態
だけが残る。その時刻までについては、送信系列推定が
確定したわけである。すなわち、上述のように、生残り
パス更新と伝送路応答推定を交互に繰返せば、送信信号
系列の推定は、ある時間遅れを伴いながらも、古い方か
ら順に一義的に定まるのである。
を右方向に延長しながら眺めれば）、トレリスの古い過
去（左の方）から順に、生残りブランチを持つ状態の数
が次第に減って行き、やがて、ある時刻では１つの状態
だけが残る。その時刻までについては、送信系列推定が
確定したわけである。すなわち、上述のように、生残り
パス更新と伝送路応答推定を交互に繰返せば、送信信号
系列の推定は、ある時間遅れを伴いながらも、古い方か
ら順に一義的に定まるのである。
【００２１】また、上述した方式が高速追随性に優れて
いるのは、伝送路応答推定を有限長（ＮＴ）の受信信号
に基づいて行っているからであり、Ｎが小さいほど高速
追随性は増す。一方、雑音の影響を軽減するにはＮを大
きくとる方がよく、Ｎの大きさは両者を勘案して決め
る。
いるのは、伝送路応答推定を有限長（ＮＴ）の受信信号
に基づいて行っているからであり、Ｎが小さいほど高速
追随性は増す。一方、雑音の影響を軽減するにはＮを大
きくとる方がよく、Ｎの大きさは両者を勘案して決め
る。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来方式においては、高速追随性には優れているものの、
所要計算量が大きいという問題があった。１サンプリン
グ時刻当り所要計算量は、（ブランチ当りの計算量）×
（状態当りのブランチ数）×（状態数）である。この
内、後の２項は、トレリスが与えられれば、ブランチメ
トリック計算方式にはよらない。ここでは、ブランチ当
りの計算量だけを問題にする。
来方式においては、高速追随性には優れているものの、
所要計算量が大きいという問題があった。１サンプリン
グ時刻当り所要計算量は、（ブランチ当りの計算量）×
（状態当りのブランチ数）×（状態数）である。この
内、後の２項は、トレリスが与えられれば、ブランチメ
トリック計算方式にはよらない。ここでは、ブランチ当
りの計算量だけを問題にする。
【００２３】ブランチ当りの計算量の中で大部分を占め
るのは、推定伝送路応答ｈm'(k-1)の計算と、これを基
に受信信号参照値ｒ’k,m/m'を求める計算である。前者
にはＬＮ回の乗算とＬ（Ｎ−１）回の加算、後者にはＬ
回の乗算と（Ｌ−１）回の加算を必要とする。このほか
に、パスメトリック計算に、減算１回、２乗１回を要
し、演算の種類を問わず合算すれば、計（２ＬＮ＋Ｌ＋
１）回となる。これは、Ｌを大きくとることが必要な適
用例（例えば、マルチパス遅延が数シンボルに亘る場
合）において重大な問題となる。
るのは、推定伝送路応答ｈm'(k-1)の計算と、これを基
に受信信号参照値ｒ’k,m/m'を求める計算である。前者
にはＬＮ回の乗算とＬ（Ｎ−１）回の加算、後者にはＬ
回の乗算と（Ｌ−１）回の加算を必要とする。このほか
に、パスメトリック計算に、減算１回、２乗１回を要
し、演算の種類を問わず合算すれば、計（２ＬＮ＋Ｌ＋
１）回となる。これは、Ｌを大きくとることが必要な適
用例（例えば、マルチパス遅延が数シンボルに亘る場
合）において重大な問題となる。
【００２４】この発明はこのような従来の課題を解決す
るためになされたもので、その目的とするところは、高
速追随性は保ちながらも、所要計算量を大幅に削減した
最尤系列推定方式を提供することにある。
るためになされたもので、その目的とするところは、高
速追随性は保ちながらも、所要計算量を大幅に削減した
最尤系列推定方式を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、送信系列の部分系列を状態にとり送信系
列を状態遷移の時系列として表現したトレリスの各時刻
において、各状態を終点とする候補送信系列（候補パ
ス）の中から、該時刻までのパスメトリックを最小にす
るものを該状態の生残りパスとしながら、生残りパスお
よびパスメトリックを時間経過とともに逐次更新する最
尤系列推定方式において、所定長の送信系列に対応して
計算法が定義されたＮ元ベクトルまたはＮ元ベクトルの
組の、所定長の全ての可能な送信系列についての計算結
果を格納しておく第１のメモリと、少くともＮ個の受信
信号サンプル値系列を一時的に記憶する第２のメモリと
を備え、候補送信系列に対応して前記第１のメモリから
読み出したＮ元ベクトルと、前記第２のメモリから読み
出したＮ個の受信信号サンプル値からなるＮ元ベクトル
との内積から、実際の受信信号値を差引いたものの絶対
値２乗の時間方向累積値をパスメトリックとして生残り
パスを決定することが特徴である。
め、本発明は、送信系列の部分系列を状態にとり送信系
列を状態遷移の時系列として表現したトレリスの各時刻
において、各状態を終点とする候補送信系列（候補パ
ス）の中から、該時刻までのパスメトリックを最小にす
るものを該状態の生残りパスとしながら、生残りパスお
よびパスメトリックを時間経過とともに逐次更新する最
尤系列推定方式において、所定長の送信系列に対応して
計算法が定義されたＮ元ベクトルまたはＮ元ベクトルの
組の、所定長の全ての可能な送信系列についての計算結
果を格納しておく第１のメモリと、少くともＮ個の受信
信号サンプル値系列を一時的に記憶する第２のメモリと
を備え、候補送信系列に対応して前記第１のメモリから
読み出したＮ元ベクトルと、前記第２のメモリから読み
出したＮ個の受信信号サンプル値からなるＮ元ベクトル
との内積から、実際の受信信号値を差引いたものの絶対
値２乗の時間方向累積値をパスメトリックとして生残り
パスを決定することが特徴である。
【００２６】
【作用】本発明における最尤系列推定方式では、推定伝
送路応答を求める際の評価関数を次の（１３）式に示す
Ｅ´(k) とする。
送路応答を求める際の評価関数を次の（１３）式に示す
Ｅ´(k) とする。
【００２７】
【数３】 そして、この（１３）式は従来例で述べた（７）式に示
す評価関数Ｅ(k) に伝送路応答推定値ｈ(k) の要素の２
乗和を重みδで付加したものとなっている。即ち、（１
３）式に示す評価関数Ｅ´(k) は、最小化したいものの
主体は、やはり受信信号に関する誤差２乗和であるが、
それと同時に、伝送路応答推定値ｈ(k)の個々の要素
も、できれば小さいほうが望ましい、という評価関数で
ある。
す評価関数Ｅ(k) に伝送路応答推定値ｈ(k) の要素の２
乗和を重みδで付加したものとなっている。即ち、（１
３）式に示す評価関数Ｅ´(k) は、最小化したいものの
主体は、やはり受信信号に関する誤差２乗和であるが、
それと同時に、伝送路応答推定値ｈ(k)の個々の要素
も、できれば小さいほうが望ましい、という評価関数で
ある。
【００２８】そして、このときの解は次の（１４）式で
与えられる。
与えられる。
【００２９】 ｈ(k) ＝［Ｓ*t(k) Ｓ(k) ＋δＩ］-1Ｓ*t(k) ｒ(k) ……（１４） （ＩはＬ次単位マトリックス）そして、（１４）式にお
いてδを適当な大きさにとれば、伝送路応答推定にはほ
とんど影響を与えることなく、行列［Ｓ*t(k) Ｓ(k) ＋
δＩ］を常に正則にすることができるので、上式に基づ
いて伝送路応答推定を行えば、従来方式のように、推定
伝送路応答を前時点のもので代替するという必要はなく
なる。
いてδを適当な大きさにとれば、伝送路応答推定にはほ
とんど影響を与えることなく、行列［Ｓ*t(k) Ｓ(k) ＋
δＩ］を常に正則にすることができるので、上式に基づ
いて伝送路応答推定を行えば、従来方式のように、推定
伝送路応答を前時点のもので代替するという必要はなく
なる。
【００３０】従って、状態ｍ'(k-1)の推定伝送路応答ｈ
m'(k-1) は、演算不能になることはなく、次の（１５）
式で求めることができる。
m'(k-1) は、演算不能になることはなく、次の（１５）
式で求めることができる。
【００３１】 ｈm'(k-1) ＝［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ＋δＩ］-1Ｓm' *t(k-1) ｒ(k-1) ……（１５） ゆえに、状態ｍ(k) の受信信号推定値ｒ’k,m/m'は次の
（１６）式で求めることができる。
（１６）式で求めることができる。
【００３２】 ｒ’k,m/m'＝ｈm' t （k-1)ｓm (k) ＝｛［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ＋δＩ］-1 Ｓm' *t(k-1) ｒ(k-1) ｝t ｓm (k) ＝ｒt (k-1）Ｓm' * (k-1） ［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ＋δＩ］-1ｓm (k) ……（１６） ここで，（１７）式に示すＮ元ベクトルｇm/m'(k) を定
義する。
義する。
【００３３】 ｇm/m'(k) ＝Ｓm' * (k-1）［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ＋δＩ］-1ｓm (k) ……（１７） すると、（１６）式は次の（１８）式となる。
【００３４】 ｒ’k,m/m'＝ｒt (k-1) ｇm/m'(k) ……（１８） このＮ元ベクトルｇm/m'(k) は、ブランチｍ(k) ／ｍ'
(k-1)を特定すれば、このブランチに固有の生残りパス
の最後の(L+N) シンボルに対応して一義的に定まる。そ
して、これと時刻(k-1) Ｔでの受信信号ベクトルｒ(k-
1) との内積をとれば、時刻ｋＴの受信信号推定値ｒ’
k,m/m'が得られるわけである。したがって、長さ(L+N)
の全ての発生可能な候補送信系列について、Ｎ元ベクト
ルｇ（・）（（・）はm/m'(k) を一般化した長さ(L+N)
の送信系列の意）を予め計算し、そのセット｛ｇ
（・）｝をＲＯＭ（読出し専用メモリ）に格納しておけ
ば、ブランチメトリック計算の都度、必要な箇所をＲＯ
Ｍから読出して用いればよい。
(k-1)を特定すれば、このブランチに固有の生残りパス
の最後の(L+N) シンボルに対応して一義的に定まる。そ
して、これと時刻(k-1) Ｔでの受信信号ベクトルｒ(k-
1) との内積をとれば、時刻ｋＴの受信信号推定値ｒ’
k,m/m'が得られるわけである。したがって、長さ(L+N)
の全ての発生可能な候補送信系列について、Ｎ元ベクト
ルｇ（・）（（・）はm/m'(k) を一般化した長さ(L+N)
の送信系列の意）を予め計算し、そのセット｛ｇ
（・）｝をＲＯＭ（読出し専用メモリ）に格納しておけ
ば、ブランチメトリック計算の都度、必要な箇所をＲＯ
Ｍから読出して用いればよい。
【００３５】受信信号推定値がこのように求まれば、あ
とは従来方式と同じようにしてブランチメトリックを計
算し、生残りパスとパスメトリックの更新を行うことが
できる。
とは従来方式と同じようにしてブランチメトリックを計
算し、生残りパスとパスメトリックの更新を行うことが
できる。
【００３６】ここで注目すべきは、受信信号推定値ｒ’
k,m/m'を計算するに際して、実時間計算で推定伝送路応
答ｈm'(k-1) を求めることは、もはや不要になったこと
である。これが、計算量削減につながる。
k,m/m'を計算するに際して、実時間計算で推定伝送路応
答ｈm'(k-1) を求めることは、もはや不要になったこと
である。これが、計算量削減につながる。
【００３７】すなわち、本発明によれば、受信信号推定
値を求めるのに必要な実時間計算量は乗算Ｎ、加算（Ｎ
−１）であり、これにパスメトリック計算を加えたブラ
ンチ当りの計算量は（２Ｎ＋１）となる。これを従来方
式の（２ＬＮ＋Ｌ＋１）と比較すると、おおよそＬ分の
１で済むことになる。
値を求めるのに必要な実時間計算量は乗算Ｎ、加算（Ｎ
−１）であり、これにパスメトリック計算を加えたブラ
ンチ当りの計算量は（２Ｎ＋１）となる。これを従来方
式の（２ＬＮ＋Ｌ＋１）と比較すると、おおよそＬ分の
１で済むことになる。
【００３８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は本発明が適用されるデジタル通信受信機の
構成を示すブロック図である。
する。図１は本発明が適用されるデジタル通信受信機の
構成を示すブロック図である。
【００３９】同図において、第１のメモリ１はＲＯＭで
あり、長さ（Ｌ＋Ｎ）の全ての可能な候補送信系列につ
いて、予め次の（１７）式で計算したＮ元ベクトルのセ
ット｛ｇ（・）｝が格納される。
あり、長さ（Ｌ＋Ｎ）の全ての可能な候補送信系列につ
いて、予め次の（１７）式で計算したＮ元ベクトルのセ
ット｛ｇ（・）｝が格納される。
【００４０】 ｇm/m'(k) ＝Ｓm' * (k-1) ［Ｓm' *t(k-1) Ｓm'(k-1) ＋δＩ］-1ｓm (k) ……（１７） 第２のメモリ２はＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）ま
たはシフトレジスタメモリでサンプリング回路５におい
て受信信号を時間Ｔごとにサンプリングして得た系列の
うち、少なくとも時刻 (k-N)Ｔから時刻ｋＴまでの(N+
1) サンプルを一時的に記憶する。また、第３のメモリ
３はＲＡＭで、各状態の生残りパスおよびパスメトリッ
クを一時的に記憶するものである。
たはシフトレジスタメモリでサンプリング回路５におい
て受信信号を時間Ｔごとにサンプリングして得た系列の
うち、少なくとも時刻 (k-N)Ｔから時刻ｋＴまでの(N+
1) サンプルを一時的に記憶する。また、第３のメモリ
３はＲＡＭで、各状態の生残りパスおよびパスメトリッ
クを一時的に記憶するものである。
【００４１】演算制御部６は、乗算、加減算，２乗、お
よび比較の各演算機能を有し、各メモリ１，２，３との
データのやりとり等、全体の動作を制御する。
よび比較の各演算機能を有し、各メモリ１，２，３との
データのやりとり等、全体の動作を制御する。
【００４２】次に、動作について説明する。
【００４３】いま時刻ｋＴ、着目しているのは状態ｍ
(k) であるとする。また、時刻(k-1)Ｔのある状態から
時刻ｋＴの状態ｍ(k) へ至るブランチは、送信符号のレ
ベル数Ｑだけあるが、その一つをブランチｍ(k) ／ｍ'
(k-1)とする。
(k) であるとする。また、時刻(k-1)Ｔのある状態から
時刻ｋＴの状態ｍ(k) へ至るブランチは、送信符号のレ
ベル数Ｑだけあるが、その一つをブランチｍ(k) ／ｍ'
(k-1)とする。
【００４４】そして、演算制御部６は、状態ｍ(k) への
全ての入りブランチ中の一つのブランチｍ／ｍ' につい
てメモリ３を参照してｍ'(k-1)の生残りパスを知り、そ
の最後尾にブランチｍ／ｍ' を規定する符号を付け加え
た系列から最後の(N+L) シンボルを取出したものを候補
送信系列として、これに対応するＮ元ベクトルｇ
m/m'(k）をメモリ１から読出す。またメモリ２からはｒ
(k-1) およびｒk を、メモリ３からはパスメトリックｐ
k-1,m'を読出し、これらを用いて下記の（１９）〜（２
１）式の演算を行う。
全ての入りブランチ中の一つのブランチｍ／ｍ' につい
てメモリ３を参照してｍ'(k-1)の生残りパスを知り、そ
の最後尾にブランチｍ／ｍ' を規定する符号を付け加え
た系列から最後の(N+L) シンボルを取出したものを候補
送信系列として、これに対応するＮ元ベクトルｇ
m/m'(k）をメモリ１から読出す。またメモリ２からはｒ
(k-1) およびｒk を、メモリ３からはパスメトリックｐ
k-1,m'を読出し、これらを用いて下記の（１９）〜（２
１）式の演算を行う。
【００４５】 ｒ’m/m'＝ｒt (k-1) ｇm/m'(k) ……（１９） ｂk,m/m'＝｜ｒk −ｒ’k,m/m'｜2 ……（２０） ｐk,m/m'＝ｐk-1,m'＋ｂk,m/m' ……（２１） そして、上記（１９）〜（２１）式を用いて状態ｍ(k)
への全ての入りブランチについてパスメトリックｐ
k,m/m'を計算したうえで、最小のパスメトリックを与え
るブランチを選択する。その後、選択したブランチの状
態ｍ'(k-1)の生残りパスに、このブランチの符号を継ぎ
足したものを、状態ｍ(k) の生残りパスとして、また、
最小値をパスメトリックｐk,m として採用し、メモリ３
の内容を更新する。
への全ての入りブランチについてパスメトリックｐ
k,m/m'を計算したうえで、最小のパスメトリックを与え
るブランチを選択する。その後、選択したブランチの状
態ｍ'(k-1)の生残りパスに、このブランチの符号を継ぎ
足したものを、状態ｍ(k) の生残りパスとして、また、
最小値をパスメトリックｐk,m として採用し、メモリ３
の内容を更新する。
【００４６】演算制御部６は、全てのｍ(k) について上
述の処理を行ったあと、ｋを１だけ歩進させてもとに戻
る。
述の処理を行ったあと、ｋを１だけ歩進させてもとに戻
る。
【００４７】このような処理においては、パスメトリッ
クを計算するための演算量が前述した従来方式に比し
て、約１／Ｌに減少するので、処理時間が短縮化され
る。また、従来のように、推定伝送路応答ｈm'(k-1) を
求める必要がないので、逆行列が算出できないという欠
点は解消され、各時刻で常に受信信号推定値ｒ’k,m/m'
を求めることができる。
クを計算するための演算量が前述した従来方式に比し
て、約１／Ｌに減少するので、処理時間が短縮化され
る。また、従来のように、推定伝送路応答ｈm'(k-1) を
求める必要がないので、逆行列が算出できないという欠
点は解消され、各時刻で常に受信信号推定値ｒ’k,m/m'
を求めることができる。
【００４８】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。この例では、図１に示すサンプリング回路５の動作
周波数を第１実施例の２倍とする。そして、これに関連
して処理方法が以下の如く第１実施例とは異なったもの
となる。
る。この例では、図１に示すサンプリング回路５の動作
周波数を第１実施例の２倍とする。そして、これに関連
して処理方法が以下の如く第１実施例とは異なったもの
となる。
【００４９】まず、時刻はＴ' （＝Ｔ／２）を単位と
し、ｔ＝ｋＴ' で表す。ｋはこれまでどおり順序数であ
るが、この内の偶数だけを取出してｋ' とする。時間間
隔２Ｔ' （＝Ｔ）の送信系列｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，
ｓk'｝が送信変調器を経て送信され、無歪み、無雑音の
理想的な空中伝搬路を経たあと、受信・復調されたと仮
定する。そのベースバンド波形ｘ(t) をＴ' ごとにサン
プリングして得られる系列｛ｘ0 ，…，ｘk'-1，ｘk'，
ｘk'+1｝を、送信系列｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，ｓk'｝に対
応する理想受信信号系列と呼ぶ。また、実際の受信信号
を間隔Ｔ' でサンプリングして得られる系列｛ｒ0 ，
…，ｒk-2 ，ｒk-1 ，ｒk ｝から、（２２）式に示すＮ
元受信信号ベクトルｒ(k) を定義する。
し、ｔ＝ｋＴ' で表す。ｋはこれまでどおり順序数であ
るが、この内の偶数だけを取出してｋ' とする。時間間
隔２Ｔ' （＝Ｔ）の送信系列｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，
ｓk'｝が送信変調器を経て送信され、無歪み、無雑音の
理想的な空中伝搬路を経たあと、受信・復調されたと仮
定する。そのベースバンド波形ｘ(t) をＴ' ごとにサン
プリングして得られる系列｛ｘ0 ，…，ｘk'-1，ｘk'，
ｘk'+1｝を、送信系列｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，ｓk'｝に対
応する理想受信信号系列と呼ぶ。また、実際の受信信号
を間隔Ｔ' でサンプリングして得られる系列｛ｒ0 ，
…，ｒk-2 ，ｒk-1 ，ｒk ｝から、（２２）式に示すＮ
元受信信号ベクトルｒ(k) を定義する。
【００５０】 ｒ(k) ＝［ｒk ，ｒk-1 ，ｒk-2 ，……，ｒk-N+1 ］t ……（２２） そして、そのときの伝送路応答は、間隔Ｔ' 、Ｌタップ
のトランスバーサルフィルタで模擬できるものとする。
のトランスバーサルフィルタで模擬できるものとする。
【００５１】いま、ブランチｍ(k')／m'(k'-2)を考え、
その生残りパス｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，ｓk'｝m/m'に、理
想受信信号系列｛ｘ0 ，…，ｘk'-1，ｘk'，ｘk'+1｝
m/m'が対応するものとして、理想受信信号ベクトルおよ
び理想受信信号行列を次の（２３）〜（２５）式の如く
定義する。
その生残りパス｛ｓ0 ，…，ｓk'-2，ｓk'｝m/m'に、理
想受信信号系列｛ｘ0 ，…，ｘk'-1，ｘk'，ｘk'+1｝
m/m'が対応するものとして、理想受信信号ベクトルおよ
び理想受信信号行列を次の（２３）〜（２５）式の如く
定義する。
【００５２】 ｘm/m'(k'+1)＝［ｘk'+1，ｘk'，…，ｘk'-L+2］m/m' t ｘm/m'(k') ＝［ｘk'，ｘk'-1，…，ｘk'-L+1］m/m' t … ｘm/m'(k'-N)＝［ｘk'-N，ｘk'-N-1，…，ｘk'-N-L+1］m/m' t ……（２３）
【数４】 そして、（２３）〜（２５）式を用いて次の（２６），
（２７）式に示す２つのＮ元ベクトルｇ1 m/m'(k')及び
ｇ2 m/m'(k')を定義する。
（２７）式に示す２つのＮ元ベクトルｇ1 m/m'(k')及び
ｇ2 m/m'(k')を定義する。
【００５３】 ｇ1 m/m'(k') ＝Ｘm/m' * (k'-1)［Ｘm/m' *t(k'-1)Ｘm/m'(k'-1)＋δＩ］-1ｘm/m'(k') ……（２６） ｇ2 m/m'(k') ＝Ｘm/m' * (k')［Ｘm/m' *t(k')Ｘm/m'(k')＋δＩ］-1ｘm/m'(k'+1) ……（２７） そして、（２６），（２７）式で示した各Ｎ元ベクトル
は、ブランチｍ(k')／ｍ'(k'-2) に対応する生残りパス
の最後のＮ' シンボル（Ｎ' ＝〔(N+L+1)/2 〕、ただ
し、〔・〕は端数切り上げを表す）によって一義的に定
まる。したがって、長さＮ' の全ての発生可能な候補送
信系列について、Ｎ元ベクトルｇ1(・) 及びｇ2(・）の
セット｛（ｇ1 ，ｇ2)（・）｝((・) はm/m'(k')を一般
化した長さＮ' の送信系列の意）は予め計算しておくこ
とができる。そこで、第１のメモリ１には、このＮ元ベ
クトルセット｛（ｇ1 ，ｇ2)（・）｝を格納しておく。
は、ブランチｍ(k')／ｍ'(k'-2) に対応する生残りパス
の最後のＮ' シンボル（Ｎ' ＝〔(N+L+1)/2 〕、ただ
し、〔・〕は端数切り上げを表す）によって一義的に定
まる。したがって、長さＮ' の全ての発生可能な候補送
信系列について、Ｎ元ベクトルｇ1(・) 及びｇ2(・）の
セット｛（ｇ1 ，ｇ2)（・）｝((・) はm/m'(k')を一般
化した長さＮ' の送信系列の意）は予め計算しておくこ
とができる。そこで、第１のメモリ１には、このＮ元ベ
クトルセット｛（ｇ1 ，ｇ2)（・）｝を格納しておく。
【００５４】また、演算制御部６は、状態ｍ(k')への全
ての入りブランチ中の一つであるブランチｍ／ｍ' につ
いて第３のメモリ３を参照してｍ'(k'-2) の生残りパス
を知り、その最後尾にブランチｍ／ｍ' を規定する符号
を付け加えた系列から最後のＮ' シンボルを取出したも
のを候補送信系列として、これに対応する１組のＮ元ベ
クトルｇ1 m/m'(k')およびｇ2 m/m'(k')を第１のメモリ
１から読出す。また、第２のメモリ２からは、ｒ(k'-
1)，ｒ(k')、ｒk'，およびｒk'+1を読出し、さらに第３
のメモリ３からはパスメトリックｐk'-2，m'を読出し、
これらを用いて次の（２８）〜（３１）式を演算する。
ての入りブランチ中の一つであるブランチｍ／ｍ' につ
いて第３のメモリ３を参照してｍ'(k'-2) の生残りパス
を知り、その最後尾にブランチｍ／ｍ' を規定する符号
を付け加えた系列から最後のＮ' シンボルを取出したも
のを候補送信系列として、これに対応する１組のＮ元ベ
クトルｇ1 m/m'(k')およびｇ2 m/m'(k')を第１のメモリ
１から読出す。また、第２のメモリ２からは、ｒ(k'-
1)，ｒ(k')、ｒk'，およびｒk'+1を読出し、さらに第３
のメモリ３からはパスメトリックｐk'-2，m'を読出し、
これらを用いて次の（２８）〜（３１）式を演算する。
【００５５】 ｒ’k',m/m' ＝ｒt (k'-1)ｇ1 m/m'(k') ……（２８） ｒ’k'+1,m/m' ＝ｒt (k')ｇ2 m/m'(k') ……（２９） ｂk',m/m' ＝｜ｒk'−ｒ’k',m/m' ｜2 ＋｜ｒk'+1−ｒ’k'+1,m/m' ｜2 ……（３０） ｐk',m/m' ＝ｐk'-2，m'＋ｂk'，m/m' ……（３１） その後、状態ｍ(k')への全ての入りブランチについてパ
スメトリックｐk',m/m ' を計算したうえで、最小のパス
メトリックを与えるブランチを選択する。そして、選択
したブランチを含むパスを状態ｍ(k')の生残りパスとし
て、また、最小値をパスメトリックｐk',mとして採用
し、第３のメモリ３の内容を更新する。
スメトリックｐk',m/m ' を計算したうえで、最小のパス
メトリックを与えるブランチを選択する。そして、選択
したブランチを含むパスを状態ｍ(k')の生残りパスとし
て、また、最小値をパスメトリックｐk',mとして採用
し、第３のメモリ３の内容を更新する。
【００５６】そして、演算制御部６は、上記の処理を全
てのｍ(k')について行なった後、ｋを１つだけ歩進させ
て同様の演算を繰り返す。これによって、パスメトリッ
クの演算、及び生残りパスの選択が行われるのである。
てのｍ(k')について行なった後、ｋを１つだけ歩進させ
て同様の演算を繰り返す。これによって、パスメトリッ
クの演算、及び生残りパスの選択が行われるのである。
【００５７】以上述べた第２実施例の効果は、サンプリ
ングクロック（周波数２／Ｔ）の位相がどのような値で
あっても、系列推定の符号誤り率にはあまり影響しない
ことである。その理由は、受信ベースバンド信号は、１
／Ｔ以内に帯域制限されており、２／Ｔというサンプリ
ング周波数は、サンプリング定理を満足しているので、
どのような波形もこの間隔のサンプリング系列で表現可
能だからである。
ングクロック（周波数２／Ｔ）の位相がどのような値で
あっても、系列推定の符号誤り率にはあまり影響しない
ことである。その理由は、受信ベースバンド信号は、１
／Ｔ以内に帯域制限されており、２／Ｔというサンプリ
ング周波数は、サンプリング定理を満足しているので、
どのような波形もこの間隔のサンプリング系列で表現可
能だからである。
【００５８】これに対して、従来方式や第１実施例で
は、暗黙のうちに、サンプリングクロック（周波数１／
Ｔ）の位相は最適値に設定されていることを前提として
おり、位相がこれからずれると、系列推定の符号誤り率
は急速に結果する。
は、暗黙のうちに、サンプリングクロック（周波数１／
Ｔ）の位相は最適値に設定されていることを前提として
おり、位相がこれからずれると、系列推定の符号誤り率
は急速に結果する。
【００５９】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。この例では、図１に示すサンプリング回路５の動作
周波数をＦ倍とする。そして、これに関連して処理方法
が以下の如く前記第１実施例、及び第２実施例とは異な
ったものとなる。
る。この例では、図１に示すサンプリング回路５の動作
周波数をＦ倍とする。そして、これに関連して処理方法
が以下の如く前記第１実施例、及び第２実施例とは異な
ったものとなる。
【００６０】まず、時刻はＴ" （＝Ｔ／Ｆ）を単位と
し、ｔ＝ｋＴ" で表す。ｋはこれまでどおり順序数であ
るが、このうちＦの倍数だけを取出してｋ" とする。
し、ｔ＝ｋＴ" で表す。ｋはこれまでどおり順序数であ
るが、このうちＦの倍数だけを取出してｋ" とする。
【００６１】時間間隔ＦＴ" （＝Ｔ）の送信系列
｛ｓ0 ，…，ｓk"-F，ｓk"｝が、送信変調器を経て送信
され、無歪み、無雑音の理想的な空中伝搬路を経たあ
と、受信・復調されたと仮定する。そのベースバンド波
形ｘ(t) をＴ" ごとにサンプリングして得られる系列
｛ｘ0 ，…，ｘk"，ｘk"+1，…，ｘk"+F-1｝を、送信系
列｛ｓ0，…，ｓk"-F，ｓk"｝に対応する理想受信信号
系列と呼ぶ。また、実際の受信信号を間隔Ｔ" でサンプ
リングして得られる系列｛ｒ0 ，…ｒk-2 ，ｒk-1 ，ｒ
k｝から次の（３２）式に示すＮ元受信信号ベクトルｒ
(k) を定義する。
｛ｓ0 ，…，ｓk"-F，ｓk"｝が、送信変調器を経て送信
され、無歪み、無雑音の理想的な空中伝搬路を経たあ
と、受信・復調されたと仮定する。そのベースバンド波
形ｘ(t) をＴ" ごとにサンプリングして得られる系列
｛ｘ0 ，…，ｘk"，ｘk"+1，…，ｘk"+F-1｝を、送信系
列｛ｓ0，…，ｓk"-F，ｓk"｝に対応する理想受信信号
系列と呼ぶ。また、実際の受信信号を間隔Ｔ" でサンプ
リングして得られる系列｛ｒ0 ，…ｒk-2 ，ｒk-1 ，ｒ
k｝から次の（３２）式に示すＮ元受信信号ベクトルｒ
(k) を定義する。
【００６２】 ｒ(k) ＝［ｒk ，ｒk-1 ，ｒk-2 ，…，ｒk-N+1 ］t ……（３２） そして、そのときの伝送路応答は、間隔Ｔ" ，Ｌタップ
のトランスバーサルフィルタで模擬できるものとする。
のトランスバーサルフィルタで模擬できるものとする。
【００６３】いま、ブランチｍ(k")／ｍ'(k"-F) を考え
る。その生残りパス｛ｓ0 ，…，ｓk"-F，ｓk"｝
m/m'に、理想受信信号系列｛ｘ0 ，…，ｘk"，ｘk"+1，
…，ｘk"+F -1｝m/m'が対応するものとして、理想受信信
号ベクトルおよび理想受信信号行列を次の（３３）〜
（３４）式の如く定義する。
る。その生残りパス｛ｓ0 ，…，ｓk"-F，ｓk"｝
m/m'に、理想受信信号系列｛ｘ0 ，…，ｘk"，ｘk"+1，
…，ｘk"+F -1｝m/m'が対応するものとして、理想受信信
号ベクトルおよび理想受信信号行列を次の（３３）〜
（３４）式の如く定義する。
【００６４】 ｘm/m'(k"+F-1)＝［ｘk"+F-1，ｘk"+F-2，…，ｘk"+F-L］m/m' t … ｘm/m'(k"-N)＝［ｘk"-N，ｘk"-N-1，…，ｘk"-N-L+1］m/m' t ……（３３）
【数５】 そして、（３３）、（３４）式を用いて次の（３５）式
に示すＦ個のＮ元ベクトルを定義する。
に示すＦ個のＮ元ベクトルを定義する。
【００６５】 ｇ1 m/m'(k") ＝Ｘm/m' *(k"-1)［Ｘm/m' *t(k"-1)Ｘm/m'(k"-1)＋δＩ］-1ｘm/m'(k") ｇ2 m/m'(k") ＝Ｘm/m' *(k")［Ｘm/m' *t(k")Ｘm/m'(k")＋δＩ］-1ｘm/m'(k"+1) … ｇF m/m'(k") ＝Ｘm/m' *(k"+F-2)［Ｘm/m' *t(k"+F-2)Ｘm/m'(k"+F-2)＋δＩ］-1 ｘm/m'(k"+F-1) ……（３５） 上記Ｎ元ベクトルｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'(k")は、ブラ
ンチｍ(k")／ｍ'(k"-F）に対応する生残りパスの最後の
Ｎ" シンボル（Ｎ" ＝〔(N+L+F-1)/F 〕，〔・〕は端数
切り上げを表す）によって一義的に定まる。したがっ
て、長さＮ" の全ての発生可能な候補送信系列につい
て、Ｎ元ベクトルｇ1(・) 〜ｇF （・）のセット｛ｇ1,
ｇ2,…，ｇF)（・）｝（（・）はm/m'(k")を一般化した
長さＮ" の送信系列の意）は予め計算しておくことがで
きる。そこで第１のメモリ１には、Ｎ元ベクトルセット
を格納しておく。
ンチｍ(k")／ｍ'(k"-F）に対応する生残りパスの最後の
Ｎ" シンボル（Ｎ" ＝〔(N+L+F-1)/F 〕，〔・〕は端数
切り上げを表す）によって一義的に定まる。したがっ
て、長さＮ" の全ての発生可能な候補送信系列につい
て、Ｎ元ベクトルｇ1(・) 〜ｇF （・）のセット｛ｇ1,
ｇ2,…，ｇF)（・）｝（（・）はm/m'(k")を一般化した
長さＮ" の送信系列の意）は予め計算しておくことがで
きる。そこで第１のメモリ１には、Ｎ元ベクトルセット
を格納しておく。
【００６６】また、演算制御部６は、状態ｍ(k")への全
ての入りブランチのなかの１つであるｍ〜ｍ' につい
て、その都度第１のメモリからｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'
(k")を読み出して下記の（３６）式に示す演算を行う。
ての入りブランチのなかの１つであるｍ〜ｍ' につい
て、その都度第１のメモリからｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'
(k")を読み出して下記の（３６）式に示す演算を行う。
【００６７】 ｒ’k",m/m' ＝ｒt (k"-1)ｇ1 m/m'(k") ｒ’k"+1,m/m' ＝ｒt (k")ｇ2 m/m'(k") … ｒ’k"+F-1,m/m' ＝ｒt (k"+F-2)ｇF m/m'(k") ……（３６） そして、ブランチメトリックを次の（３７）式にて計算
する。
する。
【００６８】 更に第３のメモリ３からパスメトリックｐk"-F,m' を読
出して、次の（３８）式に示すパスメトリックｐ
k",m/m' を計算する。
出して、次の（３８）式に示すパスメトリックｐ
k",m/m' を計算する。
【００６９】 ｐk",m/m' ＝ｐk"-F,m' ＋ｂk",m/m' ……（３８） その後、状態ｍ(k")の全ての入りブランチについてパス
メトリックｐk",m/m'を計算したうえで、最小のパスメ
トリックを与えるブランチを選択する。そして、選択し
たブランチを含むパスを状態ｍ(k")の生残りパスとし
て、また、最小値をパスメトリックｐk",mとして採用
し、第３のメモリ３の内容を更新する。
メトリックｐk",m/m'を計算したうえで、最小のパスメ
トリックを与えるブランチを選択する。そして、選択し
たブランチを含むパスを状態ｍ(k")の生残りパスとし
て、また、最小値をパスメトリックｐk",mとして採用
し、第３のメモリ３の内容を更新する。
【００７０】そして、演算制御部６は、上記の処理を全
てのｍ(k")について行なった後、ｋを１つだけ歩進させ
て同じ演算を繰り返す。これによって、パスメトリック
の演算、及び生残りパスの選択が行われるのである。
てのｍ(k")について行なった後、ｋを１つだけ歩進させ
て同じ演算を繰り返す。これによって、パスメトリック
の演算、及び生残りパスの選択が行われるのである。
【００７１】以上述べた第３実施例の効果は、さらに大
きなＦが必要とされる場合、例えば、受信ベースバンド
信号が搬送周波数が０の狭義のベースバンドではなく、
搬送波周波数２／Ｔの両側に±１／Ｔ幅のスペクトラム
を持つ中間周波信号であるとして、Ｆ＝６にとったよう
な場合に発揮される。この場合にも、過大な演算量増大
を招くことなく、適応的な送信系列推定方式の実現が可
能になる。
きなＦが必要とされる場合、例えば、受信ベースバンド
信号が搬送周波数が０の狭義のベースバンドではなく、
搬送波周波数２／Ｔの両側に±１／Ｔ幅のスペクトラム
を持つ中間周波信号であるとして、Ｆ＝６にとったよう
な場合に発揮される。この場合にも、過大な演算量増大
を招くことなく、適応的な送信系列推定方式の実現が可
能になる。
【００７２】次に、本発明の第４実施例ついて説明す
る。この例の動作は第３の実施例とほぼ同じであるが、
所定の長さの全ての可能な候補送信系列について予め計
算し第１のメモリ１に格納しておくＮ元ベクトルの定義
が異なる。
る。この例の動作は第３の実施例とほぼ同じであるが、
所定の長さの全ての可能な候補送信系列について予め計
算し第１のメモリ１に格納しておくＮ元ベクトルの定義
が異なる。
【００７３】本実施例では、ブランチｍ(k")／m'(k"-F)
に対応して、次の（３９）式に示すＦ個のＮ元ベクトル
を定義する。
に対応して、次の（３９）式に示すＦ個のＮ元ベクトル
を定義する。
【００７４】 ｇ1 m/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"-1)［Ｘm/m' *t(k"-1)ＷＸm/m'(k"-1)＋δＩ］-1ｘm/m'(k") ｇ2 m/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k")［Ｘm/m' *t(k")ＷＸm/m'(k")＋δＩ］-1ｘm/m'(k"+1) … ｇF m/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"+F-2)［Ｘm/m' *t(k"+F-2)ＷＸm/m'(k"+F-2)＋δＩ］-1 ｘm/m'(k"+F-1) ……（３９） ただし、
【数６】 を定義する。これは、伝送路応答を推定する際の評価関
数に時間重みを取り入れて、次の（４０）式を最小化さ
せたときに導かれるものである。
数に時間重みを取り入れて、次の（４０）式を最小化さ
せたときに導かれるものである。
【００７５】 本実施例で、ＷをＮ次単位行列にとったものが、第３実
施例であり、さらにＦ＝２にとったものが第２実施例で
ある。
施例であり、さらにＦ＝２にとったものが第２実施例で
ある。
【００７６】本実施例固有の効果は、Ｗの選び方によっ
ては、高速追随性と耐雑音特性の兼合いが、Ｗ＝Ｉの場
合よりも望ましいものになる可能性があることである。
例えば、ｗN ＝０，ｗ0 ＝１で、その間のｗj を直線状
に補間して三角状とすれば、現時刻より遠い過去ほど、
重み付けが小さくなるので、高速追随性が向上する。同
時に、耐雑音特性も幾分低下するが、その分Ｎを大きく
すれば、ｗj が常に１（矩形状）の場合に比べて、同じ
耐雑音特性ながら、高速追随性に優る可能性がある。な
お、Ｗは三角状に止まらず、任意の形状に設定し得るの
で、装置の設計に当って、計算機シミュレーションや実
験によって、最適形状に決めることができる。
ては、高速追随性と耐雑音特性の兼合いが、Ｗ＝Ｉの場
合よりも望ましいものになる可能性があることである。
例えば、ｗN ＝０，ｗ0 ＝１で、その間のｗj を直線状
に補間して三角状とすれば、現時刻より遠い過去ほど、
重み付けが小さくなるので、高速追随性が向上する。同
時に、耐雑音特性も幾分低下するが、その分Ｎを大きく
すれば、ｗj が常に１（矩形状）の場合に比べて、同じ
耐雑音特性ながら、高速追随性に優る可能性がある。な
お、Ｗは三角状に止まらず、任意の形状に設定し得るの
で、装置の設計に当って、計算機シミュレーションや実
験によって、最適形状に決めることができる。
【００７７】次に、本発明の第５実施例について説明す
る。本実施例では、第４実施例について述べたＦ個のＮ
元ベクトルｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'(k")を、Ｎの代りに
（Ｎ−１）として定義し直したＦ個の（Ｎ−１）元ベク
トルｇ1'm/m'(k")〜ｇF'm/m'(k")、および同様の意味で
（Ｎ−１）元であるが、定義のやや異なるＦ個のベクト
ル、即ち、次の（４１）〜（４３）に示すベクトル ｆ1'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"-2)［Ｘm/m' *t(k"-2)ＷＸm/m'(k"-2)＋δＩ］-1ｘm/m'(k") ……（４１） ｆ2'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"-1)［Ｘm/m' *t(k"-1)ＷＸm/m'(k"-1)＋δＩ］-1ｘm/m'(k"+1) … ……（４２） ｆF'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"+F-3)［Ｘm/m' *t(k"+F-3)ＷＸm/m'(k"+F-3)＋δＩ］-1 ｘm/m'(k"+F-1) ……（４３） に基づいて、次の（４４），（４５）式に示すＦ個１組
のＮ元ベクトルを定義する。
る。本実施例では、第４実施例について述べたＦ個のＮ
元ベクトルｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'(k")を、Ｎの代りに
（Ｎ−１）として定義し直したＦ個の（Ｎ−１）元ベク
トルｇ1'm/m'(k")〜ｇF'm/m'(k")、および同様の意味で
（Ｎ−１）元であるが、定義のやや異なるＦ個のベクト
ル、即ち、次の（４１）〜（４３）に示すベクトル ｆ1'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"-2)［Ｘm/m' *t(k"-2)ＷＸm/m'(k"-2)＋δＩ］-1ｘm/m'(k") ……（４１） ｆ2'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"-1)［Ｘm/m' *t(k"-1)ＷＸm/m'(k"-1)＋δＩ］-1ｘm/m'(k"+1) … ……（４２） ｆF'm/m'(k") ＝ＷＸm/m' * (k"+F-3)［Ｘm/m' *t(k"+F-3)ＷＸm/m'(k"+F-3)＋δＩ］-1 ｘm/m'(k"+F-1) ……（４３） に基づいて、次の（４４），（４５）式に示すＦ個１組
のＮ元ベクトルを定義する。
【００７８】 ｇ1"m/m'(k")＝［ｇ1'm/m'(k") ０］t … ｇF"m/m'(k")＝［ｇF'm/m'(k") ０］t ……（４４） ｆ1"m/m'(k")＝［０ ｆ1'm/m'(k")］t … ｆF"m/m'(k")＝［０ ｆF'm/m'(k")］t ……（４５） そして更に、これらの線形結合であるＦ個１組のＮ元ベ
クトルを次の（４６）式に示す如く定義する。
クトルを次の（４６）式に示す如く定義する。
【００７９】 ｄ1 m/m'(k")＝（１＋α）ｇ1"m/m'(k")−αｆ1"m/m'(k") … ｄF m/m'(k")＝（１＋α）ｇF"m/m'(k")−αｆF"m/m'(k") ……（４６） ただし、αは正の定数 そして、図１に示す演算制御部６では、前述した第３実
施例におけるｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'(k")の代りに、
（４６）式に示したＦ個のＮ元ベクトルの組ｄ1
m/m'(k")〜ｄF m/m'(k")を用いて下記の（４７）式に示
す演算を行う。
施例におけるｇ1 m/m'(k")〜ｇF m/m'(k")の代りに、
（４６）式に示したＦ個のＮ元ベクトルの組ｄ1
m/m'(k")〜ｄF m/m'(k")を用いて下記の（４７）式に示
す演算を行う。
【００８０】 ｒ’k",m/m' ＝ｒt (k"-1)ｄ1 m/m'(k") ｒ’k"+1,m/m' ＝ｒt (k")ｄ2 m/m'(k") … ｒ’k"+1,m/m' ＝ｒt (k"+F-2)ｄF m/m'(k") ……（４７） その後、ブランチメトリックｂk",m/m' およびパスメト
リックｐk",m/m' の計算、生残りパスの決定、第３のメ
モリ３の内容の更新を第３実施例と同様に行う。
リックｐk",m/m' の計算、生残りパスの決定、第３のメ
モリ３の内容の更新を第３実施例と同様に行う。
【００８１】本実施例固有の効果は、伝送路特性の時間
変化が高速なとき、これへの追随性能を第１〜第４実施
例よりも更に改善できることである。
変化が高速なとき、これへの追随性能を第１〜第４実施
例よりも更に改善できることである。
【００８２】従来においては、受信参照値ｒ’k を求め
る際の伝送路応答に、伝送路応答推定値ｈ(k-1) を用い
ている。このｈ(k-1) は、過去Ｎサンプルの入力信号を
これに通したときの出力誤差２乗和が最小になるように
決めたものであるから、時刻ｋのチャンネル応答という
よりは、むしろｋよりも少し前の時刻のチャンネル応答
に近いと考えられる。そこで、次の（４８）式に示すよ
うにｈ(k-1) およびｈ(k-2) から将来方向に外挿したｈ
(k) を用いてｒ’k を求める。
る際の伝送路応答に、伝送路応答推定値ｈ(k-1) を用い
ている。このｈ(k-1) は、過去Ｎサンプルの入力信号を
これに通したときの出力誤差２乗和が最小になるように
決めたものであるから、時刻ｋのチャンネル応答という
よりは、むしろｋよりも少し前の時刻のチャンネル応答
に近いと考えられる。そこで、次の（４８）式に示すよ
うにｈ(k-1) およびｈ(k-2) から将来方向に外挿したｈ
(k) を用いてｒ’k を求める。
【００８３】 ｈ(k) ＝ｈ(k-1) ＋α｛ｈ(k-1) −ｈ(k-2) ｝ ＝｛１＋α｝ｈ(k-1) −αｈ(k-2) ……（４８） ところで、本発明では、ｒ’k を求めるのに、チャンネ
ル応答は表には出ず、代りにｇベクトルを用いる。とこ
ろでｈ(k-1) に対応してｇベクトルがあったように、ｈ
(k-2) にはｆベクトルが対応する。ｈ(k) に対応する同
じ役割のベクトルを求めると、上記ｄベクトルとなる。
ここで、定数αの値をどうとるかは設計上の問題である
が、一例として、矩形窓（Ｗ＝１）のときα＝Ｎ／２に
とる。
ル応答は表には出ず、代りにｇベクトルを用いる。とこ
ろでｈ(k-1) に対応してｇベクトルがあったように、ｈ
(k-2) にはｆベクトルが対応する。ｈ(k) に対応する同
じ役割のベクトルを求めると、上記ｄベクトルとなる。
ここで、定数αの値をどうとるかは設計上の問題である
が、一例として、矩形窓（Ｗ＝１）のときα＝Ｎ／２に
とる。
【００８４】パス推定が正しい場合、このようにして求
めたｒ’k は、高速のチャンネル応答にも時間遅れなく
追随する。なお、あらかじめ計算して第１のメモリに格
納しておくべきＮ元ベクトルの計算定義法は、本発明の
各実施例に述べてあるものに限定されるわけではなく、
このＮ元ベクトルと前回までの受信信号からなるＮ元ベ
クトルとの内積が、今回の受信信号推定値を与えるよう
なものでありさえすれば本発明の主旨逸脱しない範囲
で、どのようなものであってもよい。
めたｒ’k は、高速のチャンネル応答にも時間遅れなく
追随する。なお、あらかじめ計算して第１のメモリに格
納しておくべきＮ元ベクトルの計算定義法は、本発明の
各実施例に述べてあるものに限定されるわけではなく、
このＮ元ベクトルと前回までの受信信号からなるＮ元ベ
クトルとの内積が、今回の受信信号推定値を与えるよう
なものでありさえすれば本発明の主旨逸脱しない範囲
で、どのようなものであってもよい。
【００８５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来方式に比べて、実時間での所要演算量を大幅に減らし
た適応型最尤系列推定方式を提供することができる。ま
た、サンプリング周波数をシンボル周波数の２倍あるい
はそれ以上にしても、所要演算量が現実的な値に納まる
ので、サンプリングクロックの位相について特に配慮を
必要としない実用的な適応型最尤系列推定方式の実現が
可能となる。
来方式に比べて、実時間での所要演算量を大幅に減らし
た適応型最尤系列推定方式を提供することができる。ま
た、サンプリング周波数をシンボル周波数の２倍あるい
はそれ以上にしても、所要演算量が現実的な値に納まる
ので、サンプリングクロックの位相について特に配慮を
必要としない実用的な適応型最尤系列推定方式の実現が
可能となる。
【図１】本発明の最尤系列推定方式が適用されるデジタ
ル通信受信機の構成を示すブロック図である。
ル通信受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】従来におけるデジタル通信受信機の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】送信系列を表現するトレリス線図である。
１ 第１のメモリ ２ 第２のメモリ ３ 第３のメモリ ４ 入力端子 ５ サンプリング回路 ６ 演算制御部 １１ 行列メモリ １２ 受信信号メモリ １３ パスメモリ １５ サンプリング回路 １６ 演算制御部
Claims (2)
- 【請求項１】 送信系列の部分系列を状態にとり送信系
列を状態遷移の時系列として表現したトレリスの各時刻
において、各状態を終点とする候補送信系列（候補パ
ス）の中から、該時刻までのパスメトリックを最小にす
るものを該状態の生残りパスとしながら、生残りパスお
よびパスメトリックを時間経過とともに逐次更新する最
尤系列推定方式において、 所定長の送信系列に対応して計算法が定義されたＮ元ベ
クトルまたはＮ元ベクトルの組の、所定長の全ての可能
な送信系列についての計算結果を格納しておく第１のメ
モリと、少くともＮ個の受信信号サンプル値系列を一時
的に記憶する第２のメモリとを備え、候補送信系列に対
応して前記第１のメモリから読み出したＮ元ベクトル
と、前記第２のメモリから読み出したＮ個の受信信号サ
ンプル値からなるＮ元ベクトルとの内積から、実際の受
信信号値を差引いたものの絶対値２乗の時間方向累積値
をパスメトリックとして生残りパスを決定することを特
徴とする最尤系列推定方式。 - 【請求項２】 所定長の送信系列を、変調器、送信機、
および理想的伝送路を介して、受信・復調したときに得
られるべき受信機ベースバンド波形を、送信シンボル周
波数のＦ倍（Ｆは２以上の整数）の周波数でサンプリン
グした系列に基づいて、前記送信系列に対応したＦ個１
組のＮ元ベクトルを求める請求項１記載の最尤系列推定
方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06719192A JP3258067B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | 最尤系列推定方式 |
| US08/036,687 US5440588A (en) | 1992-03-25 | 1993-03-25 | Method and apparatus for estimating maximum likelihood sequence in digital communication receiver with reduced real time calculations |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06719192A JP3258067B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | 最尤系列推定方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05276053A true JPH05276053A (ja) | 1993-10-22 |
| JP3258067B2 JP3258067B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=13337771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06719192A Expired - Fee Related JP3258067B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | 最尤系列推定方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5440588A (ja) |
| JP (1) | JP3258067B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11247153B2 (en) | 2016-10-27 | 2022-02-15 | Amogreentech Co., Ltd. | Filter module for gravity-type water purifier and gravity-type water purifier including same |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5577068A (en) * | 1992-06-08 | 1996-11-19 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Generalized direct update viterbi equalizer |
| EP0677967A3 (en) * | 1994-04-12 | 1997-07-23 | Gold Star Co | Viterbi decoder for high-definition television. |
| US6282251B1 (en) * | 1995-03-21 | 2001-08-28 | Seagate Technology Llc | Modified viterbi detector which accounts for correlated noise |
| JP3280834B2 (ja) * | 1995-09-04 | 2002-05-13 | 沖電気工業株式会社 | 符号化通信方式における信号判定装置および受信装置ならびに信号判定方法および通信路状態推定方法 |
| JP3157838B2 (ja) * | 1995-09-18 | 2001-04-16 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | ノイズ予測最尤（ｎｐｍｌ）検出方法及びそれに基づく装置 |
| US5832046A (en) * | 1996-01-25 | 1998-11-03 | Northern Telecom Limited | Timing tracking in communications systems |
| GB2343819B (en) | 1997-08-11 | 2002-09-11 | Seagate Technology | Static viterbi detector for channels utilizing a code having time varying constraints |
| KR100572901B1 (ko) | 1997-10-08 | 2006-04-24 | 시게이트 테크놀로지 엘엘씨 | 결정 피드백을 사용하여 자기 레코딩의 데이터를 검출하는 방법 및 장치 |
| US6353640B1 (en) * | 1997-11-03 | 2002-03-05 | Harris Corporation | Reconfigurable radio frequency communication system |
| US6000054A (en) * | 1997-11-03 | 1999-12-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for encoding and decoding binary information using restricted coded modulation and parallel concatenated convolution codes |
| US6493162B1 (en) | 1997-12-05 | 2002-12-10 | Seagate Technology Llc | Frame synchronization for viterbi detector |
| TW414851B (en) * | 1998-03-27 | 2000-12-11 | Exxon Production Research Co | Producing power from liquefied natural gas |
| US7099410B1 (en) | 1999-01-26 | 2006-08-29 | Ericsson Inc. | Reduced complexity MLSE equalizer for M-ary modulated signals |
| US7277506B1 (en) * | 1999-08-09 | 2007-10-02 | Broadcom Corporation | Maximum likelihood sequence estimator which computes branch metrics in real time |
| WO2019234903A1 (ja) * | 2018-06-08 | 2019-12-12 | 日本電気株式会社 | 復号装置、復号方法、及び非一時的なコンピュータ可読媒体 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2048210C (en) * | 1990-07-31 | 1995-11-28 | Yukitsuna Furuya | Blind type sequence estimator for use in communications system |
-
1992
- 1992-03-25 JP JP06719192A patent/JP3258067B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-03-25 US US08/036,687 patent/US5440588A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11247153B2 (en) | 2016-10-27 | 2022-02-15 | Amogreentech Co., Ltd. | Filter module for gravity-type water purifier and gravity-type water purifier including same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3258067B2 (ja) | 2002-02-18 |
| US5440588A (en) | 1995-08-08 |
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