JPH05261086A - 核磁気共鳴イメージング装置 - Google Patents
核磁気共鳴イメージング装置Info
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- JPH05261086A JPH05261086A JP4092218A JP9221892A JPH05261086A JP H05261086 A JPH05261086 A JP H05261086A JP 4092218 A JP4092218 A JP 4092218A JP 9221892 A JP9221892 A JP 9221892A JP H05261086 A JPH05261086 A JP H05261086A
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- magnetic resonance
- nuclear magnetic
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 画像再構成のために前処理として実行される
ＮＭＲ信号のディジタルフィルタ処理において、一般的
に使用されるＦＩＲ方式のディジタルフィルタでは直線
位相特性を実現できるが、処理時間が増大する処理時間
を増加させず、位相特性を乱さないディジタルフィルタ
を提供する。 【構成】 ＦＩＲ方式に比べフィルタの次数が小さく、
演算処理時間の増加を防げるＩＩＲ方式によるディジタ
ルフィルタを使用する。ただし、位相回転を無くすため
に同一係数でのフィルタ処理を２回実施し、２回目のデ
ータ入力は時系列の順序を１回目と逆にする処理を行
う。 【効果】 本発明によれば、ＦＩＲ方式に比較して低い
次数で急峻な特性が得られるＩＩＲ方式のディジタルフ
ィルタを使用することにより演算時間が短縮され、次々
と収集されるデータの処理が可能となる。又２段構成の
フィルタ処理とし、１回目と２回目でデータの入力順序
を時系列に対して逆にすることにより、単一ＩＩＲ方式
における位相回転の非直線性という問題も解決される。
ＮＭＲ信号のディジタルフィルタ処理において、一般的
に使用されるＦＩＲ方式のディジタルフィルタでは直線
位相特性を実現できるが、処理時間が増大する処理時間
を増加させず、位相特性を乱さないディジタルフィルタ
を提供する。 【構成】 ＦＩＲ方式に比べフィルタの次数が小さく、
演算処理時間の増加を防げるＩＩＲ方式によるディジタ
ルフィルタを使用する。ただし、位相回転を無くすため
に同一係数でのフィルタ処理を２回実施し、２回目のデ
ータ入力は時系列の順序を１回目と逆にする処理を行
う。 【効果】 本発明によれば、ＦＩＲ方式に比較して低い
次数で急峻な特性が得られるＩＩＲ方式のディジタルフ
ィルタを使用することにより演算時間が短縮され、次々
と収集されるデータの処理が可能となる。又２段構成の
フィルタ処理とし、１回目と２回目でデータの入力順序
を時系列に対して逆にすることにより、単一ＩＩＲ方式
における位相回転の非直線性という問題も解決される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、核磁気共鳴イメージン
グ装置（ＭＲＩ装置）、特に、ＡＤ変換部ディジタル信
号処理系のフィルタの構成に関する。
グ装置（ＭＲＩ装置）、特に、ＡＤ変換部ディジタル信
号処理系のフィルタの構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＭＲＩ装置では被検体の特定原子核に共
鳴する高周波パルスを照射して励起し、共鳴した原子核
より放出される高周波信号（これをＮＭＲ信号という）
を検出して、これをもとに画像の再構成を行う。上記Ｎ
ＭＲ信号を検出するアナログ式の高周波受信系５６Ａ
は、図４に示したように高周波受信コイル６１ｂでＮＭ
Ｒ信号を検出し、このＮＭＲ信号を増幅器６４、周波数
変換器２０及び２系統の直交位相検波器６５、オーディ
オ増幅器２１、アナログローパスフィルタ２２（アナロ
グ低減通過フィルタ）を介してＡＤ変換器６６に入力し
てディジタル量に変換し、信号処理系５７に送り、画像
の再構成を行う。ここでアナログローパスフィルタ２２
はＡＤ変換器６６でアナログ信号をディジタル信号にす
るときに発生する折り返しを防ぐためにナイキスト周波
数以上の帯域を制限する役目をしている。
鳴する高周波パルスを照射して励起し、共鳴した原子核
より放出される高周波信号（これをＮＭＲ信号という）
を検出して、これをもとに画像の再構成を行う。上記Ｎ
ＭＲ信号を検出するアナログ式の高周波受信系５６Ａ
は、図４に示したように高周波受信コイル６１ｂでＮＭ
Ｒ信号を検出し、このＮＭＲ信号を増幅器６４、周波数
変換器２０及び２系統の直交位相検波器６５、オーディ
オ増幅器２１、アナログローパスフィルタ２２（アナロ
グ低減通過フィルタ）を介してＡＤ変換器６６に入力し
てディジタル量に変換し、信号処理系５７に送り、画像
の再構成を行う。ここでアナログローパスフィルタ２２
はＡＤ変換器６６でアナログ信号をディジタル信号にす
るときに発生する折り返しを防ぐためにナイキスト周波
数以上の帯域を制限する役目をしている。
【０００３】この方法ではオーディオ（ＡＦ）帯域（Ｄ
Ｃ±Δｆ）の信号にオーディオ増幅器２１、アナログロ
ーパスフィルタ２２などに含まれるＤＣオフセット、電
源ハム（及びその高周波）が混入し、画像上では周波数
方向の中心付近にノイズとなって現れる。また、直交位
相検波器６５で使用するローカル周波数（０゜、９０
゜）の位相誤差やＡＦ系の振幅誤差があると画像の中心
を点対称の中心とした偽像が現れるという問題がある。
Ｃ±Δｆ）の信号にオーディオ増幅器２１、アナログロ
ーパスフィルタ２２などに含まれるＤＣオフセット、電
源ハム（及びその高周波）が混入し、画像上では周波数
方向の中心付近にノイズとなって現れる。また、直交位
相検波器６５で使用するローカル周波数（０゜、９０
゜）の位相誤差やＡＦ系の振幅誤差があると画像の中心
を点対称の中心とした偽像が現れるという問題がある。
【０００４】この問題を解決する方法として図５に示し
たように上記直交位相検波やフィルタ処理をディジタル
領域で行うディジタル方式の高周波受信系５６Ｂがあ
る。これは高周波受信コイル６１ｂで検出したＮＭＲ信
号を、周波数変換器２０で中間周波数（ｆIF±Δｆ）に
変換し、アナログローパスフィルタ２２を介してＡＤ変
換器６６に入力してディジタル量に変換し、以降はＡＤ
変換部信号処理系を構成する、ディジタル式のバンドパ
スフィルタ（帯域通過フィルタ、以下、ＢＰＦと記
す。）２３、ディジタル直交位相検波器２４、ローパス
フィルタ（以下、ＬＰＦと記す。）２５で所期のディジ
タル処理を行う。この処理を行ったディジタルデータは
信号処理系５７にに送られ、画像の再構成を行う。
たように上記直交位相検波やフィルタ処理をディジタル
領域で行うディジタル方式の高周波受信系５６Ｂがあ
る。これは高周波受信コイル６１ｂで検出したＮＭＲ信
号を、周波数変換器２０で中間周波数（ｆIF±Δｆ）に
変換し、アナログローパスフィルタ２２を介してＡＤ変
換器６６に入力してディジタル量に変換し、以降はＡＤ
変換部信号処理系を構成する、ディジタル式のバンドパ
スフィルタ（帯域通過フィルタ、以下、ＢＰＦと記
す。）２３、ディジタル直交位相検波器２４、ローパス
フィルタ（以下、ＬＰＦと記す。）２５で所期のディジ
タル処理を行う。この処理を行ったディジタルデータは
信号処理系５７にに送られ、画像の再構成を行う。
【０００５】ここで、ＢＰＦ２３は図６（ａ）に示した
周波数特性（概略）をもち、ディジタル信号に含まれる
ＤＣオフセット、電源ハム（及びその高周波）を除去す
る働きをする。ディジタル直交位相検波器２４はそれぞ
れが直交するように周波数がｆIFの正弦波（ｓｉｎ）、
余弦波（ｃｏｓ）のデータと乗算を行う。この乗算はデ
ィジタル的に行われるため、位相誤差や振幅誤差は極微
となり、前述した問題は解消される。この処理によって
ディジタル信号は図６（ｂ）に示したように中心周波数
がＤＣと２ｆIFの２つの帯域に分かれるのでＬＰＦ２５
によって周波数２ｆIFの信号を除去し、さらに所望の帯
域に制限を行う。
周波数特性（概略）をもち、ディジタル信号に含まれる
ＤＣオフセット、電源ハム（及びその高周波）を除去す
る働きをする。ディジタル直交位相検波器２４はそれぞ
れが直交するように周波数がｆIFの正弦波（ｓｉｎ）、
余弦波（ｃｏｓ）のデータと乗算を行う。この乗算はデ
ィジタル的に行われるため、位相誤差や振幅誤差は極微
となり、前述した問題は解消される。この処理によって
ディジタル信号は図６（ｂ）に示したように中心周波数
がＤＣと２ｆIFの２つの帯域に分かれるのでＬＰＦ２５
によって周波数２ｆIFの信号を除去し、さらに所望の帯
域に制限を行う。
【０００６】ＭＲＩ装置において、受信したＮＭＲ信号
には周波数だけでなく位相にも画像の位置情報が付加さ
れているため、これらのＢＰＦ２３、ＬＰＦ２５のディ
ジタルフィルタの処理によって位相情報が乱れた場合に
は、本来の画像を再構成することができなくなるという
問題が生じる。従って、これらのディジタルフィルタは
通常、位相特性が周波数に対して直線とすることができ
る図７（ａ）に示したようなＦＩＲ（Finite Impulse R
esponseの略。有限長インパルス応答方式。非再帰型と
もいう）方式が使用される。図７（ａ）でｚ-1は遅延子
２６と呼ばれ、サンプルデータを１つだけ遅らせる働き
をする。この回路では遅延子２６で遅れたデータとフィ
ルタ係数ｈ（ｋ）が乗算器２７で掛け合わされ、加算器
２８で加算され出力データとなる。この回路を表す式は
には周波数だけでなく位相にも画像の位置情報が付加さ
れているため、これらのＢＰＦ２３、ＬＰＦ２５のディ
ジタルフィルタの処理によって位相情報が乱れた場合に
は、本来の画像を再構成することができなくなるという
問題が生じる。従って、これらのディジタルフィルタは
通常、位相特性が周波数に対して直線とすることができ
る図７（ａ）に示したようなＦＩＲ（Finite Impulse R
esponseの略。有限長インパルス応答方式。非再帰型と
もいう）方式が使用される。図７（ａ）でｚ-1は遅延子
２６と呼ばれ、サンプルデータを１つだけ遅らせる働き
をする。この回路では遅延子２６で遅れたデータとフィ
ルタ係数ｈ（ｋ）が乗算器２７で掛け合わされ、加算器
２８で加算され出力データとなる。この回路を表す式は
【数１】 であり、ｈ（ｋ）はフィルタ係数、Ｎは次数でこれらが
ディジタルフィルタの特性を決定する。この回路の周波
数特性を表す伝達関数Ｇ（ｊω）は
ディジタルフィルタの特性を決定する。この回路の周波
数特性を表す伝達関数Ｇ（ｊω）は
【数２】 である。ここで直線位相特性となる条件の１つの例は
【数３】 であり、これは図６（ｂ）に示したように（（Ｎ＋１）
／２）を中心に対称な波形である（Ｎ：偶数の時）。こ
の時の位相特性∠Ｇ（ｊω）は
／２）を中心に対称な波形である（Ｎ：偶数の時）。こ
の時の位相特性∠Ｇ（ｊω）は
【数４】 となり、周波数に対して直線となる。この直線となるこ
とについては、「ディジタルフィルタの設計」（武部
幹著。東海大学出版会。１９８６年版。５４頁〜５９
頁）に詳しい。
とについては、「ディジタルフィルタの設計」（武部
幹著。東海大学出版会。１９８６年版。５４頁〜５９
頁）に詳しい。
【０００７】従って、ＦＩＲ方式によってディジタルフ
ィルタ処理を行うことにより、信号の位相情報を乱すこ
となく不要なノイズを減少させ、良好な画像を得ること
ができる。
ィルタ処理を行うことにより、信号の位相情報を乱すこ
となく不要なノイズを減少させ、良好な画像を得ること
ができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このＦＩＲ方式による
ディジタルフィルタでは、前述したように完全直線位相
（群遅延平坦）特性を実現できるほか、非再帰型構成の
ため、常に安定性が保証される等の長所がある。しかし
ながら、急峻な遮断特性を得るには、フィルタの次数を
かなり高くする必要があり演算量が増え、処理速度が低
下する、あるいは高速処理のために高価なハードウェア
が必要となる、という問題がある。
ディジタルフィルタでは、前述したように完全直線位相
（群遅延平坦）特性を実現できるほか、非再帰型構成の
ため、常に安定性が保証される等の長所がある。しかし
ながら、急峻な遮断特性を得るには、フィルタの次数を
かなり高くする必要があり演算量が増え、処理速度が低
下する、あるいは高速処理のために高価なハードウェア
が必要となる、という問題がある。
【０００９】ＭＲイメージングでは一定の時間間隔でＮ
ＭＲ信号を次々に収集するため、演算量が増えて処理速
度が低下した場合には、次のＮＭＲ信号収集の始まりま
でに、処理が終わらなくなってしまうという問題が発生
する。
ＭＲ信号を次々に収集するため、演算量が増えて処理速
度が低下した場合には、次のＮＭＲ信号収集の始まりま
でに、処理が終わらなくなってしまうという問題が発生
する。
【００１０】ディジタルフィルタの構成方法は前述した
ＦＩＲ方式の他に図８に示したようなＩＩＲ（Infinite
impulse Responseの略。無限長インパルス応答方式。
再帰型とも呼ばれる）方式がある。この回路を表す式は
ＦＩＲ方式の他に図８に示したようなＩＩＲ（Infinite
impulse Responseの略。無限長インパルス応答方式。
再帰型とも呼ばれる）方式がある。この回路を表す式は
【数５】 であり、ａ（ｋ）、ｂ（ｋ）はフィルタの係数、Ｍは次
数で、ＩＩＲ方式ではこれらがフィルタの特性を決定す
る。この回路の周波数特性を表す伝達関数Ｈ（ｊω）は
数で、ＩＩＲ方式ではこれらがフィルタの特性を決定す
る。この回路の周波数特性を表す伝達関数Ｈ（ｊω）は
【数６】 である。このＩＩＲ方式では、同じ振幅周波数特性を得
るのにＦＩＲ方式と比較して、少ない次数で実現できる
という特徴があり、ＦＩＲ方式の場合に発生する演算量
が増えて処理速度が低下するという問題点を解消するこ
とができる。しかしながら、このＩＩＲ方式は図８から
わかるように過去の出力が演算に影響する再帰型構成の
ためＦＩＲ方式で可能であった完全直線位相（群遅延平
坦）特性を得ることは不可能である。前述したようにＭ
Ｒイメージングにおいては位相が重要な情報であるた
め、このままではＩＩＲ方式を採用することはできな
い。
るのにＦＩＲ方式と比較して、少ない次数で実現できる
という特徴があり、ＦＩＲ方式の場合に発生する演算量
が増えて処理速度が低下するという問題点を解消するこ
とができる。しかしながら、このＩＩＲ方式は図８から
わかるように過去の出力が演算に影響する再帰型構成の
ためＦＩＲ方式で可能であった完全直線位相（群遅延平
坦）特性を得ることは不可能である。前述したようにＭ
Ｒイメージングにおいては位相が重要な情報であるた
め、このままではＩＩＲ方式を採用することはできな
い。
【００１１】本発明の目的は、ＦＩＲ方式ではなく、Ｉ
ＩＲ方式を採用して、ＦＩＲ方式の欠点を解消し、併せ
てＩＩＲ方式での位相回転の非直線性の欠点も解消して
なる核磁気共鳴イメージング装置を提供するものであ
る。
ＩＲ方式を採用して、ＦＩＲ方式の欠点を解消し、併せ
てＩＩＲ方式での位相回転の非直線性の欠点も解消して
なる核磁気共鳴イメージング装置を提供するものであ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、被検体に均一
な静磁場を与える手段と、傾斜磁場を与える手段と、前
記被検体の組織を構成する原子の原子核に核磁気共鳴を
起こさせるために高周波磁場を与える高周波パルス送信
手段と、前記核磁気共鳴による信号を検出する核磁気共
鳴信号検出手段と、該共鳴信号を用いて画像再構成演算
を行う演算手段と、より成る核磁気共鳴イメージング装
置において、前記核磁気共鳴信号検出手段におけるＡＤ
変換部ディジタル信号処理系のディジタルフィルタを、
信号の位相回転が発生しないように、再帰型フィルタを
組合せたディジタルフィルタ手段で構成した（請求項
１）。
な静磁場を与える手段と、傾斜磁場を与える手段と、前
記被検体の組織を構成する原子の原子核に核磁気共鳴を
起こさせるために高周波磁場を与える高周波パルス送信
手段と、前記核磁気共鳴による信号を検出する核磁気共
鳴信号検出手段と、該共鳴信号を用いて画像再構成演算
を行う演算手段と、より成る核磁気共鳴イメージング装
置において、前記核磁気共鳴信号検出手段におけるＡＤ
変換部ディジタル信号処理系のディジタルフィルタを、
信号の位相回転が発生しないように、再帰型フィルタを
組合せたディジタルフィルタ手段で構成した（請求項
１）。
【００１３】更に本発明では、前記ディジタルフィルタ
手段は、フィルタ処理対象となるデータを入力する第１
の再帰型フィルタと、第１の再帰型フィルタからの出力
データを第１の再帰型フィルタへの入力の時の時系列の
順序と逆にして入力する第２の再帰型フィルタと、より
成る（請求項２）。
手段は、フィルタ処理対象となるデータを入力する第１
の再帰型フィルタと、第１の再帰型フィルタからの出力
データを第１の再帰型フィルタへの入力の時の時系列の
順序と逆にして入力する第２の再帰型フィルタと、より
成る（請求項２）。
【００１４】更に本発明は、前記ディジタルフィルタ手
段は、フィルタ処理対象となるデータを時系列の早い順
序で入力する第１の再帰型フィルタと、上記フィルタ処
理対象となるデータを時系列の遅い順序で入力する第２
の再帰型フィルタと、上記第１、第２の再帰型フィルタ
の出力に関して、データの時系列の順序を合わせて加算
する加算器と、より成る（請求項３）。
段は、フィルタ処理対象となるデータを時系列の早い順
序で入力する第１の再帰型フィルタと、上記フィルタ処
理対象となるデータを時系列の遅い順序で入力する第２
の再帰型フィルタと、上記第１、第２の再帰型フィルタ
の出力に関して、データの時系列の順序を合わせて加算
する加算器と、より成る（請求項３）。
【００１５】
【作用】本発明によれば、ＦＩＲ方式に比較して低い次
数で急峻な特性が得られるＩＩＲ方式のディジタルフィ
ルタを使用する（請求項１〜３）。これによって演算時
間が短縮され、次々と収集されるデータの処理が可能と
なり、ＦＩＲ方式で問題となった演算時間の増大による
処理速度の低下という問題を解決できる。また２段構成
の（第１、第２の再帰型フィルタ）のＩＩＲ方式とし、
１回目と２回目でデータの入力順序を時系列に対して逆
にする（請求項２〜３）。これによって、単一にＩＩＲ
方式における位相回転の非直線性という問題も解決され
る。
数で急峻な特性が得られるＩＩＲ方式のディジタルフィ
ルタを使用する（請求項１〜３）。これによって演算時
間が短縮され、次々と収集されるデータの処理が可能と
なり、ＦＩＲ方式で問題となった演算時間の増大による
処理速度の低下という問題を解決できる。また２段構成
の（第１、第２の再帰型フィルタ）のＩＩＲ方式とし、
１回目と２回目でデータの入力順序を時系列に対して逆
にする（請求項２〜３）。これによって、単一にＩＩＲ
方式における位相回転の非直線性という問題も解決され
る。
【００１６】
【実施例】先ず、本発明の基本的な考え方を述べる。Ｉ
ＩＲ方式ではそのまま採用したのでは、位相に関して完
全直線位相特性を得ることは不可能である。そこで（数
５）で表されたＩＩＲ方式によって処理されたデータの
位相特性に注目し、このフィルタ処理（処理１とする）
を施した時の位相特性∠Ｈ（ｊω）を
ＩＲ方式ではそのまま採用したのでは、位相に関して完
全直線位相特性を得ることは不可能である。そこで（数
５）で表されたＩＩＲ方式によって処理されたデータの
位相特性に注目し、このフィルタ処理（処理１とする）
を施した時の位相特性∠Ｈ（ｊω）を
【数７】 と定義する。このφ1（ω）は前述した理由から（数
４）のように周波数に対しての１次曲線ではない。この
処理１を行ったデータに別のある処理２（伝達関数：
Ｈ′（ｊω））を加えるとする。この処理の位相特性∠
Ｈ′（ｊω）が
４）のように周波数に対しての１次曲線ではない。この
処理１を行ったデータに別のある処理２（伝達関数：
Ｈ′（ｊω））を加えるとする。この処理の位相特性∠
Ｈ′（ｊω）が
【数８】 で表され、ここで
【数９】 が成り立つとすると、処理１と処理２による位相特性の
和∠ＨＨ′（ｊω）は
和∠ＨＨ′（ｊω）は
【数１０】 となり、位相の回転をなくすことが可能となる。
【００１７】従って、ＩＩＲ方式によるフィルタ処理の
後に、位相の周波数特性が絶対値が同じ値で且つ符号が
反転しているような処理を施すこととした。この条件を
満たすＨ′（ｊω）は実際にはＨ（ｊω）である。但
し、データの入力の方法を処理１と処理２で次のように
変える。即ち、処理１では入力するデータの順序を時刻
系の順とするのに対し、処理２では時系列の順序を逆に
して入力する。これによってＨ′（ｊω）の振幅特性｜
Ｈ′（ｊω）｜と位相特性∠Ｈ′（ｊω）は
後に、位相の周波数特性が絶対値が同じ値で且つ符号が
反転しているような処理を施すこととした。この条件を
満たすＨ′（ｊω）は実際にはＨ（ｊω）である。但
し、データの入力の方法を処理１と処理２で次のように
変える。即ち、処理１では入力するデータの順序を時刻
系の順とするのに対し、処理２では時系列の順序を逆に
して入力する。これによってＨ′（ｊω）の振幅特性｜
Ｈ′（ｊω）｜と位相特性∠Ｈ′（ｊω）は
【数１１】
【数１２】 となり、全体の振幅特性は１回のときの２倍、位相回転
は０になる。
は０になる。
【００１８】従って、上記の問題を解決する手段とし
て、演算量の増加を抑えて、処理速度低下を防ぐために
ＩＩＲ方式でフィルタ処理を行い、且つ、これを２回実
施する。また、２回目のデータ入力は時系列の順序を１
回目と逆にすることとした。
て、演算量の増加を抑えて、処理速度低下を防ぐために
ＩＩＲ方式でフィルタ処理を行い、且つ、これを２回実
施する。また、２回目のデータ入力は時系列の順序を１
回目と逆にすることとした。
【００１９】以下、本発明の実施例を添付図面に基づい
て詳細に説明する。図９は本発明に係る核磁気共鳴イメ
ージング装置の全体構成図を示すブロック図である。こ
の核磁気共鳴イメージング装置は、核磁気共鳴（ＮＭ
Ｒ）現象を利用して被検体５０の断層画像を得るもの
で、静磁場発生磁石５１と、中央処理装置（以下、ＣＰ
Ｕという）５２と、シーケンサ５３と送信系５４と、勾
配磁場発生系５５と、受信系５６と、信号処理系５７と
からなる。上記静磁場発生磁石５１は、被検体５０の周
りにその体軸と直交する方向に強く均一な静磁場を発生
させるもので、上記被検体５０の周りのある広がりをも
った空間に永久磁石方式又は常伝導方式あるいは超伝導
方式の磁場発生手段が配置されている。上記シーケンサ
５３は、ＣＰＵ５２の制御で動作し、被検体５０の断層
画像のデータ収集に必要な種々の命令を送信系５４及び
勾配磁場発生系５５並びに受信系５６に送るものであ
る。上記送信系５４は、高周波発信器５８と変調器５９
と高周波増幅器６０と送信側の高周波コイル６１ａとか
らなり、上記高周波発信器５８から出力された高周波信
号をシーケンサ５３の命令で出力された振幅の値で変調
器５９により振幅変調し、この振幅変調された高周波パ
ルスを高周波増幅器６０で増幅した後に被検体５０に近
接して配置された高周波送信コイル６１ａに供給するこ
とにより、電磁波が上記被検体５０に照射されるように
なっている。
て詳細に説明する。図９は本発明に係る核磁気共鳴イメ
ージング装置の全体構成図を示すブロック図である。こ
の核磁気共鳴イメージング装置は、核磁気共鳴（ＮＭ
Ｒ）現象を利用して被検体５０の断層画像を得るもの
で、静磁場発生磁石５１と、中央処理装置（以下、ＣＰ
Ｕという）５２と、シーケンサ５３と送信系５４と、勾
配磁場発生系５５と、受信系５６と、信号処理系５７と
からなる。上記静磁場発生磁石５１は、被検体５０の周
りにその体軸と直交する方向に強く均一な静磁場を発生
させるもので、上記被検体５０の周りのある広がりをも
った空間に永久磁石方式又は常伝導方式あるいは超伝導
方式の磁場発生手段が配置されている。上記シーケンサ
５３は、ＣＰＵ５２の制御で動作し、被検体５０の断層
画像のデータ収集に必要な種々の命令を送信系５４及び
勾配磁場発生系５５並びに受信系５６に送るものであ
る。上記送信系５４は、高周波発信器５８と変調器５９
と高周波増幅器６０と送信側の高周波コイル６１ａとか
らなり、上記高周波発信器５８から出力された高周波信
号をシーケンサ５３の命令で出力された振幅の値で変調
器５９により振幅変調し、この振幅変調された高周波パ
ルスを高周波増幅器６０で増幅した後に被検体５０に近
接して配置された高周波送信コイル６１ａに供給するこ
とにより、電磁波が上記被検体５０に照射されるように
なっている。
【００２０】上記勾配磁場発生系５５は、Ｘ、Ｙ、Ｚの
３軸方向に巻かれた傾斜磁場コイル６２とそれぞれのコ
イルを駆動する傾斜磁場電源６３とからなり、上記シー
ケンサ５３からの命令に従ってそれぞれのコイルの傾斜
磁場電源６３を駆動することにより、Ｘ、Ｙ、Ｚの３軸
方向の傾斜磁場Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを被検体５０に印加す
るようになっている。この傾斜磁場の加え方により、被
検体５０に対するスライス面を設定することができる。
上記受信系５６は、受信側の高周波コイル６１ｂと増幅
器６４と直交位相検波器６５とＡＤ変換器６６とからな
り、上記送信系の高周波コイル６１ａから照射された電
磁波による被検体５０の応答の電磁波（ＮＭＲ信号）は
被検体５０に近接して配置された高周波受信コイル６１
ｂで検出され、増幅器６４及び直交位相検波器６５を介
してＡＤ変換器６６に入力してディジタル量に変換さ
れ、更にシーケンサ６３からの命令によるタイミングで
直交位相検波器６５によりサンプリングされた２系統の
収集データとされ、その信号が信号処理系５７に送られ
るようになっている。この信号処理系５７は、ＣＰＵ５
２と、磁気ディスク６７及び磁気テープ６８等の記録装
置と、ＣＲＴ等のディスプレイ６９とからなり上記ＣＰ
Ｕ５２でフーリエ変換、補正係数計算、画像再構成等の
処理を行い、任意断面の信号強度分布あるいは複数の信
号に適当な演算を行って得られた分布を画像化してディ
スプレイ６９に表示すようになっている。
３軸方向に巻かれた傾斜磁場コイル６２とそれぞれのコ
イルを駆動する傾斜磁場電源６３とからなり、上記シー
ケンサ５３からの命令に従ってそれぞれのコイルの傾斜
磁場電源６３を駆動することにより、Ｘ、Ｙ、Ｚの３軸
方向の傾斜磁場Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを被検体５０に印加す
るようになっている。この傾斜磁場の加え方により、被
検体５０に対するスライス面を設定することができる。
上記受信系５６は、受信側の高周波コイル６１ｂと増幅
器６４と直交位相検波器６５とＡＤ変換器６６とからな
り、上記送信系の高周波コイル６１ａから照射された電
磁波による被検体５０の応答の電磁波（ＮＭＲ信号）は
被検体５０に近接して配置された高周波受信コイル６１
ｂで検出され、増幅器６４及び直交位相検波器６５を介
してＡＤ変換器６６に入力してディジタル量に変換さ
れ、更にシーケンサ６３からの命令によるタイミングで
直交位相検波器６５によりサンプリングされた２系統の
収集データとされ、その信号が信号処理系５７に送られ
るようになっている。この信号処理系５７は、ＣＰＵ５
２と、磁気ディスク６７及び磁気テープ６８等の記録装
置と、ＣＲＴ等のディスプレイ６９とからなり上記ＣＰ
Ｕ５２でフーリエ変換、補正係数計算、画像再構成等の
処理を行い、任意断面の信号強度分布あるいは複数の信
号に適当な演算を行って得られた分布を画像化してディ
スプレイ６９に表示すようになっている。
【００２１】尚、図９において、送信側及び受信側の高
周波コイル６１ａ、６１ｂと傾斜磁場コイル６２は、被
検体５０の周りの空間に配置された静磁場発生磁石５１
の磁場空間内に配置されている。
周波コイル６１ａ、６１ｂと傾斜磁場コイル６２は、被
検体５０の周りの空間に配置された静磁場発生磁石５１
の磁場空間内に配置されている。
【００２２】図１（ａ）は本発明のＩＩＲ方式の２段構
成によるディジタルフィルタの構成を示した図で、図５
に示したＢＰＦ２３とＬＰＦ２５の処理に使用される。
ＭＲイメージングにおけるＮＭＲ信号は図３（ａ）に示
したように一定の時間間隔で有限長（ｎ）のデータが次
々に収集され、ディジタル化されたデータが図１（ａ）
に示したようにディジタルフィルタに入力される。従っ
て、１つの長さｎのデータは次のデータが入力されるま
でに処理を完了させなければならない。さて、このデー
タＸ（nT）を、１段目のディジタルフィルタにＸ（0）、
Ｘ（1）、Ｘ（2）、……、Ｘ（n）の順で入力する。Ｄ
（nT）は１段目のフィルタ処理を行った出力データでＸ
（0）、Ｘ（1）、……、Ｘ（n）に対応するデータはそれ
ぞれ、Ｄ（0）、Ｄ（1）、Ｄ（2）、……、Ｄ（n）であ
る。次にこのデータを２段目のフィルタに入力するが、
データを入力する順序を１段目とは逆にしてＤ（N）、Ｄ
（n-1）、……、Ｄ（1）、Ｄ（0）の順で入力する。２段
目のフィルタ出力はＹ（nT）はＹ（N）、Ｙ（n-1）、…
…、Ｙ（1）、Ｙ（0）の順で得られ、これは、入力デー
タＸ（nT）のＸ（N）、Ｘ（n-1）、……、Ｘ（1）、Ｘ
（0）に対応する。以上の処理によって、このフィルタ
の振幅周波数特性は１段の振幅周波数特性の２倍、位相
回転は図３（ｂ）に示したように０となる。
成によるディジタルフィルタの構成を示した図で、図５
に示したＢＰＦ２３とＬＰＦ２５の処理に使用される。
ＭＲイメージングにおけるＮＭＲ信号は図３（ａ）に示
したように一定の時間間隔で有限長（ｎ）のデータが次
々に収集され、ディジタル化されたデータが図１（ａ）
に示したようにディジタルフィルタに入力される。従っ
て、１つの長さｎのデータは次のデータが入力されるま
でに処理を完了させなければならない。さて、このデー
タＸ（nT）を、１段目のディジタルフィルタにＸ（0）、
Ｘ（1）、Ｘ（2）、……、Ｘ（n）の順で入力する。Ｄ
（nT）は１段目のフィルタ処理を行った出力データでＸ
（0）、Ｘ（1）、……、Ｘ（n）に対応するデータはそれ
ぞれ、Ｄ（0）、Ｄ（1）、Ｄ（2）、……、Ｄ（n）であ
る。次にこのデータを２段目のフィルタに入力するが、
データを入力する順序を１段目とは逆にしてＤ（N）、Ｄ
（n-1）、……、Ｄ（1）、Ｄ（0）の順で入力する。２段
目のフィルタ出力はＹ（nT）はＹ（N）、Ｙ（n-1）、…
…、Ｙ（1）、Ｙ（0）の順で得られ、これは、入力デー
タＸ（nT）のＸ（N）、Ｘ（n-1）、……、Ｘ（1）、Ｘ
（0）に対応する。以上の処理によって、このフィルタ
の振幅周波数特性は１段の振幅周波数特性の２倍、位相
回転は図３（ｂ）に示したように０となる。
【００２３】ここでは１段目のフィルタに入力する順序
を時系列の早い順からとし、２段目にはその逆から入力
する方法について述べたが、図１（ｂ）のように、これ
とは逆にデータを１度蓄え、１段目には遅い順から入力
し、２段目にはこの逆の早い順から入力する方法も考え
られる。この場合も１段目と２段目でデータの時系列順
序が逆になっているのでやはり位相の回転は１段目と２
段目で打ち消され位相回転を無くすることができる。
を時系列の早い順からとし、２段目にはその逆から入力
する方法について述べたが、図１（ｂ）のように、これ
とは逆にデータを１度蓄え、１段目には遅い順から入力
し、２段目にはこの逆の早い順から入力する方法も考え
られる。この場合も１段目と２段目でデータの時系列順
序が逆になっているのでやはり位相の回転は１段目と２
段目で打ち消され位相回転を無くすることができる。
【００２４】上述した方法は同一の係数のＩＩＲ型ディ
ジタルフィルタを２段構成にした乗算形の構成方法であ
るが、図２に示したような加算形の構成方法も考えられ
る。すなわち、２つの同一のフィルタを用意し、一方の
フィルタにはデータを時系列の早い順序で入力し、他方
のフィルタにはデータを時系列の遅い順序で入力する。
次にこれら２系統の出力データの時系列順序を合わせて
加算を行うものである。この方法でも、一方の位相回転
が他方のそれと符号が反転して且つ絶対値が等しいた
め、結局フィルタ出力データの位相回転は０となる。
ジタルフィルタを２段構成にした乗算形の構成方法であ
るが、図２に示したような加算形の構成方法も考えられ
る。すなわち、２つの同一のフィルタを用意し、一方の
フィルタにはデータを時系列の早い順序で入力し、他方
のフィルタにはデータを時系列の遅い順序で入力する。
次にこれら２系統の出力データの時系列順序を合わせて
加算を行うものである。この方法でも、一方の位相回転
が他方のそれと符号が反転して且つ絶対値が等しいた
め、結局フィルタ出力データの位相回転は０となる。
【００２５】又、ここでは静磁場発生磁石は永久磁石方
式の場合を例にとって説明したが、ここで述べた受信し
たＮＭＲ信号のディジタルデータのフィルタ処理は常伝
導、超伝導方式などのどのようなＭＲＩ装置にも適用可
能である。又、対象フィルタを受信系５６のＡＤ変換部
信号処理系のディジタルフィルタとしたが信号処理系５
７で使用するフィルタにも適用できる。
式の場合を例にとって説明したが、ここで述べた受信し
たＮＭＲ信号のディジタルデータのフィルタ処理は常伝
導、超伝導方式などのどのようなＭＲＩ装置にも適用可
能である。又、対象フィルタを受信系５６のＡＤ変換部
信号処理系のディジタルフィルタとしたが信号処理系５
７で使用するフィルタにも適用できる。
【００２６】
【発明の効果】以上述べたように本発明は、フィルタの
次数を低減し演算処理時間を抑えるために、ディジタル
フィルタの構成方法としてＩＩＲ方式の２段構成方法を
使用する。但し、この方法では、２段目のデータは時系
列の順序を逆にして入力する。これによって信号の位相
回転は常に零となり、ＭＲイメージングで重要な信号の
位相情報を乱すことなく、高速にデータのフィルタ処理
が行えるという効果がある。
次数を低減し演算処理時間を抑えるために、ディジタル
フィルタの構成方法としてＩＩＲ方式の２段構成方法を
使用する。但し、この方法では、２段目のデータは時系
列の順序を逆にして入力する。これによって信号の位相
回転は常に零となり、ＭＲイメージングで重要な信号の
位相情報を乱すことなく、高速にデータのフィルタ処理
が行えるという効果がある。
【図１】本発明のＩＩＲ２段構成によるディジタルフィ
ルタの実施例図である。
ルタの実施例図である。
【図２】本発明のＩＩＲ２段構成によるディジタルフィ
ルタの他の実施例図である。
ルタの他の実施例図である。
【図３】本発明のＮＭＲ信号収集及び位相ベクトルを示
す図である。
す図である。
【図４】従来のアナログ方式の信号受信系を示す図であ
る。
る。
【図５】従来のディジタル方式の信号受信系を示す図で
ある。
ある。
【図６】バンドパスフィルタ及びローパスフィルタの特
性図である。
性図である。
【図７】ＦＩＲ方式の構成及び特性を示す図である。
【図８】ＩＩＲ方式の構成を示す図である。
【図９】本発明のＭＲＩ装置の実施例図である。
１ ＩＩＲ方式のディジタルフィルタ ２３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ２４ ディジタル直交位相検波器 ２５ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ２６ 遅延子 ２７ 乗算器 ２８ 加算器 ５６ 高周波受信系
フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 9118−2Ｊ Ｇ０１Ｎ 24/02 Ｋ
Claims (3)
- 【請求項１】 被検体に均一な静磁場を与える手段と、
傾斜磁場を与える手段と、前記被検体の組織を構成する
原子の原子核に核磁気共鳴を起こさせるために高周波磁
場を与える高周波パルス送信手段と、前記核磁気共鳴に
よる信号を検出する核磁気共鳴信号検出手段と、該共鳴
信号を用いて画像再構成演算を行う演算手段と、より成
る核磁気共鳴イメージング装置において、前記核磁気共
鳴信号検出手段におけるＡＤ変換部ディジタル信号処理
系のディジタルフィルタを、信号の位相回転が発生しな
いように、再帰型フィルタを組合せたディジタルフィル
タ手段で構成したことを特徴とする核磁気共鳴イメージ
ング装置。 - 【請求項２】 前記ディジタルフィルタ手段は、フィル
タ処理対象となるデータを入力する第１の再帰型フィル
タと、第１の再帰型フィルタからの出力データを第１の
再帰型フィルタへの入力の時の時系列の順序と逆にして
入力する第２の再帰型フィルタと、より成る請求項１の
核磁気共鳴イメージング装置。 - 【請求項３】 前記ディジタルフィルタ手段は、フィル
タ処理対象となるデータを時系列の早い順序で入力する
第１の再帰型フィルタと、上記フィルタ処理対象となる
データを時系列の遅い順序で入力する第２の再帰型フィ
ルタと、上記第１、第２の再帰型フィルタの出力に関し
て、データの時系列の順序を合わせて加算する加算器
と、より成る請求項１の核磁気共鳴イメージング装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4092218A JPH05261086A (ja) | 1992-03-18 | 1992-03-18 | 核磁気共鳴イメージング装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4092218A JPH05261086A (ja) | 1992-03-18 | 1992-03-18 | 核磁気共鳴イメージング装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05261086A true JPH05261086A (ja) | 1993-10-12 |
Family
ID=14048308
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4092218A Pending JPH05261086A (ja) | 1992-03-18 | 1992-03-18 | 核磁気共鳴イメージング装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05261086A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08506755A (ja) * | 1993-10-06 | 1996-07-23 | ピ，ダニエル | 薬剤を目に適用するカートリッジ |
| JP2001078987A (ja) * | 1999-05-21 | 2001-03-27 | General Electric Co <Ge> | 核磁気共鳴装置における振動性ｂ０挙動のフィルタ処理法 |
-
1992
- 1992-03-18 JP JP4092218A patent/JPH05261086A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08506755A (ja) * | 1993-10-06 | 1996-07-23 | ピ，ダニエル | 薬剤を目に適用するカートリッジ |
| JP2001078987A (ja) * | 1999-05-21 | 2001-03-27 | General Electric Co <Ge> | 核磁気共鳴装置における振動性ｂ０挙動のフィルタ処理法 |
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