JPH05251906A - リッジ−トラフ導波管 - Google Patents
リッジ−トラフ導波管Info
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- JPH05251906A JPH05251906A JP3108324A JP10832491A JPH05251906A JP H05251906 A JPH05251906 A JP H05251906A JP 3108324 A JP3108324 A JP 3108324A JP 10832491 A JP10832491 A JP 10832491A JP H05251906 A JPH05251906 A JP H05251906A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
- H01P3/12—Hollow waveguides
- H01P3/123—Hollow waveguides with a complex or stepped cross-section, e.g. ridged or grooved waveguides
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
- H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
Landscapes
- Waveguides (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 反射または減衰が殆どなくコプラナ導波管へ
の接続を効率良く行う広帯域信号伝送の可能な導波管構
体を提供する。 【構成】 導波管構体には内部細長トラフ14に直接対
向する内部細長リッジ12を有する導電性管状導波管部
を具える。前記管状導波管部はその横断面を長方形とす
る。前記細長リッジ12はその横方向幅を前記細長トラ
フ14の横方向幅よりも狭くするとともに前記細長トラ
フ内に延在させて水平電界配置を発生させるようにす
る。このリッジによって広帯域信号伝送特性を得るよう
にする。
の接続を効率良く行う広帯域信号伝送の可能な導波管構
体を提供する。 【構成】 導波管構体には内部細長トラフ14に直接対
向する内部細長リッジ12を有する導電性管状導波管部
を具える。前記管状導波管部はその横断面を長方形とす
る。前記細長リッジ12はその横方向幅を前記細長トラ
フ14の横方向幅よりも狭くするとともに前記細長トラ
フ内に延在させて水平電界配置を発生させるようにす
る。このリッジによって広帯域信号伝送特性を得るよう
にする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波信号伝送用導
波管、特に、断面で見てトラフに直接対向するリッジを
有する導波管構体に関するものである。
波管、特に、断面で見てトラフに直接対向するリッジを
有する導波管構体に関するものである。
【0002】
【従来の技術】代表的な中空管状導波管はマイクロ波周
波数の信号を伝送するために用いる。しかし、かかる導
波管はコプラナ導波管に接続するのが容易ではない。ま
た、かかる導波管は充分な帯域幅を有していない。
波数の信号を伝送するために用いる。しかし、かかる導
波管はコプラナ導波管に接続するのが容易ではない。ま
た、かかる導波管は充分な帯域幅を有していない。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】従来、リッジ導波管は
大きな帯域幅の伝送容量を必要とする際に用いられてい
た。また、リッジ導波管は導波管に関連する高インピー
ダンスを代表的にはマイクロストリップのような誘電体
に基づく伝送ライン構体に関連する比較的低いインピー
ダンスに変換するに便利な手段である。このリッジ導波
管によってマイクロストリップ伝送ラインの電磁界配置
を密に複製する準TEM電磁界配置を発生する。しか
し、リッジ導波管の準TEM電磁界配置はコプラナ導波
管の電磁界配置とは著しく相違する。従って、リッジ導
波管とコプラナ導波管とを電気的に接続することにより
信号反射および関連する挿入損を発生する。
大きな帯域幅の伝送容量を必要とする際に用いられてい
た。また、リッジ導波管は導波管に関連する高インピー
ダンスを代表的にはマイクロストリップのような誘電体
に基づく伝送ライン構体に関連する比較的低いインピー
ダンスに変換するに便利な手段である。このリッジ導波
管によってマイクロストリップ伝送ラインの電磁界配置
を密に複製する準TEM電磁界配置を発生する。しか
し、リッジ導波管の準TEM電磁界配置はコプラナ導波
管の電磁界配置とは著しく相違する。従って、リッジ導
波管とコプラナ導波管とを電気的に接続することにより
信号反射および関連する挿入損を発生する。
【0004】従って、リッジ導波管の広帯域伝送の可能
性を保持し、しかも、コプラナ導波管に有効にかつ電気
的に接続するための水平電界配置を提供する導波管構体
が必要となる。本発明の目的は広帯域信号伝送をおこな
い得る導波管構体を提供せんとするにある。本発明の他
の目的は反射または減衰が殆どなくコプラナ導波管への
接続を効率良く行う導波管構体を提供せんとするにあ
る。
性を保持し、しかも、コプラナ導波管に有効にかつ電気
的に接続するための水平電界配置を提供する導波管構体
が必要となる。本発明の目的は広帯域信号伝送をおこな
い得る導波管構体を提供せんとするにある。本発明の他
の目的は反射または減衰が殆どなくコプラナ導波管への
接続を効率良く行う導波管構体を提供せんとするにあ
る。
【0005】
【課題を解決するための手段】本発明リッジ−トラフ導
波管は内部細長トラフに直接対向する内部細長リッジを
有する導電性管状導波管部を具えることを特徴とする。
前記管状導波管部はその横断面を長方形とする。前記細
長リッジはその横方向幅を前記細長トラフの横方向幅よ
りも狭くするようにする。前記細長リッジは前記細長ト
ラフ内に延在させるようにする。
波管は内部細長トラフに直接対向する内部細長リッジを
有する導電性管状導波管部を具えることを特徴とする。
前記管状導波管部はその横断面を長方形とする。前記細
長リッジはその横方向幅を前記細長トラフの横方向幅よ
りも狭くするようにする。前記細長リッジは前記細長ト
ラフ内に延在させるようにする。
【0006】
【作用】本発明によれば、細長トラフに直接対向する細
長リッジを有する導波管を提供する。細長リッジは、こ
れによってリッジ導波管の広帯域信号伝送特性を呈する
とともに細長トラフ内に延在させて水平電界配置を得る
ようにする。
長リッジを有する導波管を提供する。細長リッジは、こ
れによってリッジ導波管の広帯域信号伝送特性を呈する
とともに細長トラフ内に延在させて水平電界配置を得る
ようにする。
【0007】
【実施例】図面につき本発明の実施例を説明する。図1
および図2において、同一部分には同一符号を付して示
す。本発明リッジ−トラフ導波管10は内部細長リッジ
12とこれに直接対向するする内部細長トラフ14とを
具える。3つの異なるリッジ−トラフ導波管構体はその
リッジおよびトラフの相対的な寸法および位置を相違さ
せる。図1に示す第1の導波管構体ではリッジの横方向
の幅a2 をトラフの横方向の幅a3 よりも広くする。図
2に示す第2の導波管構体では、リッジの横方向の幅a
2 をトラフの横方向の幅a3よりも狭くし、リッジをト
ラフ内に延在させる、即ち、測定値b2 を測定値b3よ
りも短くする。第3の導波管構体(図示せず)では、リ
ッジをトラフよりも狭くするもトラフ内には延在させな
い。
および図2において、同一部分には同一符号を付して示
す。本発明リッジ−トラフ導波管10は内部細長リッジ
12とこれに直接対向するする内部細長トラフ14とを
具える。3つの異なるリッジ−トラフ導波管構体はその
リッジおよびトラフの相対的な寸法および位置を相違さ
せる。図1に示す第1の導波管構体ではリッジの横方向
の幅a2 をトラフの横方向の幅a3 よりも広くする。図
2に示す第2の導波管構体では、リッジの横方向の幅a
2 をトラフの横方向の幅a3よりも狭くし、リッジをト
ラフ内に延在させる、即ち、測定値b2 を測定値b3よ
りも短くする。第3の導波管構体(図示せず)では、リ
ッジをトラフよりも狭くするもトラフ内には延在させな
い。
【0008】図1および図2に示すリッジ−トラフ導波
管は長方形導波管を基として示す。この際、適宜に機能
し、リッジ−トラフ導波管構体の利点が得られるもので
あれば、本発明は長方形導波管に限定されるものではな
い。更に、図1および図2に示すリッジ−トラフ導波管
構体では、種々のリッジ−トラフ構体の幾何学的な関係
を示すためにその寸法を拡大して示す。
管は長方形導波管を基として示す。この際、適宜に機能
し、リッジ−トラフ導波管構体の利点が得られるもので
あれば、本発明は長方形導波管に限定されるものではな
い。更に、図1および図2に示すリッジ−トラフ導波管
構体では、種々のリッジ−トラフ構体の幾何学的な関係
を示すためにその寸法を拡大して示す。
【0009】導波管の2つの重要なパラメータは、 カッ
トオフ周波数fC および特性インピーダンスZ0 であ
る。 リッジ導波管およびリッジ−トラフ導波管の双方の
単位長さ当たりの電気的特性は図3に示す回路によって
モデル化することができる。各インダクタLによってリ
ッジ12からリッジに直接対向する導波管の部分までの
インダクタンスをモデル化する。リッジ−トラフ導波管
では、リッジをトラフ14に直接対向させるようにす
る。これら2つのインダクタは電流が流れる2つの通路
を示す。キャパシタCは導波管のリッジとその他の部分
との間のキャパシタンスを示す。
トオフ周波数fC および特性インピーダンスZ0 であ
る。 リッジ導波管およびリッジ−トラフ導波管の双方の
単位長さ当たりの電気的特性は図3に示す回路によって
モデル化することができる。各インダクタLによってリ
ッジ12からリッジに直接対向する導波管の部分までの
インダクタンスをモデル化する。リッジ−トラフ導波管
では、リッジをトラフ14に直接対向させるようにす
る。これら2つのインダクタは電流が流れる2つの通路
を示す。キャパシタCは導波管のリッジとその他の部分
との間のキャパシタンスを示す。
【0010】カット周波数fCリッジまたはリッジ−ト
ラフ導波管の下側のカット周波数fC は次式で示すよう
に図示の並列RC回路の共振周波数である。
ラフ導波管の下側のカット周波数fC は次式で示すよう
に図示の並列RC回路の共振周波数である。
【数1】 リッジ導波管のインダクタンスおよびキャパシタンスは
従来既知で刊行物に記載されている。図4に示すモデル
および記号を用いてこれらの値を次式のように示す。
従来既知で刊行物に記載されている。図4に示すモデル
および記号を用いてこれらの値を次式のように示す。
【数2】
【数3】
【0011】式(3)の右側の第1項は導波管のリッジ
12およびフロア15間の静電並列プレートキャパシタ
ンスを示す。ここにCd(X)はリッジの底部コーナに
存在する不連続キャパシタンスである。IREトランザ
クションズ オン マイクロウエーブ セオリ アンド
テクニクス、第5巻、第1号、1957年1月、第1
2〜17頁にツン−シャン チェンが発表した論文「リ
ッジ導波管のパラメータの計算」に記載されているよう
に、この不連続キャパシタンスは、プロシーディングス
オブ ザ IRE、第32巻、1944年2月、第9
8〜116頁にジェイ アール ウイニーおよびエッチ
ダブリュウ ジャミソンが発表した論文「伝送ライン
の不連続の等価回路」に記載され、彼らが考察したフリ
ンギングキャパシタンスの公式の1つにより近似するこ
とができる。図5に示すステップ付き導波管の幾何学的
形状において、Cd(X)は次式で示すようになる。
12およびフロア15間の静電並列プレートキャパシタ
ンスを示す。ここにCd(X)はリッジの底部コーナに
存在する不連続キャパシタンスである。IREトランザ
クションズ オン マイクロウエーブ セオリ アンド
テクニクス、第5巻、第1号、1957年1月、第1
2〜17頁にツン−シャン チェンが発表した論文「リ
ッジ導波管のパラメータの計算」に記載されているよう
に、この不連続キャパシタンスは、プロシーディングス
オブ ザ IRE、第32巻、1944年2月、第9
8〜116頁にジェイ アール ウイニーおよびエッチ
ダブリュウ ジャミソンが発表した論文「伝送ライン
の不連続の等価回路」に記載され、彼らが考察したフリ
ンギングキャパシタンスの公式の1つにより近似するこ
とができる。図5に示すステップ付き導波管の幾何学的
形状において、Cd(X)は次式で示すようになる。
【数4】 ここにXは比a/bに等しい。これがため式(3)に対
する比Xは式(3)ではb2 /b1 となる。
する比Xは式(3)ではb2 /b1 となる。
【0012】同様の解析を行ってリッジ−トラフ導波管
に対し使用可能な結果を得ることができる。リッジ−ト
ラフ導波管はリッジ導波管と同様のインダクタンスLを
有するものと見なすことができる。従って、図1および
2に示すリッジ−トラフ導波管構体のインダクタンスは
式(2)によりモデル化することができる。
に対し使用可能な結果を得ることができる。リッジ−ト
ラフ導波管はリッジ導波管と同様のインダクタンスLを
有するものと見なすことができる。従って、図1および
2に示すリッジ−トラフ導波管構体のインダクタンスは
式(2)によりモデル化することができる。
【0013】リッジ導波管と比較するに、リッジ−トラ
フ導波管は一層複雑な幾何学的形状を有する。これがた
めリッジ−トラフ導波管のキャパシタンスを示す式も一
層複雑となる。図1および2に示すリッジ−トラフ導波
管に対する式(1)のキャパシタンスCは次式で示すこ
とができる。 C=C1 +2(C2 +C3 +C4 ) (5)
フ導波管は一層複雑な幾何学的形状を有する。これがた
めリッジ−トラフ導波管のキャパシタンスを示す式も一
層複雑となる。図1および2に示すリッジ−トラフ導波
管に対する式(1)のキャパシタンスCは次式で示すこ
とができる。 C=C1 +2(C2 +C3 +C4 ) (5)
【0014】キャパシタンスC1 はリッジおよびトラフ
の中心間の静電キャパシタンスであり、図1のリッジ−
トラフ導波管構体に対し次式に示すようにモデル化する
ことができ、
の中心間の静電キャパシタンスであり、図1のリッジ−
トラフ導波管構体に対し次式に示すようにモデル化する
ことができ、
【数5】 また、図2のリッジ−トラフ導波管構体に対し次式に示
すようにモデル化することができる。
すようにモデル化することができる。
【数6】
【0015】同様に、キャパシタンスC2 は図1に示す
リッジ−トラフ導波管のリッジおよびフロア間の追加の
静電キャパシタンス、または図2に示すリッジ−トラフ
導波管のリッジおよびトラフの側部間の追加の静電キャ
パシタンスを示す。これがため、C2 は図1および2に
対しそれぞれ次式に示すようにモデル化することができ
る。
リッジ−トラフ導波管のリッジおよびフロア間の追加の
静電キャパシタンス、または図2に示すリッジ−トラフ
導波管のリッジおよびトラフの側部間の追加の静電キャ
パシタンスを示す。これがため、C2 は図1および2に
対しそれぞれ次式に示すようにモデル化することができ
る。
【数7】 および
【数8】
【0016】キャパシタンスC3 はリッジの底部コーナ
からのフリンギングキャパシタンスを表わし、次式によ
りモデル化することができる。 C3 =Cd(X) (10) ここにCd(X)は式(4)において与えられる関数で
あり、Xはそれぞれ図1および2に対する比(b2 −b
3 )/b1 および比(a3 −a2 )/2a3 である。ウ
イニーおよびジャミソンのモデルは、リッジ12がトラ
フ14のいずれかの側に接触せず、このモデルの目的に
対しては、リッジの幅a2 に対しリッジとトラフとの近
似値によるも何ら誤差を減少しないと云う点で、図2の
構体とは一致しないが、この推定を導入する。
からのフリンギングキャパシタンスを表わし、次式によ
りモデル化することができる。 C3 =Cd(X) (10) ここにCd(X)は式(4)において与えられる関数で
あり、Xはそれぞれ図1および2に対する比(b2 −b
3 )/b1 および比(a3 −a2 )/2a3 である。ウ
イニーおよびジャミソンのモデルは、リッジ12がトラ
フ14のいずれかの側に接触せず、このモデルの目的に
対しては、リッジの幅a2 に対しリッジとトラフとの近
似値によるも何ら誤差を減少しないと云う点で、図2の
構体とは一致しないが、この推定を導入する。
【0017】キャパシタンスC4 はトラフ14の上部コ
ーナとリッジ12との間のフリンギングキャパシタンス
を表わす。このキャパシタンスC4 も次式によりモデル
化することができる。 C4 =Cd(X) (11) ここにCd(X)は式(4)から与えられ、Xはそれぞ
れ図1および2に対する比(b2 −b3 )/b2 および
比(a3 −a2 )/(a1 −a2 )である。
ーナとリッジ12との間のフリンギングキャパシタンス
を表わす。このキャパシタンスC4 も次式によりモデル
化することができる。 C4 =Cd(X) (11) ここにCd(X)は式(4)から与えられ、Xはそれぞ
れ図1および2に対する比(b2 −b3 )/b2 および
比(a3 −a2 )/(a1 −a2 )である。
【0018】特性インピーダンスZ0リッジおよびリッ
ジ−トラフ導波管の特性インピーダンスは上述したチェ
ン等による論文に記載されているように電圧−電流比を
決めることによって導出することができる。この特性イ
ンピーダンスZ0 は次式により表わすことができる。
ジ−トラフ導波管の特性インピーダンスは上述したチェ
ン等による論文に記載されているように電圧−電流比を
決めることによって導出することができる。この特性イ
ンピーダンスZ0 は次式により表わすことができる。
【数9】 ここにI21およびI22は電流の2つの成分である。電流
I21は導波管の主電界を励起する頂部プレートおよび底
部プレートにおける長手方向電流成分であり、電流I22
は導波管の高さが変化する際に局部電界を発生する長手
方向電流成分である。
I21は導波管の主電界を励起する頂部プレートおよび底
部プレートにおける長手方向電流成分であり、電流I22
は導波管の高さが変化する際に局部電界を発生する長手
方向電流成分である。
【0019】無限周波数におけるリッジ導波管の特性イ
ンピーダンス
ンピーダンス
【外1】 は前記チェン等による論文に示され、次式で表わすこと
ができる。
ができる。
【数10】 ここにλC =1/( fc c) はカットオフ周波数に対応
する信号の波長であり、Cd(X)は式(4)につき上
述したようにリッジ導波管に対するフリンギングキャパ
シタンスである。
する信号の波長であり、Cd(X)は式(4)につき上
述したようにリッジ導波管に対するフリンギングキャパ
シタンスである。
【0020】同様の解析を用いて、図1に示すようにリ
ッジ−トラフ導波管に対する無限周波数での特性インピ
ーダンス
ッジ−トラフ導波管に対する無限周波数での特性インピ
ーダンス
【外2】 は次式で示すことができる。
【数11】 ここにθ1 、θ2 およびθ3 はリッジの中央で最大値で
出発し、側壁で零に減少する導波管の電圧の位相角変化
を表わす。角度θ1 は導波管の側壁および中央リッジの
縁部間の水平方向の距離における位相角変化であり、従
って次式で表わすことができる。
出発し、側壁で零に減少する導波管の電圧の位相角変化
を表わす。角度θ1 は導波管の側壁および中央リッジの
縁部間の水平方向の距離における位相角変化であり、従
って次式で表わすことができる。
【数12】 角度θ2 は中央リッジの縁部およびトラフの縁部間の水
平方向の距離、即ち、リッジ12およびフロア15間の
オーバーラップする距離における位相角変化であり、従
って次式で表わすことができる。
平方向の距離、即ち、リッジ12およびフロア15間の
オーバーラップする距離における位相角変化であり、従
って次式で表わすことができる。
【数13】 角度θ3 はトラフの縁部およびトラフの中央間の水平方
向の距離における位相角変化であり、従って次式で表わ
すことができる。
向の距離における位相角変化であり、従って次式で表わ
すことができる。
【数14】
【0021】図2に示す導波管構体に対しかかる解析を
繰返すことにより次式で示す特性インピーダンス
繰返すことにより次式で示す特性インピーダンス
【外3】 を得ることができる。
【数15】 ここにθ1 、θ2 およびθ3 は導波管の電圧の位相角変
化を表わす。角度θ1 は導波管の側壁および中央リッジ
の縁部間の水平方向の距離内の位相角変化であり、従っ
て上記式(15)に示す所と同様である。角度θ2 はリ
ッジ12がトラフ14の縁部とオーバーラップする垂直
方向内の位相角変化であり、従って次式で表わすことが
できる。
化を表わす。角度θ1 は導波管の側壁および中央リッジ
の縁部間の水平方向の距離内の位相角変化であり、従っ
て上記式(15)に示す所と同様である。角度θ2 はリ
ッジ12がトラフ14の縁部とオーバーラップする垂直
方向内の位相角変化であり、従って次式で表わすことが
できる。
【数16】 角度θ3 はリッジの縁部およびリッジの中央間の水平方
向の距離内の位相角変化であり、従って次式で表わすこ
とができる。
向の距離内の位相角変化であり、従って次式で表わすこ
とができる。
【数17】
【0022】無限周波数における前記特性インピーダン
ス
ス
【外4】 を一旦決めると、任意に選択された信号周波数fにおけ
る特性インピーダンスZ0は次式を用いて計算することが
できる。
る特性インピーダンスZ0は次式を用いて計算することが
できる。
【数18】
【0023】上述した特性インピーダンスの式を用いる
ことにより、リッジ−トラフ導波管の種々の寸法を計算
することができる。図6に示すように、ライン16、1
8および20は特性インピーダンスが一定となるリッジ
12の底部コーナの軌跡を示す。これがため、リッジ1
2aおよび12bは同一の特性インピーダンスを発生す
る。その理由は底部コーナがライン18上にあるからで
ある。
ことにより、リッジ−トラフ導波管の種々の寸法を計算
することができる。図6に示すように、ライン16、1
8および20は特性インピーダンスが一定となるリッジ
12の底部コーナの軌跡を示す。これがため、リッジ1
2aおよび12bは同一の特性インピーダンスを発生す
る。その理由は底部コーナがライン18上にあるからで
ある。
【0024】上述した式を用いることにより、リッジ1
2がトラフよりも広いかまたはトラフ内に延在するた
め、リッジがトラフよりも狭いかまたはトラフ内に延在
しないこれらの箇所に対し図6の軌跡を推定する。これ
ら他のリッジ−トラフ導波管構体に対しては有限素子の
ようにリッジ−トラフ導波管の特性インピーダンスを決
める他の手段を有利に用いることができること明らかで
ある。
2がトラフよりも広いかまたはトラフ内に延在するた
め、リッジがトラフよりも狭いかまたはトラフ内に延在
しないこれらの箇所に対し図6の軌跡を推定する。これ
ら他のリッジ−トラフ導波管構体に対しては有限素子の
ようにリッジ−トラフ導波管の特性インピーダンスを決
める他の手段を有利に用いることができること明らかで
ある。
【0025】本発明リッジ−トラフ導波管を有するコプ
ラナマイクロストリップ伝送ライン遷移部30に対する
長方形導波管の1例を図7に示す。このコプラナマイク
ロストリップ伝送ライン遷移部30によって長方形導波
管32をマルチ導体コプラナプローブ34に結合する。
コプラナマイクロストリップ伝送ライン遷移部30によ
って導体32のTEモード信号を準TEMモード信号に
変換する。準TEMモード信号のこの電界配置はTEM
信号の電界配置に密に一致し、前記コプラナマイクロス
トリップ伝送ライン遷移部30を前記コプラナプローブ
に効率よく接続する。このコプラナプローブはウエファ
42への電気的な接触を行うように配列された接地信号
導体を有する。
ラナマイクロストリップ伝送ライン遷移部30に対する
長方形導波管の1例を図7に示す。このコプラナマイク
ロストリップ伝送ライン遷移部30によって長方形導波
管32をマルチ導体コプラナプローブ34に結合する。
コプラナマイクロストリップ伝送ライン遷移部30によ
って導体32のTEモード信号を準TEMモード信号に
変換する。準TEMモード信号のこの電界配置はTEM
信号の電界配置に密に一致し、前記コプラナマイクロス
トリップ伝送ライン遷移部30を前記コプラナプローブ
に効率よく接続する。このコプラナプローブはウエファ
42への電気的な接触を行うように配列された接地信号
導体を有する。
【0026】図8は前記プローブ34の底面図であり、
接地信号導体の配列を一層明瞭に示す。2つの外側接地
導体36および内側信号導体38をピッチ40で離間し
て示す。これら導体36および38は絶縁基板上の金属
−メッキ通路とする。このピッチ40はウエファ42
(図7)上の信号導体(図示せず)のピッチと一致す
る。
接地信号導体の配列を一層明瞭に示す。2つの外側接地
導体36および内側信号導体38をピッチ40で離間し
て示す。これら導体36および38は絶縁基板上の金属
−メッキ通路とする。このピッチ40はウエファ42
(図7)上の信号導体(図示せず)のピッチと一致す
る。
【0027】図7の遷移部30を図9に分解して示す。
図9には長方形導波管部分Aからリッジ導波管部分Bへ
の遷移部の移行状態を示す。トラフ14を導波管の低壁
部Cまたは“フロア”15内に導入し遷移部の終端部ま
で継続し、従ってリッジ−トラフ構体となる。コプラナ
伝送ラインプローブ34に隣接してリッジ12をトラフ
内に延在させE電界を主として水平方向に配置させ、後
述するようにコプラナプローブの電界と整合させるよう
にする。コプラナプローブは凹所35内に嵌合しリッジ
−トラフ導波管と電気的に接触させるようにする。内部
信号導体38はリッジ12に接続し、2つの外部接地導
体36は導波管のフロア15に接続する。また、RFチ
ョークとして作動する2つの長方形導波管を図9に示
す。
図9には長方形導波管部分Aからリッジ導波管部分Bへ
の遷移部の移行状態を示す。トラフ14を導波管の低壁
部Cまたは“フロア”15内に導入し遷移部の終端部ま
で継続し、従ってリッジ−トラフ構体となる。コプラナ
伝送ラインプローブ34に隣接してリッジ12をトラフ
内に延在させE電界を主として水平方向に配置させ、後
述するようにコプラナプローブの電界と整合させるよう
にする。コプラナプローブは凹所35内に嵌合しリッジ
−トラフ導波管と電気的に接触させるようにする。内部
信号導体38はリッジ12に接続し、2つの外部接地導
体36は導波管のフロア15に接続する。また、RFチ
ョークとして作動する2つの長方形導波管を図9に示
す。
【0028】図10は遷移部30のリッジ12およびト
ラフ14の導入状態を示す断面図である。リッジはチェ
ビシェフ関数に近似するステップ状に導入して信号反射
を最小にし、しかも、導波管の特性インピーダンスを変
換する。或はまた、コサイン平方テーパのような他の遷
移部を用いることもできる。好適にはこれらステップは
1/4波長に近似させ、如何なる信号反射も破壊的に干
渉せしめないようにする。
ラフ14の導入状態を示す断面図である。リッジはチェ
ビシェフ関数に近似するステップ状に導入して信号反射
を最小にし、しかも、導波管の特性インピーダンスを変
換する。或はまた、コサイン平方テーパのような他の遷
移部を用いることもできる。好適にはこれらステップは
1/4波長に近似させ、如何なる信号反射も破壊的に干
渉せしめないようにする。
【0029】トラフ14は導波管部Cのフロア50に導
入して、リッジ−トラフ導波管構体を形成し得るように
する。図15−17に示すように、リッジ12は、これ
がトラフ内に延在するようになるまでトラフ14に徐々
に近づけるようにする。電界は図15に示す一次垂直電
界配置から図17に示す一次水平電界配置に変換する。
リッジは水平電界配置の利点を得るためにトラフ内に延
在させる必要はない。即ち、リッジが導波管のフロアに
近づく際に一次水平電界配置は発生する。
入して、リッジ−トラフ導波管構体を形成し得るように
する。図15−17に示すように、リッジ12は、これ
がトラフ内に延在するようになるまでトラフ14に徐々
に近づけるようにする。電界は図15に示す一次垂直電
界配置から図17に示す一次水平電界配置に変換する。
リッジは水平電界配置の利点を得るためにトラフ内に延
在させる必要はない。即ち、リッジが導波管のフロアに
近づく際に一次水平電界配置は発生する。
【0030】図10に断面に直角な遷移部の断面は電界
配置の変化を示す。図11は遷移部の長方形導波管断面
の箇所を示す。垂直ラインは伝送モードTE01に関連す
る電界の強度を表わす。図12−14はリッジ12の徐
々に増大する延長部およびリッジ12およびトラフ14
間の電界の関連する濃度を示す。
配置の変化を示す。図11は遷移部の長方形導波管断面
の箇所を示す。垂直ラインは伝送モードTE01に関連す
る電界の強度を表わす。図12−14はリッジ12の徐
々に増大する延長部およびリッジ12およびトラフ14
間の電界の関連する濃度を示す。
【0031】上記ステップは遷移部30の適宜の機能に
必要ではないこと明らかである。即ち、図6に示すよう
にコーナ箇所の軌跡に沿う平滑なプログレスは製造を一
層困難にする機能である。また、図示の遷移部ではトラ
フ14はその幅a3 が一定であるが、リッジ12はその
幅a2 が変化する。カットオフ周波数fC および特性イ
ンピーダンスZ0 の所要の規準を満足するものであれ
ば、遷移部の任意または全部を変化させることができ
る。
必要ではないこと明らかである。即ち、図6に示すよう
にコーナ箇所の軌跡に沿う平滑なプログレスは製造を一
層困難にする機能である。また、図示の遷移部ではトラ
フ14はその幅a3 が一定であるが、リッジ12はその
幅a2 が変化する。カットオフ周波数fC および特性イ
ンピーダンスZ0 の所要の規準を満足するものであれ
ば、遷移部の任意または全部を変化させることができ
る。
【0032】本発明は上述した例にのみ限定されるもの
ではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変形または
変更が可能である。
ではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変形または
変更が可能である。
【図1】種々の位置間のキャパシタンスを表わす実際の
キャパシタを有する本発明リッジ−トラフ導波管の1例
の構成を示す横断面図である。
キャパシタを有する本発明リッジ−トラフ導波管の1例
の構成を示す横断面図である。
【図2】種々の位置間のキャパシタンスを表わす実際の
キャパシタを有する本発明リッジ−トラフ導波管の他の
例の構成を示す横断面図である。
キャパシタを有する本発明リッジ−トラフ導波管の他の
例の構成を示す横断面図である。
【図3】リッジおよびリッジ−トラフ導波管の特性をモ
デル化するために使用する回路を示す回路図である。
デル化するために使用する回路を示す回路図である。
【図4】種々の位置間のキャパシタンスを表わす実際の
キャパシタを有するリッジ導波管の1例の構成を示す横
断面図である。
キャパシタを有するリッジ導波管の1例の構成を示す横
断面図である。
【図5】ステップ付き導波管部分を示す断面図である。
【図6】特性インピーダンスを一定とするリッジコーナ
部の軌跡を示すリッジ−トラフ導波管の縦断面図であ
る。
部の軌跡を示すリッジ−トラフ導波管の縦断面図であ
る。
【図7】コプラナプローブを長方形導波管に結合するコ
プラナマイクロストリップ遷移部の構成を示す側面図で
ある。
プラナマイクロストリップ遷移部の構成を示す側面図で
ある。
【図8】コプラナプローブの図7の8−8線上の部分平
面図である。
面図である。
【図9】図7の遷移部の分解斜視図である。
【図10】前記遷移部の図8の10−10線上の縦断面
図である。
図である。
【図11】長方形導波管構体及びその関連するTE10電
界配置を示す図10の11−11線上の横断面図電界で
ある。
界配置を示す図10の11−11線上の横断面図電界で
ある。
【図12】リッジ導波管構体およびその電界配置を示す
遷移部の図10の12−12線上の横断面図である。
遷移部の図10の12−12線上の横断面図である。
【図13】リッジ導波管構体およびその電界配置を示す
遷移部の図10の13−13線上の横断面図である。
遷移部の図10の13−13線上の横断面図である。
【図14】リッジ導波管構体およびその電界配置を示す
遷移部の図10の14−14線上の横断面図である。
遷移部の図10の14−14線上の横断面図である。
【図15】リッジ−トラフ導波管構体およびその電界配
置を示す遷移部の図10の15−15線上の拡大横断面
図である。
置を示す遷移部の図10の15−15線上の拡大横断面
図である。
【図16】リッジ−トラフ導波管構体およびその電界配
置を示す遷移部の図10の16−16線上の拡大横断面
図である。
置を示す遷移部の図10の16−16線上の拡大横断面
図である。
【図17】リッジ−トラフ導波管構体およびその電界配
置を示す遷移部の図10の17−17線上の拡大横断面
図である。
置を示す遷移部の図10の17−17線上の拡大横断面
図である。
10 リッジ−トラフ導波管 12 内部細長リッジ 14 内部細長トラフ 15 フロア 16〜20 ライン 30 コプラナマイクロストリップ伝送ライン遷移部 32 長方形導波管 34 マルチ導体コプラナプローブ 35 凹所 36 外部接地導体 37 条溝 38 内部信号導体 40 ピッチ 42 ウエファ 50 フロア
フロントページの続き (72)発明者 キース イー ジョーンズ アメリカ合衆国 オレゴン州 97007 ア ロハサウスウエスト ワンハンドレッドシ ィックスティセブンス プレース 7255
Claims (4)
- 【請求項1】 内部細長トラフに直接対向する内部細長
リッジを有する導電性管状導波管部を具えることを特徴
とするリッジ−トラフ導波管。 - 【請求項2】 前記管状導波管部はその横断面を長方形
としたことを特徴とする請求項1に記載のリッジ−トラ
フ導波管。 - 【請求項3】 前記細長リッジはその横方向幅を前記細
長トラフの横方向幅よりも狭くするようにしたことを特
徴とする請求項1に記載のリッジ−トラフ導波管。 - 【請求項4】 前記細長リッジは前記細長トラフ内に延
在させるようにしたことを特徴とする請求項3に記載の
リッジ−トラフ導波管。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/510,695 US4992762A (en) | 1990-04-16 | 1990-04-16 | Ridge-trough waveguide |
US07/510695 | 1990-04-16 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05251906A true JPH05251906A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=24031787
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3108324A Withdrawn JPH05251906A (ja) | 1990-04-16 | 1991-04-15 | リッジ−トラフ導波管 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4992762A (ja) |
EP (1) | EP0453146A3 (ja) |
JP (1) | JPH05251906A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014502084A (ja) * | 2010-11-08 | 2014-01-23 | ビーエーイー・システムズ・オーストラリア・リミテッド | アンテナシステム |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5221860A (en) * | 1991-02-19 | 1993-06-22 | At&T Bell Laboratories | High speed laser package |
EP2025038B1 (en) * | 2006-05-31 | 2012-07-11 | Telecom Italia S.p.A. | Continuously tunable delay line |
CN101720518B (zh) * | 2006-11-30 | 2012-07-04 | 皮雷利&C.有限公司 | 延迟元件和相应方法 |
US8952678B2 (en) | 2011-03-22 | 2015-02-10 | Kirk S. Giboney | Gap-mode waveguide |
EP2741574B1 (en) * | 2011-08-04 | 2017-03-22 | Panasonic Corporation | Microwave heating device |
US11283162B2 (en) * | 2019-07-23 | 2022-03-22 | Veoneer Us, Inc. | Transitional waveguide structures and related sensor assemblies |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2921276A (en) * | 1955-08-30 | 1960-01-12 | Cutler Hammer Inc | Microwave circuits |
DE1925732A1 (de) * | 1969-05-21 | 1970-11-26 | Deutsche Bundespost | Hohlleiter fuer sehr hohe Frequenzen |
SE441640B (sv) * | 1980-01-03 | 1985-10-21 | Stiftelsen Inst Mikrovags | Forfarande och anordning for uppvermning medelst mikrovagsenergi |
JPH0640601B2 (ja) * | 1984-12-17 | 1994-05-25 | 日本電信電話株式会社 | 導波管変換器 |
-
1990
- 1990-04-16 US US07/510,695 patent/US4992762A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-04-08 EP EP19910303055 patent/EP0453146A3/en not_active Withdrawn
- 1991-04-15 JP JP3108324A patent/JPH05251906A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014502084A (ja) * | 2010-11-08 | 2014-01-23 | ビーエーイー・システムズ・オーストラリア・リミテッド | アンテナシステム |
US9297893B2 (en) | 2010-11-08 | 2016-03-29 | Bae Systems Australia Limited | Antenna system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4992762A (en) | 1991-02-12 |
EP0453146A2 (en) | 1991-10-23 |
EP0453146A3 (en) | 1992-01-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980711 |