JPH05276003A - Output circuit device - Google Patents
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- JPH05276003A JPH05276003A JP4071016A JP7101692A JPH05276003A JP H05276003 A JPH05276003 A JP H05276003A JP 4071016 A JP4071016 A JP 4071016A JP 7101692 A JP7101692 A JP 7101692A JP H05276003 A JPH05276003 A JP H05276003A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は半導体集積回路の出力回
路装置に関し、特に出力電圧のアンダーシュート及びオ
ーバーシュートの発生を抑制する出力回路装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an output circuit device for a semiconductor integrated circuit, and more particularly to an output circuit device for suppressing the occurrence of undershoot and overshoot of output voltage.
【0002】[0002]
【従来の技術】図4は、従来のCMOSインバートバッ
ファによる出力回路装置を示す回路図である。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a circuit diagram showing an output circuit device using a conventional CMOS invert buffer.
【0003】図4には、出力配線、電源配線及びグラン
ド配設の誘導負荷成分(インダクタンス成分)を考慮
し、それぞれ、出力配線インダクタンス16、電源配線
インダクタンス14、グランド配線インダクタンス15
として示してある。ゲートに共通の入力信号が印加され
るP−MOSトランジスタ17とN−MOSトランジス
タ18の共通に接続されたドレインは、出力配線インダ
クタンス16を介して、他端が接地された負荷容量3の
一端に接続されており、負荷容量3の一端は出力端子に
接続されている。また、P−MOSトランジスタ17の
ソースは、電源配線インダクタンス14を介して電源に
接続され、N−MOSトランジスタ18のソースは、グ
ランド配線インダクタンス15を介して、接地されてい
る。In FIG. 4, in consideration of the inductive load components (inductance components) of the output wiring, the power supply wiring and the ground, the output wiring inductance 16, the power supply wiring inductance 14 and the ground wiring inductance 15 are respectively considered.
It is shown as. The commonly connected drains of the P-MOS transistor 17 and the N-MOS transistor 18 to which a common input signal is applied to the gates are connected to one end of the load capacitance 3 whose other end is grounded through the output wiring inductance 16. It is connected, and one end of the load capacitance 3 is connected to the output terminal. The source of the P-MOS transistor 17 is connected to the power supply via the power supply wiring inductance 14, and the source of the N-MOS transistor 18 is grounded via the ground wiring inductance 15.
【0004】入力信号がロウレベルの場合、P−MOS
トランジスタ17がON状態、N−MOSトランジスタ
18がOFF状態となり、負荷容量3は電源によって充
電され、出力信号は、電源電圧であるVDDレベルとな
る。When the input signal is low level, P-MOS
The transistor 17 is turned on, the N-MOS transistor 18 is turned off, the load capacitance 3 is charged by the power supply, and the output signal becomes VDD level which is the power supply voltage.
【0005】入力信号がハイレベルの場合、P−MOS
トランジスタ17がOFF状態、N−MOSトランジス
タ18がON状態となり、負荷容量3はN−MOSトラ
ンジスタ18を介して放電し、出力信号は、接地点の電
圧であるGNDレベルとなる。When the input signal is at high level, the P-MOS
The transistor 17 is turned off, the N-MOS transistor 18 is turned on, the load capacitance 3 is discharged through the N-MOS transistor 18, and the output signal becomes the GND level which is the voltage at the ground point.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】従来のCMOSインバ
ートバッファによる出力回路装置では、入力信号のレベ
ルの反転に対応して出力信号のレベルを高速で反転させ
る為に、MOSトランジスタのチャネル幅を大きくして
ON抵抗を小さくし、負荷容量3の充電、放電に要する
時間を短くする必要があった。しかし、負荷容量3の充
電時には電源配線インダクタンス14,出力配線インダ
クタンス16及び負荷容量3によって、放電時にはグラ
ンド配線インダクタンス15,出力配線インダクタンス
16及び負荷容量3によって、それぞれ、LC共振回路
が形成される為、図5(a)に示す入力信号に応じて負
荷容量3が充電、放電して大きな過渡電流が流れると、
共振が生じ、図5(b)に示すように、出力信号はアン
ダーシュート17、及びオーバーシュート18を発生す
る。In the conventional output circuit device using the CMOS invert buffer, the channel width of the MOS transistor is increased in order to invert the level of the output signal at a high speed in response to the inversion of the level of the input signal. Therefore, it is necessary to reduce the ON resistance and shorten the time required for charging and discharging the load capacitance 3. However, an LC resonance circuit is formed by the power supply wiring inductance 14, the output wiring inductance 16 and the load capacitance 3 when the load capacitance 3 is charged, and by the ground wiring inductance 15, the output wiring inductance 16 and the load capacitance 3 when discharging. , When the load capacitance 3 is charged and discharged according to the input signal shown in FIG. 5A and a large transient current flows,
Resonance occurs, and the output signal produces an undershoot 17 and an overshoot 18, as shown in FIG.
【0007】従来、このアンダーシュート及びオーバー
シュートによって、出力回路が誤まった論理レベルを、
次段の回路へ出力してしまうという問題があり、特に、
例えば通信制御装置のように、大きな信号電流を用いる
回路においては、アンダーシュート及びオーバーシュー
トが増幅されて信号を乱し、装置の誤動作を招く恐れが
大きかった。また、アンダーシュート及びオーバーシュ
ートが発生すると、接地点及び電源の電圧もそれぞれ変
動してしまう為、同じ接地点及び電源に接続されている
他の回路の誤動作を招くという問題があった。Conventionally, due to the undershoot and overshoot, the logic level in which the output circuit is erroneous is
There is a problem that it outputs to the circuit of the next stage, especially,
For example, in a circuit using a large signal current, such as a communication control device, undershoot and overshoot are amplified and disturb the signal, which may cause a malfunction of the device. Further, when the undershoot and the overshoot occur, the voltages of the ground point and the power source also change, which causes a problem that other circuits connected to the same ground point and the power source malfunction.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力信
号の反転動作を行うインバートバッファと、インバート
バッファの出力端に接続された負荷容量と、共通のドレ
インがインバートバッファの出力端に接続されるPチャ
ネルMOSトランジスタとNチャネルMOSトランジス
タとを有し出力電圧に応じてそれらMOSトランジスタ
の一方を導通させることによって、負荷容量の充放電電
流を急激に変化しないように制御して出力のアンダーシ
ュート・オーバーシュートを制御するコントロール回路
とを有する出力回路装置を得る。According to the present invention, an invert buffer for inverting an input signal, a load capacitance connected to the output end of the invert buffer, and a common drain connected to the output end of the invert buffer. The P-channel MOS transistor and the N-channel MOS transistor are provided, and one of the MOS transistors is turned on in accordance with the output voltage to control the charging / discharging current of the load capacitance so as not to change abruptly. An output circuit device having a control circuit for controlling shoot / overshoot is obtained.
【0009】[0009]
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。The present invention will be described below with reference to the drawings.
【0010】図1は本発明の第1の実施例を示すインバ
ートバッファ出力回路装置の回路図である。ソースが電
圧VDDの電源に接続されたP−MOSトランジスタ4
と、ソースが接地されたN−MOSトランジスタ5と
の、共通ゲート及び共通のドレインが、それぞれインバ
ートバッファ1の入力端及び出力端となり、インバート
バッファ1の入力端に入力信号が印加され、インバート
バッファ1の出力端は、他端が接地された負荷容量3の
一端に接続され、負荷容量3の一端は出力端子に接続さ
れている。FIG. 1 is a circuit diagram of an invert buffer output circuit device showing a first embodiment of the present invention. P-MOS transistor 4 whose source is connected to the power supply of voltage VDD
And a common drain of the N-MOS transistor 5 whose source is grounded serve as an input terminal and an output terminal of the inversion buffer 1, respectively, and an input signal is applied to the input terminal of the inversion buffer 1. The output end of 1 is connected to one end of a load capacitance 3 whose other end is grounded, and one end of the load capacitance 3 is connected to an output terminal.
【0011】さらに、コントロール部2内のインバータ
8の入力端はインバートバッファ1の出力端に接続さ
れ、インバータ8の出力端は、第2の入力端に共通に入
力信号が印加される2入力NORゲート9及び2入力N
ANDゲート10の、それぞれの第1の入力端に接続さ
れている。2入力NORゲート9の出力端は、インバー
タ11を介して、ソースが電源に接続されたP−MOS
トランジスタ6のゲートに、2入力NANDゲート10
の出力端は、インバータ12を介して、ソースが接地さ
れたN−MOSトランジスタ7のゲートに、それぞれ接
続されている。そしてP−MOSトランジスタ6とN−
MOSトランジスタ7の共通のドレインが、コントロー
ル部2の出力端となり、この出力端は、インバートバッ
ファ1の出力端に接続されている。Further, the input end of the inverter 8 in the control unit 2 is connected to the output end of the invert buffer 1, and the output end of the inverter 8 is a 2-input NOR to which an input signal is commonly applied to the second input end. Gate 9 and 2 inputs N
The AND gates 10 are connected to their respective first input terminals. The output terminal of the 2-input NOR gate 9 is a P-MOS whose source is connected to a power source via an inverter 11.
A 2-input NAND gate 10 is connected to the gate of the transistor 6.
The output terminal of the is connected to the gate of the N-MOS transistor 7 whose source is grounded through the inverter 12. And P-MOS transistor 6 and N-
The common drain of the MOS transistors 7 serves as the output end of the control unit 2, and this output end is connected to the output end of the invert buffer 1.
【0012】次に動作について説明する。図2(a)に
示すように、入力信号が、接地点の電圧であるGNDレ
ベルから電源電圧であるVDDレベルへと変化した場
合、P−MOSトランジスタ4はON状態からOFF状
態へ、N−MOSトランジスタ5はOFF状態からON
状態へ変化し、負荷容量3にVDDレベルまで蓄積され
ていた電荷は、N−MOSトランジスタ5を介して接地
点へ流れ、出力信号の電圧は図2(b)に示すように、
VDDレベルから、ゆるやかに低下しはじめる。そして
出力信号の電圧が、コントロール部2のNORゲート9
及びNANDゲート10のそれぞれの閾値電圧Vtより
も小さくなると、P−MOSトランジスタ6はOFF状
態に、N−MOSトランジスタ7はON状態になり、負
荷容量3はN−MOSトランジスタ5及びN−MOSト
ランジスタ7によって、放電されることになり、図2
(b)に示すように、出力信号の電圧はGNDレベルへ
向けて、急激に低下する。Next, the operation will be described. As shown in FIG. 2A, when the input signal changes from the GND level, which is the voltage at the ground point, to the VDD level, which is the power supply voltage, the P-MOS transistor 4 changes from the ON state to the OFF state, N- The MOS transistor 5 is turned on from the off state
The charge that has changed to the state and accumulated in the load capacitance 3 up to the VDD level flows to the ground point via the N-MOS transistor 5, and the voltage of the output signal is as shown in FIG.
From the VDD level, it begins to fall gradually. The voltage of the output signal is the NOR gate 9 of the control unit 2.
When the threshold voltage Vt becomes smaller than the threshold voltage Vt of the NAND gate 10, the P-MOS transistor 6 becomes OFF, the N-MOS transistor 7 becomes ON, and the load capacitance 3 becomes the N-MOS transistor 5 and the N-MOS transistor. It will be discharged by 7 and FIG.
As shown in (b), the voltage of the output signal sharply decreases toward the GND level.
【0013】この場合、負荷容量3をN−MOSトラン
ジスタ5及び7によって放電するとき、負荷容量3の電
荷は、すでにN−MOSトランジスタ5によって閾値電
圧Vtレベルまで放電されているので、出力電圧が最終
的にGNDレベルに近づくときの過渡電流は少なくな
り、アンダーシュート現象を抑制することができる。In this case, when the load capacitance 3 is discharged by the N-MOS transistors 5 and 7, the charge of the load capacitance 3 is already discharged by the N-MOS transistor 5 to the threshold voltage Vt level, so that the output voltage is Eventually, the transient current when approaching the GND level decreases, and the undershoot phenomenon can be suppressed.
【0014】同様に、図2(a)に示すように入力信号
がVDDレベルからGNDレベルへと変化した場合、負
荷容量3は、まずP−MOSトランジスタ4を通して、
電源によって充電されはじめ、出力電圧が閾値電圧Vt
レベルを越えてから後は、P−MOSトランジスタ4及
びP−MOSトランジスタ6によって充電され、出力電
圧は図2(b)に示すように、急速にVDDレベルへ達
する。この場合も、負荷容量3をP−MOSトランジス
タ4及び6によって充電するとき、負荷容量3はすでに
P−MOSトランジスタ4によって閾値電圧Vtレベル
まで充電されているので、その後最終的にVDDレベル
に近づくときの過渡電流は少なくなり、オーバーシュー
ト現象を抑制することができる。Similarly, when the input signal changes from the VDD level to the GND level as shown in FIG. 2A, the load capacitance 3 first passes through the P-MOS transistor 4,
When the power supply starts to be charged, the output voltage becomes the threshold voltage Vt.
After the voltage exceeds the level, it is charged by the P-MOS transistor 4 and the P-MOS transistor 6, and the output voltage rapidly reaches the VDD level as shown in FIG. 2 (b). Also in this case, when the load capacitance 3 is charged by the P-MOS transistors 4 and 6, since the load capacitance 3 has already been charged by the P-MOS transistor 4 to the threshold voltage Vt level, it finally approaches the VDD level. At this time, the transient current is reduced and the overshoot phenomenon can be suppressed.
【0015】図3は本発明の第2の実施例を示すインバ
ートバッファ出力回路装置の回路図である。ソースが電
圧VDDの電源に接続され、ゲートに第1の入力信号が
印加されたP−MOSトランジスタ4と、ソースが接地
され、ゲートに第2の入力信号が印加されたN−MOS
トランジスタ5との、共通のドレインが、3ステートイ
ンバートバッファ13の出力端となり、この出力端は、
他端が接地された負荷容量3の一端に接続され、負荷容
量3の一端は出力端子に接続されている。FIG. 3 is a circuit diagram of an invert buffer output circuit device showing a second embodiment of the present invention. The source is connected to the power supply of the voltage VDD, the P-MOS transistor 4 to which the first input signal is applied to the gate, and the N-MOS to which the source is grounded and the second input signal is applied to the gate
The drain common to the transistor 5 becomes the output end of the 3-state inversion buffer 13, and this output end is
The other end is connected to one end of the load capacitance 3 which is grounded, and one end of the load capacitance 3 is connected to the output terminal.
【0016】さらに、コントロール部2内のインバータ
8の入力端はインバートバッファ1の出力端に接続さ
れ、インバータ8の出力端は、第2の入力端に第1の入
力信号が印加される2入力NORゲート9の第1の入力
端及び第2の入力端に第2の入力信号が印加される2入
力NANDゲート10の第1の入力端に接続されてい
る。2入力NORゲート9の出力端は、インバータ11
を介して、ソースが電源に接続されたP−MOSトラン
ジスタ6のゲートに、2入力NANDゲート10の出力
端は、インバータ12を介して、ソースが接地されたN
−MOSトランジスタ7のゲートに、それぞれ接続され
ている。そしてP−MOSトランジスタ6とN−MOS
トランジスタ7の共通のドレインが、コントロール部2
の出力端となり、この出力端は、3ステートインバート
バッファ13の出力端に接続されている。Further, the input end of the inverter 8 in the control unit 2 is connected to the output end of the invert buffer 1, and the output end of the inverter 8 has a second input end to which the first input signal is applied. It is connected to the first input terminal of a 2-input NAND gate 10 to which the second input signal is applied to the first input terminal and the second input terminal of the NOR gate 9. The output terminal of the 2-input NOR gate 9 is connected to the inverter 11
The gate of the P-MOS transistor 6 whose source is connected to the power source via the output terminal of the 2-input NAND gate 10 is connected via the inverter 12 to the source N grounded.
-The gates of the MOS transistors 7 are respectively connected. And P-MOS transistor 6 and N-MOS
The common drain of the transistor 7 is the control unit 2
, Which is connected to the output end of the 3-state inversion buffer 13.
【0017】本実施例における3ステートインバートバ
ッファ13は、入力端子を2個持ち、出力として、VD
Dレベル、GNDレベルの他に、ハイインピーダンス状
態をとることができるインバートバッファである。The 3-state invert buffer 13 in this embodiment has two input terminals and outputs VD as an output.
It is an invert buffer that can take a high impedance state in addition to the D level and the GND level.
【0018】第1の入力信号及び第2の入力信号が同じ
であるときは、構成からわかるように、第1の実施例と
同一の動作により、入力信号の反転に対応して出力信号
が反転する際のアンダーシュート、オーバーシュートを
抑制することができる。When the first input signal and the second input signal are the same, as can be seen from the configuration, the output signal is inverted corresponding to the inversion of the input signal by the same operation as in the first embodiment. It is possible to suppress undershoot and overshoot when performing.
【0019】第1の入力信号がVDDレベル、第2の入
力信号がGNDレベルになると、3ステートインバート
バッファ13は、P−MOSトランジスタ4及びN−M
OSトランジスタ5が供にOFF状態となり、ハイイン
ピーダンス状態となる。このとき、コントロール部2に
おいては、出力信号の電圧にかかわらず、P−MOSト
ランジスタ6及びN−MOSトランジスタ7が供にOF
F状態となり、ハイインピーダンス状態となるので、出
力信号の電圧は変化せず、かつ出力端子のハイインピー
ダンス状態も保たれる。When the first input signal is at VDD level and the second input signal is at GND level, the 3-state inversion buffer 13 operates in the P-MOS transistor 4 and NM.
The OS transistor 5 is turned off together with the high impedance state. At this time, in the control unit 2, regardless of the voltage of the output signal, the P-MOS transistor 6 and the N-MOS transistor 7 are provided together.
Since the F state and the high impedance state are set, the voltage of the output signal does not change and the high impedance state of the output terminal is maintained.
【0020】即ち、本発明は3ステートインバートバッ
ファによる出力回路装置に適用した場合も、出力信号が
変化するときには出力電圧のアンダーシュート及びオー
バーシュートを抑制する効果があり、かつハイインピー
ダンス状態の出力となるときには何ら出力に影響を与え
ない。That is, even when the present invention is applied to an output circuit device using a three-state inversion buffer, it has an effect of suppressing undershoot and overshoot of the output voltage when the output signal changes, and outputs in a high impedance state. When it becomes, it has no effect on the output.
【0021】[0021]
【発明の効果】以上説明したように本発明は出力回路装
置において出力レベルに応じて負荷容量に対する充放電
の駆動能力の制御を行なうことにより、負荷容量が充放
電する際の過渡電流の大きさを低減したので、出力電圧
のアンダーシュート及びオーバーシュートの発生を抑え
ることができ、出力論理の誤伝達を防ぎ、集積回路全体
の電源、グランドレベルの安定性を増すことができると
いう効果を有する。As described above, according to the present invention, in the output circuit device, the drive capacity for charging / discharging with respect to the load capacity is controlled according to the output level, so that the magnitude of the transient current when the load capacity is charged / discharged. As a result, it is possible to suppress the occurrence of undershoot and overshoot of the output voltage, prevent erroneous transfer of output logic, and increase the stability of the power supply and ground level of the entire integrated circuit.
【図1】本発明の第1の実施例である出力回路装置の回
路図。FIG. 1 is a circuit diagram of an output circuit device that is a first embodiment of the present invention.
【図2】(a)は第1の実施例における入力信号電圧、
(b)は対応する出力信号電圧。FIG. 2 (a) is an input signal voltage in the first embodiment,
(B) is the corresponding output signal voltage.
【図3】本発明の第2の実施例である出力回路装置の回
路図。FIG. 3 is a circuit diagram of an output circuit device that is a second embodiment of the present invention.
【図4】従来の出力回路装置の回路図。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional output circuit device.
【図5】(a)は従来の出力回路装置に対する入力信号
電圧、(b)は対応する出力信号電圧。5A is an input signal voltage for a conventional output circuit device, and FIG. 5B is a corresponding output signal voltage.
1 インバートバッファ 2 コントロール部 3 負荷容量 4,6,17 P−MOSトランジスタ 5,7,18 N−MOSトランジスタ 8,11,12 インバータ 9 NORゲート 10 NANDゲート 13 3ステートインバートバッファ 14 電源配線インダクタンス 15 グランド配線インダクタンス 16 出力配線インダクタンス 1 Invert Buffer 2 Control Section 3 Load Capacitance 4, 6, 17 P-MOS Transistor 5, 7, 18 N-MOS Transistor 8, 11, 12 Inverter 9 NOR Gate 10 NAND Gate 13 3 State Invert Buffer 14 Power Supply Wiring Inductance 15 Ground Wiring inductance 16 Output wiring inductance
Claims (2)
ッファと、前記インバートバッファの出力端に接続され
た負荷容量と、前記インバートバッファの出力端に接続
され、前記負荷容量の充放電電流を出力電圧に応じて制
御するコントロール回路とを有する出力回路装置。1. An inversion buffer that performs an inverting operation of an input signal, a load capacitance connected to an output end of the inversion buffer, and an output end of the inversion buffer, and a charge / discharge current of the load capacitance is output to an output voltage. And an output circuit device having a control circuit for controlling according to.
を持つPチャネルMOSトランジスタとNチャネルMO
Sトランジスタとを有し、前記共通のドレインが前記イ
ンバートバッファの出力端と接続され、前記出力電圧に
応じて前記PチャンネルMOSトランジスタ又は前記N
チャンネルMOSトランジスタを導通せしめ、もって前
記出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュート
の発生を抑制したことを特徴とする請求項1記載の出力
回路装置。2. The control circuit includes a P-channel MOS transistor having a common drain and an N-channel MO transistor.
S-transistor, the common drain is connected to the output end of the inversion buffer, and the P-channel MOS transistor or the N-channel MOS transistor is connected in accordance with the output voltage.
2. The output circuit device according to claim 1, wherein the channel MOS transistor is made conductive to suppress the occurrence of overshoot and undershoot of the output voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4071016A JPH05276003A (en) | 1992-03-27 | 1992-03-27 | Output circuit device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4071016A JPH05276003A (en) | 1992-03-27 | 1992-03-27 | Output circuit device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05276003A true JPH05276003A (en) | 1993-10-22 |
Family
ID=13448300
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4071016A Withdrawn JPH05276003A (en) | 1992-03-27 | 1992-03-27 | Output circuit device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05276003A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07326195A (en) * | 1994-02-21 | 1995-12-12 | Sgs Thomson Microelettronica Spa | Regulating circuit and discharge control method thereof |
JPH08195096A (en) * | 1994-08-26 | 1996-07-30 | Sgs Thomson Microelectron Ltd | Method for supply of voltage to memory array and to control line at inside of memory array and threshold circuit |
JP2013042222A (en) * | 2011-08-11 | 2013-02-28 | Fujitsu Semiconductor Ltd | Semiconductor device |
-
1992
- 1992-03-27 JP JP4071016A patent/JPH05276003A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07326195A (en) * | 1994-02-21 | 1995-12-12 | Sgs Thomson Microelettronica Spa | Regulating circuit and discharge control method thereof |
JPH08195096A (en) * | 1994-08-26 | 1996-07-30 | Sgs Thomson Microelectron Ltd | Method for supply of voltage to memory array and to control line at inside of memory array and threshold circuit |
JP2013042222A (en) * | 2011-08-11 | 2013-02-28 | Fujitsu Semiconductor Ltd | Semiconductor device |
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