CN101720518B - 延迟元件和相应方法 - Google Patents

Abstract

一种用于例如有选择地延迟电信系统中的RF信号的差分延迟元件(10)，包括以面对面的关系并排排列的第一微带电路(12)和第二微带电路(14)。第一微带电路(12)定义第一信号从第一输入端口(IN1)到第一输出端口(OUT1)的第一延迟行进路径，第二微带电路(14)定义第二信号从第二输入端口(IN2)到第二输出端口(OUT2)的第二延迟行进路径。扰动器(18)被设置在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间，可朝着和背离所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)位移(20)，从而当扰动器(18)与微带电路之一(12或14)的距离增大时，扰动器(18)与微带电路中的另一个(14或12)的距离减小，反之亦然。扰动器(18)在第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间的位置定义差分延迟，即，两个信号经过延迟器件(10)的延迟路径行进所经历的时间(τ1，τ2)之间的差值(Δτ＝τ1-τ2)。

Description

延迟元件和相应方法

技术领域

本发明涉及用在，例如，电信系统中的延迟元件。

背景技术

除了其它技术以外，用于生产用在例如电信系统的信号处理中的延迟元件的传统技术包括介电扰动微带延迟线。因此，通过移动介电或金属“扰动器”获得的电磁场的扰动是在技术文献中讨论的多种多样延迟器件的基本主要根本操作。

例如，Tae-Yeoul Yun和Kai Chang的“A Low-loss Time-DelayPhase Shifter Controlled by Piezoelectric Transducer to PerturbMicrostrip Line”(IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVELETTERS，VOL.10，NO.3，MARCH 2000，pag.96-98)描述了工作在范围从10GHz到40GHz的超宽频带中的延时移相器。在那篇文章中描述的移相器由在微带线上方移动介电扰动器的压电换能器来控制。据报道，取得了相对于未扰动情况460⁰的最大相移，以及在直到40GHz时，小于2dB的插入损耗增加和小于4dB的总损耗。

在Tae-Yeoul Yun和Kai Chang的“Analysis and Optimization ofa Phase Shifter Controlled by Piezoelectric Transducer”(IEEETRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY ANDTECHNIQUES，VOL.50，NO.1，JANUARY 2002，pag.105-111)中描述了基本相似的装置。具体地说，此文档公开了一种用于分析和优化由压电换能器控制的延时移相器的方法。

在Sang-Gyu Kim、Tae-Yeoul Yun和Kai Chang的“Time-DelayPhase Shifter Controlled by Piezoelectric Transducer on CoplanarWaveguide”(IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTSLETTERS，VOL.13，NO.1，JANUARY 2003，pag.19-20)中描述了同样的基本装置的另一种发展。具体地说，该文档描述了一种由在共面波导上实现的压电换能器控制的延时移相器。由引起由导线引入的相移的变化的扰动器的运动来改变共面波导的有效介电常数、传播常数等。

W.T.Joines的“A Continuously Variable Dielectric PhaseShifter”(WILLIAM T.JOINES，IEEE TRANSACTIONS ONMICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES，AUGUST 1971，pp.729-732)描述了通过改变信号通过其进行传播的媒体的介电常数来产生随频率变化的线性可变相移的带状线移相器。所涉及的移相器包括位于两个平行圆板之间的半圆形带状线，每个平行圆板由两种不同的介电材料制成。两个板滑动接触地围绕带状线的中心稳固旋转，使带状线周围的材料的介电常数发生变化。

文档WO-A-2004/086730描述了涉及非均匀介电常数转盘的使用的装置。该文档公开了一种在电信系统中使用的用于在蜂窝式基站中发射分集的相位扫描设备中的旋转差分调相器。该调相器包括通过旋转介电半盘来周期地装载的多个微带。该盘的转速可以是3000到6000RPM的数量级。相位扫描所需的波形通过将该盘和导线的图案做成适当的形状来实现。

例如在US 6,504,450中描述了一种有些类似的装置，US6,504,450公开了一种能够移动N个输入信号的相位的设备，它包括介电构件，处在与该构件相对的位置上的一定数量的传输线，以及用于使该介电构件绕与传输线的平面垂直的轴旋转的机构。该介电构件包括具有不同介电常数的两个部分。当每个信号穿过相应的传输线时，该信号具有通过旋转该介电构件而移动的相位。

用于生产可变延迟元件(通常用于射频和微波区域)的可替代解决方案包括基于各种技术的时间可变延迟线。

这些时间可变延迟线包括，例如，通过机电开关来连接/分开具有不同长度的延迟线的机电开关延迟线。在这种情况下，得到其精度与开关数量相对应的器件。

其它已知装置包括二极管开关延迟线，即，通过基于半导体二极管的电子开关来连接/分开的具有不同长度的延迟线和变容二极管移相器/延迟线；在后一种情况下，传输线通过被称为变容二极管的可变电容组件来装载。

另一类已知装置是在10GHz的范围内对高功率、低损耗的应用有效的旋转场铁氧体器件。

发明内容

申请人已经观察到不可避免地妨碍以完全满意的方式采用上文讨论的现有装置之一的可能性的许多不足。

例如，上文考虑的几种装置无法在回波损耗、功率损耗、相移、延迟和功率管理能力方面提供令人满意的结果。此外，延迟随驱动信号变化的特性近似为指数(即，在致动器运动时生成明显的高频分量)，因此，远远不是如在大多数应用中所期望的线性或者近线性。

另外，上文讨论的大多数现有装置使用压电致动器(“弯曲器”)来移动扰动器。尽管对于静态操作是有用的，但对于连续操作以及一般地，在对致动器的机械应力是机电器件的限制参数的那些操作情形下来说，这样的致动器不足够可靠。每当运动部件经受强加速时，就会引起强烈限制致动器的使用寿命和可靠性的机械应力。机械应力还取决于运动部件，诸如扰动器的质量(重量)。尤其，当工作频率、运动部件的质量、和/或扰动器偏移之一增大时，和/或当在偏移期间速度突然发生改变时，机械应力会增大。尽管频率是由所想到的特定应用确定的，但器件设计应该在减小偏移以及运动部件的尺度和重量，并且在瞬时偏移的频谱中避免高频分量的同时，使插入延时最大化。

在将转盘用作扰动器的那些装置中，任意瞬时延迟函数Δ_diff(t)是根本难以获得的：事实上，这需要改变扰动器盘的转速，因此需要将很强的应力施加在盘的电动机上。在任何情况下，就尺寸而言，电动机的存在都对该装置不利，尤其当微带处于同一衬底上时。

使用机械开关的技术的主要缺点是低可靠性(局限于几百万个开关事件)和低速；这两个方面限制了开关在连续和快速应用中的使用。用作开关的半导体二极管呈现高可靠性和开关速度，但有损耗，并且只支持有限的RF功率，这限制了它们应用于低功率可变延迟的领域。变容二极管类似地表现出高RF损耗和低功率管理；另外，它们不是线性组件。旋转场铁氧体器件基于在几GHz的范围内损耗极大的铁氧体材料，因此在那个频率范围内使用基于铁氧体的器件极不可行。

因此，申请人解决了这样的问题：提供消除上文概述的缺点中的至少一些缺点的改进装置，该装置是延迟元件，其最好：

-在回波损耗、功率损耗、延迟和功率管理能力方面提供令人满意的结果，即，即使在几GHz以及以下，也不呈现高的RF损耗，并且能够支持高电平的RF功率；

-对于快速、连续的操作是完全可靠的，在开关事件方面实际上没有限制；

-不依赖于复杂、灵敏和/或体积大的装置，诸如带有相关驱动电动机的转盘；和

-在延迟随扰动器位移/驱动信号变化方面呈现基本线性的特性。

申请人发现，这个问题可以通过具有权利要求1中所述的特征的延迟元件来解决。本发明的有利发展形成从属权利要求的主题。本发明还涉及相应的方法。

这些权利要求形成本文提供的发明的公开文本的组成部分。

简言之，本文所述的装置的优选实施例是一种延迟元件，其包括：

第一微带电路，用于定义第一信号从第一输入端口到第一输出端口的第一延迟行进路径，和第二微带电路，用于定义第二信号从第二输入端口到第二输出端口的第二延迟行进路径，所述第一微带电路和第二微带电路以面对面的关系并排排列；和

扰动器元件，被设置在所述第一微带电路和第二微带电路之间，所述扰动器可朝着和背离所述第一微带电路和第二微带电路位移，从而，当所述扰动器与所述第一微带电路和第二微带电路之一的距离增大时，所述扰动器与所述第一微带电路和第二微带电路中的另一个的距离减小，反之亦然；所述扰动器在所述第一微带电路和第二微带电路之间的位置定义所述第一信号在所述第一延迟行进路径中行进所经历的时间与所述第二信号在所述第二延迟行进路径中行进所经历的时间之间的差值。通常，将致动器配备成使扰动器在第一和第二微带电路之间移动。

通过提供第二微带电路，这样的装置成为使扰动器交替地与一个微带电路接近而远离另一个微带电路的可调差分延迟线。其结果是，扰动器交替地加速一个微带电路中的电磁信号，同时减速另一个微带电路中的电磁信号，因此，相对于单衬底配置，提高了扰动效应。与单衬底配置相比，本文所述的装置导致微带设计的复杂度降低和扰动器所需的位移减小。这又导致对线性致动器的要求较小，所述线性致动器迄今为止代表着在这种器件的实际实现上的主要技术限制。此外，通过明智地选择几何和电磁参数，本文所述的延迟元件可以在其延迟随扰动器的扰动器位移变化特性的线性(或准线性)区中工作，从而使器件得到简化控制。

优选地，该器件包括在引入大约1dB或更小的范围内的非常有限的插入损耗的同时，能够支持高RF功率信号(例如，具有几十上百瓦的数量级或更大的数量级)以及低功率电磁信号的微带。这些微带可以是，例如，金属微带或介电波导。该器件可以用在电信系统中，通常，用在涉及需要管理非常高的RF功率电平的传输路径中。

本文所述的装置具有许多优点。

例如，本文所述的装置在相同的机械应力条件下(即，使用经受相同偏移的尺寸和质量相等的扰动器)生成的(差分)延迟是在传统解决方案中所生成的延迟的两倍以上；另外，与对于传统解决方案来说，延迟特性近似为指数(即，一点也不线性)相比，本文所述的装置的延迟特性是近线性的；最后，如果考虑获取相同的瞬时延迟函数所需的扰动器位移，那么本文所述的装置的位移随时间变化的频谱曲线与传统的解决方案相比，包含较不显著的高频分量。

附图说明

现在参照附图，只通过例子描述本发明，在附图中：

图1是如本文所述的延迟元件的示意性总体表示；

图2是代表图1的延迟元件的操作的一组图形；

图3是如本文所述的延迟元件的可能实施例的示意性表示；

图4详细描绘了图3的延迟元件的一些特征；

图5和6是代表图3、4的延迟元件的工作特性的图形；和

图7示范了包括如本文所述的延迟元件的电信设备。

具体实施方式

在附图中，附图标记10整体表示适合于操作例如射频(RF)和微波(MW)范围内的电磁信号的延迟元件。

元件10是差分可调延迟线(DTDL)，即，具有两个输入端口(IN1和IN2)和两个输出端口(OUT1和OUT2)的四端口器件。输入端口IN1与输出端口OUT1相连接，输入端口IN2与输出端口OUT2相连接。

在操作时，两个输入电磁信号(例如，图7中的P1和P2)馈入器件10的两个输入端口IN1和IN2中，从两个输出端口OUT1和OUT2出来。如图2所示，元件/器件10将第一时变延时τ1作用于通过IN1输入并从OUT1输出的电磁信号，将第二时变延时τ2作用于通过IN2输入并从OUT2输出的电磁信号。

作为穿过延迟器件10的结果，从OUT1和OUT2输出的电磁信号相对于输入到IN1和IN2中的电磁信号呈现差分延时Δτ＝τ1-τ2，如图2所示。延迟器件10引入的差分延时Δτ可以保持固定，或随时间而变并受控，如下文中更好地描述的那样。

器件10具有图3中例示的结构，它包括在两个介电衬底12a、14a上实现的两个微带电路12、14，诸如例如金属微带。

第一微带电路12具有与IN1和OUT1相对应的输入端口和输出端口；第二微带电路14具有与IN2和OUT2相对应的输入端口和输出端口。两个衬底12a、14a相距几毫米或更少地彼此平行地并排排列，两条微带12b、14b面对面，在它们之间限定了将两个衬底12a、14a分开的空间区域。

呈介电材料、金属材料、或不同介电和金属材料层的板或杆形式的扰动器18被设置在两个衬底之间的空间区域中。因此，扰动器以这样的方式“夹”在两个微带电路12、14之间，使得扰动器18的两相对平面表面与衬底12a、14a的表面平行，面向设置在衬底上的微带12b、14b。

线性致动器20支承着扰动器18(例如，在扰动器板/杆的两端)，具有在图3右侧的双向箭头的方向上，即，沿着与扰动器的平面表面垂直的方向位移扰动器18的能力。致动器20可以是，例如，音圈致动器。

如此产生的运动基本上呈相对于处在微带电路12、14中间的中心位置受控交替位移的形式。因此，当扰动器18与第一微带12之间的距离减小(在图3和4中，扰动器18向上运动)时，扰动器18与第二微带14之间的距离增大了相同的量。相反，当扰动器18与第一微带12之间的距离增大(在图3和4中，扰动器18向下运动)时，扰动器18与第二微带14之间的距离减少了相同的量。

上微带电路12包括具有介电常数ε_r1和厚度H₁的介电衬底。下微带电路14包括具有介电常数ε_r2和厚度H₂的介电衬底。衬底12a、14a的两外侧被金属化成接地平面(图中未示出)，而在面对面的内侧，以这样的方式实现两微带12b、14b：当两个电磁信号馈入两条微带时，将电磁场限制在两个接地平面之间的区域内。尤其，将电磁场的相关部分限制在两微带之间的空间区域内。

扰动器18是包括一种或多种介电材料、金属、或金属和介电材料的组合的板。扰动器18被设置在两个衬底之间的空间区域中，以便扰动在其间隙的空间区域中传播的电磁场。扰动器18具有厚度T_pert，当将介电材料用在扰动器18中时，这些介电材料相对于两个衬底的介电常数具有高的介电常数(ε_pert＞＞ε_r1，ε_r2)。

两个衬底12a、14a处在固定位置上。最好，两微带线12b、14b被彼此平行地设置在增加了小空隙的对应于扰动器的厚度(T_pert)的距离上，以便使致动器20能够沿着与电路的平面垂直的轴朝着电路12、14和背离电路12、14地位移扰动器18。

可以首先参照包括实现在介电衬底上的单个微带电路(例如，仅有在衬底12a上的微带电路12)和扰动器18的简化装置，说明器件10的主要基本操作。

这样的系统是双端口器件(IN1-OUT1)，可以针对其有效介电常数，从电磁信号从输入端口IN1行进到输出端口OUT1所需的时间(即，延迟时间)是该系统的有效介电常数的函数的意义上来描述。通过相隔一定距离地放置介电板(即，扰动器18)，电磁场分布受到扰动，从而可以通过有效介电常数的不同值来描述系统。当将扰动器放置在接近局部化电磁场的衬底的区域中时，扰动效应更加明显。通过致动器移动扰动器，器件变成可以通过控制衬底和扰动器之间的距离来改变延迟时间的可调延迟线：例如，如果减小距离，则电磁信号减速且延迟时间增加；反之，如果增大距离，则电磁信号加速且延迟时间缩短。

通过提供第二微带(即，衬底14a上的微带电路14，其输入和输出端为IN2和OUT2)，该装置变成可调差分延迟线，其中，设置在两衬底12a、14a之间的间隙16中的扰动器18的位移使扰动器变得交替地与微带电路12、14中的一个较接近，也就是说，较远离微带电路12、14中的另一个。其结果是，扰动器加速一个微带电路中的电磁信号，同时，减速另一个微带电路中的电磁信号，反之亦然。

再次参照呈简单双端口器件形式的简化装置(具有与在具有介电常数ε_r和厚度H_s的介电衬底上实现的宽度为W_m的单条微带的两端相对应的输入端口和输出端口)，可以通过如下给出的有效介电常数ε_eff来描述该器件：

${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r+1}{2}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r-1}{2}\·\frac{1}{\sqrt{1+10\·\frac{H_s}{W_m}}}$

在 $\frac{H_s}{W_m}>>1$ 的情况下，ε_eff趋向于

这是两种媒体，即，衬底和空气的介电常数的均值(平均值)。

电磁信号从微带的输入端口行进到输出端口所需的时间由下式给出：

$\mathrm{\τ}=\frac{L}{c}\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}}---\left(1\right)$

其中，L是导线的长度，c是自由空间中的光速，ε_eff是传播媒体的有效介电常数。

如果现在考虑包括实现在介电常数为ε_s的衬底上的微带的器件，那么，通过相隔距离D_a平行于衬底放置的介电常数为ε_p的介电板，可以获得单条微带的有效介电常数ε_eff的扰动。

在这种情况下，有效介电常数无法用解析公式来表达，但可以通过数值方法来计算(参见，例如，在本说明书的背景技术部分中引用的Tae-Yeoul Yun和Kai Chang的文章：″A Low-loss Time-DelayPhase Shifter Controlled by Piezoelectric Transducer to PerturbMicrostrip Line”，IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVELETTERS，VOL.10，NO.3，MARCH 2000，pag.96-98)。

尤其，有效介电常数取决于材料的介电常数和组成元件的几何形状。

在这样的双端口器件中，如果考虑相继与衬底相隔两个距离d₁和d₂放置的扰动器，这些距离分别对应于有效介电常数ε_eff1和ε_eff2，在扰动器的这两个位置电磁信号从具有长度L_m的微带的输入端口行进到输出端口的时间差可以根据上面的公式(1)表达成：

$\mathrm{\Δ\τ}=\frac{L_m}{c}(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}2}}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}1}})$

可以通过考虑两种极限配置来理解器件的几何形状如何影响有效介电常数ε_eff和延时Δτ。

如果距离D_a趋向于无穷大，即，几何形状和前面介绍的简单微带的几何形状相同，那么，ε_eff将接近于衬底和空气的介电常数的均值。

相反，如果距离D_a趋向于零，那么，ε_eff将基本接近于衬底和扰动器的介电常数的均值。

因为，一般说来，介电常数ε_p＞1，所以，通过逐渐减小D_a，将增强扰动效应，并且使有效介电常数单调增大。此外，ε_p越大，扰动效应越强。

图1-4中描绘的装置是四端口差分可调延迟线：“差分”是因为关键参数Δτ_diff＝τ₁-τ₂是电磁信号从微带12的输入端口IN1行进到输出端口OUT1所需的时间τ₁与电磁信号从微带14的输入端口IN2行进到输出端口OUT2所需的时间τ₂之间的差值；“可调”是因为可以通过改变扰动器18的位置来调整Δτ_diff的值。

一般说来，在图1-4中描绘的装置中，与在“上”微带12中行进的电磁信号相关联的电磁场和与在“下”微带14中行进的电磁信号相关联的电磁场相耦合。因此，可以利用有效介电常数ε_eff来描述整个系统，所述有效介电常数ε_eff同样不能被解析地表达，但可以通过数值方法来计算。

在扰动器具有高介电常数的情况下，或在扰动器包含金属层的情况下，可以将系统较近似地分析为包括两个独立部分：前一部分包括“上”衬底12a、相关微带12b和扰动器18，用有效介电常数ε_eff1来描述；后一部分包括“下”衬底14a、相关微带14b和扰动器18，用有效介电常数ε_eff2来描述。

这些部分中的每一个可以如上文说明的那样来分析。

因此，在延迟元件10中，对于扰动器18的给定位置，端口OUT1、OUT2之间的延迟由下式给出：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}}=\frac{L}{c}(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{{\mathrm{eff}}_1}}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{{\mathrm{eff}}_2}})$

由于扰动器18的位置影响两条微带的ε_eff，所以可以通过改变扰动器的位置来调整Δτ_diff。

如果再次考虑扰动器18处在两个不同的位置1和2上，那么，输出端口OUT1和OUT2之间的差分延时的差值由下式给出：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}}={\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}1}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}2}=\frac{L}{c}[{(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}1}}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}2}})}_1-{(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}1}}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}2}})}_2]=$

$=\frac{L}{c}\left\{\right[{\left(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}1}}\right)}_1-{\left(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}1}}\right)}_2]+[{\left(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}2}}\right)}_2-{\left(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}2}}\right)}_1\left]\right\}$

器件10是四端口器件；一般说来，四端口器件用散射参数的术语

来描述，其中，标号i，j＝1，2，3，4标记端口号(IN1＝1；OUT1＝2；IN2＝3；OUT2＝4)。

在本文所述的装置的情况下，将主要的散射参数列在下面，它们分别代表：

端口1上的回波损耗，即，信号在端口1(IN1)上反射的比例；

端口3上的回波损耗，即，信号在端口3(IN2)上反射的比例；

当电磁信号从输入端口1(IN1)行进到输出端口2(OUT1)时，输入信号从输出端口出来的比例；和

当电磁信号从输入端口3(IN2)行进到输出端口4(OUT2)时，输入信号从输出端口出来的比例。

所涉及的参数考虑了金属和电介质中由于失配、辐射和耗散而损耗的信号量，必须使之达到最小。

的相位，代表电磁信号从输入端口1(IN1)行进到输出端口2(OUT1)的相位变化；和

的相位，代表电磁信号从输入端口3(IN2)行进到输出端口4(OUT2)的相位变化。

这两个参数按照如下公式、相关时间τ、相位变化ΔФ和电磁信号的频率f，给出关于信号从输入端口行进到输出端口所需的时间的定量信息，从输入端口行进到输出端口即从端口1(IN1)行进到端口2(OUT1)和从端口3(IN2)行进到端口4(OUT2)：

$\mathrm{\τ}=\frac{\mathrm{\Δ\Φ}}{2\mathrm{\πf}}$

因此，在器件10中，在扰动器18的某个位置中，端口OUT1和OUT2之间的差分延时由下式给出：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}}=\frac{L}{c}(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{{\mathrm{eff}}_1}}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{{\mathrm{eff}}_2}})=\frac{1}{2\mathrm{\πf}}(\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{21}\right)-\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{43}\right))$

然后，考虑处在两个不同位置1和2上的扰动器，端口OUT1和OUT2之间的差分延时的差值由下式给出：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}}={\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}1}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{diff}2}=\frac{1}{2\mathrm{\πf}}[{(\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{21}\right)-\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{43}\right))}_1-{(\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{21}\right)-\mathrm{Arg}\left({\stackrel{\→}{S}}_{43}\right))}_2]$

所考虑的两个其它散射参数列在下面：

当电磁信号从输入端口1(IN1)行进到输出端口2(OUT1)时，输入信号从输出端口4(OUT2)出来的比例；和

当电磁信号从输入端口3(IN2)行进到输出端口4(OUT2)时，输入信号从输出端口2(OUT1)出来的比例。

和

是耦合参数，即，代表两条微带之间不可避免的相互作用，最好使之达到最小。

本文所述的器件10的显著特征在于，它是对称器件；这意味着可以交换输入端口和输出端口，以便，例如，信号可以馈入到被称为OUT1(OUT2)的端口中和从端口IN1(IN2)出来，而保持器件的所有功能性和性能特征。以数学术语表述，这意味着：

${\stackrel{\→}{S}}_{11}={\stackrel{\→}{S}}_{22},$ ${\stackrel{\→}{S}}_{33}={\stackrel{\→}{S}}_{44}$

${\stackrel{\→}{S}}_{12}={\stackrel{\→}{S}}_{21},$ ${\stackrel{\→}{S}}_{34}={\stackrel{\→}{S}}_{43}$

器件的对称性暗示着 ${\stackrel{\→}{S}}_{11}\left(d\right)={\stackrel{\→}{S}}_{33}(-d),$ ${\stackrel{\→}{S}}_{21}\left(d\right)={\stackrel{\→}{S}}_{43}(-d)$ 和 ${\stackrel{\→}{S}}_{41}\left(d\right)={\stackrel{\→}{S}}_{23}(-d),$ 从而可以只考虑

和

图4仅通过例子(因此，无意限制本发明的范围的效果)详细描绘了本文所述的装置的实施例，该实施例被发现特别有效，因此当前优选的。

在这个优选实施例中，微带电路12、14和扰动器18都呈长度L＝4cm的板的形式。

两个介电衬底12a、14a由(相对)介电常数为6.15、厚度H为1.9mm、表面为40×40mm²的Rogers RT Duroid 3006构成。两个微带电路12、14被平行地放置在相距2.4mm(在它们携带微带12b、14b的内面之间测量)处，具有2mm厚度T的CaTiO₃扰动器18(介电常数为160)被设置在微带电路12、14之间。这样，扰动器18与两个微带电路12、14之间的总空隙等于0.4mm。扰动器18的最大偏移E等于0.25mm，即，扰动器18相对于两个微带电路12、14之间的中点(取作零基准点)对称地在范围(-0.125mm-+0.125mm)内运动。这样，微带电路12、14与扰动器18之间的最小距离是0.075mm。因此，扰动器18的偏移最好在亚毫米范围内，一般小于2mm。最小衬底-扰动器距离最好大于0.05mm：这样就安全地避免了扰动器18与微带电路12/14之间的不希望的机械接触的任何风险。

更一般地，致动器20通常被配置成在小于2mm的最大偏移上，最好在小于1mm的最大偏移上位移扰动器18，特别优选值是近似0.25mm的偏移。

通常，扰动器元件与第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之一之间的最小距离大于0.05mm。

金属微带12b、14b在下述这样的方式下，具有2.4mm的宽度：每条微带的阻抗在扰动器处于零位置上时是50Ω，并且在扰动器18的整个偏移上，在(45Ω-53Ω)范围内变化。

在图4中所示的示范性实施例中，用于造成扰动器18位移的信号的频率通常低于200Hz，而扰动器18的质量小于200g。

如果考虑在2.0到2.3GHz频率范围(延迟的RF信号的频率)内本文所讨论的示范性器件的性能，

在整个频率范围上低于15dB，这表明在扰动器的所有位置上输入端口的匹配都非常好。

此外，还是在整个频率范围上，

高于-0.5dB，即，在每个扰动器位置上延迟元件损耗都低于0.25dB。

另外，

在整个频率范围上都低于-15dB，这提供了两个电磁信号得到满意退耦的好证据。

图5示出了在2.2GHz的频率上差分延时τ_diff(纵坐标刻度是ns)随扰动器位移d(横坐标刻度是mm)的变化。差分延时τ_diff在(-0.11-+0.11)ns范围内变化，这意味着对于0.25mm的偏移，器件10在输出端口之间引入了0.22ns的最大差分延时。

图5强调了差分延时τ_diff与扰动器位移d的准线性关系。这是另一个显著特征，尤其当器件以连续方式工作时，也就是说，线性致动器20以通常在几十上百Hz(例如，高达200Hz)的范围内的某个频率上下移动扰动器18。

在线性关系τ_diff(d)＝kd(其中，k是恒定值)的情况下，为了实现差分延时随时间t而变的某个函数τ_diff(t)，可以简单地使：

τ_diff(t)＝kd(t)

图6示范了获取正弦函数τ_diff(t)所需的扰动器18的偏移d(t)，正弦函数τ_diff(t)具有为了相同图形中的比较而报道的周期T＝50ms。由于利用本文所述的器件10获取的关系的小的非线性，两条曲线(连续线＝纯线性关系；带点线＝利用本文所述的器件10获取的准线性关系)只稍有不同。因此，如果考虑代表扰动器18的运动的函数d(t)的频谱，那么只有非常接近 $\mathrm{\ν}=\frac{1}{T}=20\mathrm{Hz}$ 的那些频率分量才有意义。

功率管理能力是本文所述的器件的另一个令人感兴趣的特征：事实上，RF功率主要集中在作为简单无源部件的两条微带12和14的区域中，功率管理能力只受到由于微带和衬底材料中的损耗的温度上升的限制。正如指出的那样，本文所述的器件呈现非常低的损耗，这保证了该器件能够管理超过几十瓦的RF功率电平。

本文所述的装置的优选使用是在需要有效改变和控制射频和微波区中的电磁信号的延时和相移的那些电信应用中。

图7代表本文所述的元件10在电信领域中的可能使用。更具体地说，图7涉及按照如PCT/EP2004/011204所述的动态延迟分集(DDD)技术进行操作的电信设备。其中，将RF信号功率分成两部分P1和P2，然后分别馈送到第一和第二天线A1和A2，以便发射。具体来说，PCT/EP2004/011204公开了将时变延迟应用于由第二天线发射的信号的可能性。多亏了这种时变延迟，由终端用户的移动手持机最终接收的组合信号(P1+P2)表现出时间分集的较高电平，致使移动手持机的基带电路进行的信道解码相对于传统的单天线发射的情况能够提供更好的性能。

如图7所示，当使用本文所述的延迟元件10时，来自高功放(HPA)的RF功率被馈送到分离器S中，以产生两个信号部分P1和P2。然后，这些信号穿过延迟元件10的两条延迟路径IN1、OUT1和IN2、OU2，然后分别被馈送到第一天线A1和第二天线A2，以便发射。

因此，两个信号部分P1和P2被不同的延迟影响，因为信号的延时以同步方式在两条RF分支中变化：信号P1在上分支中被“加速”，同时，信号P2在下分支中被“减速”，反之亦然。因此，时变的(差分)延迟被产生，组合后的信号表现出时间分集的所希望提高电平，从而改善例如在移动手持机上的接收性能。

正如指出的那样，延迟元件10能够管理高功率(包含功率非常高的RF信号)，因此，可以与高功放HPA和功分器级联，从而避免了例如使用两个昂贵的高功放。

当然，在不使本发明的基本原理受到损害的情况下，针对仅通过例子描述的本发明的内容，可以改变(甚至可以显著地改变)本发明的细节和实施例，这不偏离如所附权利要求书所限定的本发明的范围。

Claims (15)

1.一种延迟元件(10)，包括：

第一微带电路(12)，用于定义第一信号从第一输入端(IN1)到第一输出端(OUT1)的第一延迟行进路径，和第二微带电路(14)，用于定义第二信号从第二输入端(IN2)到第二输出端(OUT2)的第二延迟行进路径，所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)以面对面的关系并排排列；和

扰动器元件(18)，被设置在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间，所述扰动器元件(18)可朝着和背离所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)位移(20)，从而，当所述扰动器元件(18)与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)中的一个的距离增大时，所述扰动器元件(18)与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)中的另一个的距离减小，反之亦然；

所述扰动器元件(18)在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间的位置定义所述第一信号在所述第一延迟行进路径中行进所经历的时间(τ1)与所述第二信号在所述第二延迟行进路径中行进所经历的时间(τ2)之间的差值(Δτ＝τ1-τ2)。

2.如权利要求1所述的元件，包括使所述扰动器元件在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间移动的致动器(20)。

3.如权利要求2所述的元件，其中，所述致动器(20)被配置成相对于所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间的中点对称地位移所述扰动器元件(18)。

4.如权利要求2或3之一所述的元件，其中，所述致动器(20)被配置成在小于2mm的偏移上位移所述扰动器元件(18)。

5.如权利要求2或3之一所述的元件，其中，所述致动器(20)被配置成在小于1mm的偏移上位移所述扰动器元件(18)。

6.如权利要求2或3之一所述的元件，其中，所述致动器(20)被配置成在近似0.25mm的偏移上位移所述扰动器元件(18)。

7.如权利要求1到3的任何一项所述的元件，其中，所述扰动器元件与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)中的任何一个之间的距离大于0.05mm。

8.如权利要求1到3中的任何一项所述的元件，其中，所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)彼此平行地排列。

9.如权利要求8所述的元件，其中，所述扰动器元件(18)具有面向所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)并与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)平行地排列着的相对平面。

10.如权利要求1到3中的任何一项所述的元件，其中，所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)包括介电衬底(12a，14a)，所述介电衬底(12a，14a)具有设置在该衬底上的金属微带(12b，14b)。

11.如权利要求10所述的元件，其中，所述金属微带(12b，14b)彼此面对面排列着，所述扰动器元件(18)夹在两者之间。

12.如权利要求1到3中的任何一项所述的元件，其中，所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)包括具有各自介电常数ε_r1，ε_r2的介电衬底(12a，14a)，所述扰动器元件(18)包括具有扰动器介电常数ε_pert的介电材料，其中，ε_pert＞＞ε_r1，ε_r2。

13.如权利要求1到3中的任何一项所述的元件，其中，所述扰动器元件(18)包括金属材料。

14.一种用于延迟电信号(10)的方法，包括如下步骤：

-定义第一信号从第一微带电路(12)中的第一输入端(IN1)到第一输出端(OUT1)的第一延迟行进路径，以及第二信号从第二微带电路(14)中的第二输入端(IN2)到第二输出端(OUT2)的第二延迟行进路径；

-设置所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)以面对面的关系与扰动器元件(18)并排排列，所述扰动器元件(18)被设置在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间；和

-朝着和背离所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)地位移所述扰动器元件(18)，从而，当所述扰动器元件(18)与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)中的一个的距离增大时，所述扰动器元件(18)与所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)中的另一个的距离减小，反之亦然；所述扰动器元件(18)在所述第一微带电路(12)和第二微带电路(14)之间的位置定义所述第一信号在所述第一延迟行进路径中行进所经历的时间(τ1)与所述第二信号在所述第二延迟行进路径中行进所经历的时间(τ2)之间的差值(Δτ＝τ1-τ2)。

15.一种用于经由相应的分集天线(A1，A2)发射第一信号(P1)和第二信号(P2)的电信设备，所述设备包含被按照权利要求1到10中的任何一项来实现的延迟元件，其中，所述第一和第二信号分别穿过所述延迟元件的所述第一和第二延迟行进路径。

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