JPH0523630B2 - - Google Patents
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- JPH0523630B2 JPH0523630B2 JP22695985A JP22695985A JPH0523630B2 JP H0523630 B2 JPH0523630 B2 JP H0523630B2 JP 22695985 A JP22695985 A JP 22695985A JP 22695985 A JP22695985 A JP 22695985A JP H0523630 B2 JPH0523630 B2 JP H0523630B2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 23
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 1
- 238000009429 electrical wiring Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は位相測定装置に関し、特に、高周波信
号の位相を高精度に測定する装置に関する。本発
明による装置は、例えばネツトワーク・アナライ
ザとして、ネツトワーク（４端子回路網）の高周
波パラメータ、例えば入出力信号の位相差等を測
定する場合に利用される。
号の位相を高精度に測定する装置に関する。本発
明による装置は、例えばネツトワーク・アナライ
ザとして、ネツトワーク（４端子回路網）の高周
波パラメータ、例えば入出力信号の位相差等を測
定する場合に利用される。
第２図に従来形の位相測定装置の一例が示され
る。第２図において、３，４は高周波増幅器であ
つて、それぞれ端子１から入力された被測定信号
ｆ（周波数をf0とする）、端子２から入力された基
準信号f0（周波数をf0とする）を増幅する。２１，
２２は周波数混合回路であつて、それぞれ周波数
混合器２１ａおよびフイルタ２１ｂ、周波数混合
器２２ａおよびフイルタ２２ｂからなる。周波数
混合器２１ａ，２２ａにはビート周波数を得るた
めの独立した位相固定閉ループ（PLL）回路２
３またはトラツキングオシレータが接続されてお
り、また、フイルタ２１ｂ，２２ｂはスプリアス
および不要側帯波を除去するためのものである。
２４は位相測定回路であつて、周波数混合回路２
１および２２の出力信号をアナログ的またはデイ
ジタル的に比較し、この比較に基づいて被測定信
号ｆの基準信号f0に対する位相を測定する。
る。第２図において、３，４は高周波増幅器であ
つて、それぞれ端子１から入力された被測定信号
ｆ（周波数をf0とする）、端子２から入力された基
準信号f0（周波数をf0とする）を増幅する。２１，
２２は周波数混合回路であつて、それぞれ周波数
混合器２１ａおよびフイルタ２１ｂ、周波数混合
器２２ａおよびフイルタ２２ｂからなる。周波数
混合器２１ａ，２２ａにはビート周波数を得るた
めの独立した位相固定閉ループ（PLL）回路２
３またはトラツキングオシレータが接続されてお
り、また、フイルタ２１ｂ，２２ｂはスプリアス
および不要側帯波を除去するためのものである。
２４は位相測定回路であつて、周波数混合回路２
１および２２の出力信号をアナログ的またはデイ
ジタル的に比較し、この比較に基づいて被測定信
号ｆの基準信号f0に対する位相を測定する。
第２図に示される装置においては、被測定信号
ｆおよび基準信号f0は、まず高周波数増幅器３，
４においてそれぞれ所定のレベルまで増幅され、
次に、PLL回路２３の出力を局部発振信号fc（周
波数をfcとする）とする周波数混合器２１ａ，２
２ａにおいてそれぞれ位相を保持したまま周波数
変換され、さらにフイルタ２１ｂ，２２ｂにおい
てそれぞれスプリアスおよび不要側帯波が除去さ
れた後、例えば信号（f0＋fc）として位相測定回
路２４に入力されるようなつている。
ｆおよび基準信号f0は、まず高周波数増幅器３，
４においてそれぞれ所定のレベルまで増幅され、
次に、PLL回路２３の出力を局部発振信号fc（周
波数をfcとする）とする周波数混合器２１ａ，２
２ａにおいてそれぞれ位相を保持したまま周波数
変換され、さらにフイルタ２１ｂ，２２ｂにおい
てそれぞれスプリアスおよび不要側帯波が除去さ
れた後、例えば信号（f0＋fc）として位相測定回
路２４に入力されるようなつている。
上述した従来形の位相測定装置においては、被
測定信号が特に高周波信号である場合、温度等の
外的要因により被測定信号の周波数に変動が生じ
るとその変動が位相誤差となつて出力に現われる
ため、PLL回路の局部発振信号の周波数を高精
度にトラツキングさせる必要が生じ、そのための
PLL回路の構成が複雑になるという問題があつ
た。
測定信号が特に高周波信号である場合、温度等の
外的要因により被測定信号の周波数に変動が生じ
るとその変動が位相誤差となつて出力に現われる
ため、PLL回路の局部発振信号の周波数を高精
度にトラツキングさせる必要が生じ、そのための
PLL回路の構成が複雑になるという問題があつ
た。
本発明は、上述した従来形における問題点に鑑
み創作されたもので、比較的小型かつ簡単な構成
で、被測定信号の周波数変動に影響されることな
く高精度に位相測定を行うことができる位相測定
装置を提供することを目的としている。
み創作されたもので、比較的小型かつ簡単な構成
で、被測定信号の周波数変動に影響されることな
く高精度に位相測定を行うことができる位相測定
装置を提供することを目的としている。
本発明によれば、第１の発振信号を出力する局
部発振器と、基準信号と該第１の発振信号とを混
合し、それによつて得られる上側帯波および下側
帯波信号のうちいずれか一方の側帯波信号を出力
する第１の周波数混合回路と、該第１の発振信号
の周波数と異なる周波数を有する第２の発振信号
を出力する局部発振器と、該第１の周波数混合回
路の出力信号と該第２の発振信号とを混合し、そ
れによつて得られる上側帯波および下側帯波信号
のうち該第１の周波数混回路が出力する側帯波信
号と異なる側帯波側の側帯波信号を出力する第２
の周波数混合回路と、被測定信号と該第２の周波
数混合回路の出力信号とを混合し、それによつて
得られる上側帯波および下側帯波信号のうち該下
側帯波信号を出力する第３の周波数混合回路と、
該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力信号
とを混合し、それによつて得られる上側帯波およ
び下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力する
第４の周波数混合回路と、該第３および第４の周
波数混合回路の出力信号を比較し、この比較に基
づき該被測定信号の該基準信号に対する位相を測
定する位相測定回路とを備えた位相測定装置が提
供される。
部発振器と、基準信号と該第１の発振信号とを混
合し、それによつて得られる上側帯波および下側
帯波信号のうちいずれか一方の側帯波信号を出力
する第１の周波数混合回路と、該第１の発振信号
の周波数と異なる周波数を有する第２の発振信号
を出力する局部発振器と、該第１の周波数混合回
路の出力信号と該第２の発振信号とを混合し、そ
れによつて得られる上側帯波および下側帯波信号
のうち該第１の周波数混回路が出力する側帯波信
号と異なる側帯波側の側帯波信号を出力する第２
の周波数混合回路と、被測定信号と該第２の周波
数混合回路の出力信号とを混合し、それによつて
得られる上側帯波および下側帯波信号のうち該下
側帯波信号を出力する第３の周波数混合回路と、
該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力信号
とを混合し、それによつて得られる上側帯波およ
び下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力する
第４の周波数混合回路と、該第３および第４の周
波数混合回路の出力信号を比較し、この比較に基
づき該被測定信号の該基準信号に対する位相を測
定する位相測定回路とを備えた位相測定装置が提
供される。
本発明の位相測定装置においては、第１の周波
数混合回路において基準信号f0と第１の発振信号
f1（周波数をf1とする）とを混合して（f0＋f1）の
信号（または（f0−f1）の信号）を得るように
し、さらに第２の周波数混合回路において（f0＋
f1）の信号（または（f0−f1）の信号）と第２の
発振信号f2（周波数をf2とする）とを混合して（f0
＋f1−f2）の信号（または（f0＋f1−f1）の信号）
を得るようにし、この得られた信号を第３および
第４の周波数混合回路に入力してそれぞれ得られ
る（f0−f1）の信号（または（f1−f2）の信号）
を比較することにより被測定信号ｆの基準信号f0
に対する位相を測定するようにしているため、被
測定信号ｆの周波数f0が仮に変動した場合でもそ
の影響が出力側に現われることはなく、従つて高
精度な位相測定が可能となる。また、本発明によ
る装置は、構成や比較的複雑であるPLL回路あ
るいはトラツキングオシレータを不要としている
ので、比較的簡単な構成で、しかも全体的な規模
を小さくすることができる。
数混合回路において基準信号f0と第１の発振信号
f1（周波数をf1とする）とを混合して（f0＋f1）の
信号（または（f0−f1）の信号）を得るように
し、さらに第２の周波数混合回路において（f0＋
f1）の信号（または（f0−f1）の信号）と第２の
発振信号f2（周波数をf2とする）とを混合して（f0
＋f1−f2）の信号（または（f0＋f1−f1）の信号）
を得るようにし、この得られた信号を第３および
第４の周波数混合回路に入力してそれぞれ得られ
る（f0−f1）の信号（または（f1−f2）の信号）
を比較することにより被測定信号ｆの基準信号f0
に対する位相を測定するようにしているため、被
測定信号ｆの周波数f0が仮に変動した場合でもそ
の影響が出力側に現われることはなく、従つて高
精度な位相測定が可能となる。また、本発明によ
る装置は、構成や比較的複雑であるPLL回路あ
るいはトラツキングオシレータを不要としている
ので、比較的簡単な構成で、しかも全体的な規模
を小さくすることができる。
第１図には本発明による位相測定装置の一実施
例がブロツク的に示される。
例がブロツク的に示される。
第１図において、３，４は高周波増幅器であつ
て、それぞれ端子１から入力された被測定信号ｆ
（周波数をf0（＝160MHz）とする）、端子２から入
力された基準信号f0（周波数をf0（＝160MHz）と
する）を位相変動が生じないように増幅する。こ
の位相変動は主として増幅器利得や電気的な配線
長に起因して生じるものであるので、回路のレイ
アウトに際しては基準信号系および被測定信号系
のそれぞれの配線長を極力同じにすると共に、特
性がほぼ同一の増幅器を選定する必要がある。
て、それぞれ端子１から入力された被測定信号ｆ
（周波数をf0（＝160MHz）とする）、端子２から入
力された基準信号f0（周波数をf0（＝160MHz）と
する）を位相変動が生じないように増幅する。こ
の位相変動は主として増幅器利得や電気的な配線
長に起因して生じるものであるので、回路のレイ
アウトに際しては基準信号系および被測定信号系
のそれぞれの配線長を極力同じにすると共に、特
性がほぼ同一の増幅器を選定する必要がある。
５は周波数混合回路であつて、高周波増幅器３
を介して入力される被測定信号ｆの周波数f0と分
配器１１を通して入力される後述の周波数混合回
路９の出力信号周波数（f0＋f1−f2）とを混合す
る周波数混合器５ａと、周波数混合器５ａにおい
て得られる上側帯波および下側帯波信号（f0±
（f0＋f1−f2）のうち不要側帯波である上側帯波信
号（f0＋f0−f1−f2）を除去するためのフイルタ
５ｂとからなつている。
を介して入力される被測定信号ｆの周波数f0と分
配器１１を通して入力される後述の周波数混合回
路９の出力信号周波数（f0＋f1−f2）とを混合す
る周波数混合器５ａと、周波数混合器５ａにおい
て得られる上側帯波および下側帯波信号（f0±
（f0＋f1−f2）のうち不要側帯波である上側帯波信
号（f0＋f0−f1−f2）を除去するためのフイルタ
５ｂとからなつている。
同様に、６は周波数混合回路であつて、高周波
増幅器４を介して入力される基準信号の周波数f0
と分配器１１を通して入力される後述の周波数混
合回路９の出力信号周波数（f0＋f1−f2）とを混
合する周波数混合器６ａと、周波数混合器６ａに
おいて得られる上側帯波および下側帯波信号（f0
±（f0＋f1−f2）のうち不要側帯波である上側帯波
信号（f0＋f0＋f1−f2）を除去するためのフイル
タ６ｂとからなつている。
増幅器４を介して入力される基準信号の周波数f0
と分配器１１を通して入力される後述の周波数混
合回路９の出力信号周波数（f0＋f1−f2）とを混
合する周波数混合器６ａと、周波数混合器６ａに
おいて得られる上側帯波および下側帯波信号（f0
±（f0＋f1−f2）のうち不要側帯波である上側帯波
信号（f0＋f0＋f1−f2）を除去するためのフイル
タ６ｂとからなつている。
同様に、７は周波数混合回路であつて、高周波
増幅器４を介して入力される基準信号の周波数f0
と局部発振器８の発振信号f1（周波数をf1（＝20M
Hz）とする）とを混合する周波数混合器７ａと、
周波数混合器７ａにおいて得られる上側帯波およ
び下側帯波信号（f0±f1）のうち不要側帯波であ
る下側帯波信号（f0−f1）を除去するためのフイ
ルタ７ｂとからなつている。
増幅器４を介して入力される基準信号の周波数f0
と局部発振器８の発振信号f1（周波数をf1（＝20M
Hz）とする）とを混合する周波数混合器７ａと、
周波数混合器７ａにおいて得られる上側帯波およ
び下側帯波信号（f0±f1）のうち不要側帯波であ
る下側帯波信号（f0−f1）を除去するためのフイ
ルタ７ｂとからなつている。
同様に、９は周波数混合回路であつて、周波数
混合回路７の出力信号周波数（f0＋f1）と局部発
振器１０の発振周波数f2（周波数をf2（＝20.1MHz）
とする）とを混合する周波数混合器９ａと、周波
数混合器９ａにおいて得られる上側帯波および下
側帯波信号（f0＋f1±f2）のうち不要側帯波であ
る上側帯波信号（f0＋f1＋f2）を除去するための
フイルタ９ｂとからなつている。
混合回路７の出力信号周波数（f0＋f1）と局部発
振器１０の発振周波数f2（周波数をf2（＝20.1MHz）
とする）とを混合する周波数混合器９ａと、周波
数混合器９ａにおいて得られる上側帯波および下
側帯波信号（f0＋f1±f2）のうち不要側帯波であ
る上側帯波信号（f0＋f1＋f2）を除去するための
フイルタ９ｂとからなつている。
１１は分配器であつて、周波数混合回路９の出
力信号（f0＋f1−f2）を周波数混合器５ａ，６ａ
に供給する。
力信号（f0＋f1−f2）を周波数混合器５ａ，６ａ
に供給する。
１２，１３はアナログ・デイジタル（Ａ／Ｄ）
変換器であつて、それぞれ周波数混合回路５，６
において得られた低周波（f2−f1）のビート信号
をパルス化するものであり、ゼロクロスコンパレ
ータで構成されている。
変換器であつて、それぞれ周波数混合回路５，６
において得られた低周波（f2−f1）のビート信号
をパルス化するものであり、ゼロクロスコンパレ
ータで構成されている。
１４はシーケンシヤルロジツク構成のデイジタ
ルの位相検出回路であつて、Ａ／Ｄ変換器１２，
１３から出力されたパルス信号のパルスの立上り
または立下りの位置を比較し、この比較に基づい
て被測定信号ｆと基準信号f0との位相差を、該位
相差に相当する幅を有するパルスの形で出力す
る。従つて、Ａ／Ｄ変換器１２，１３からのパル
スの幅に関係しないので、高精度の位相検出が行
える。
ルの位相検出回路であつて、Ａ／Ｄ変換器１２，
１３から出力されたパルス信号のパルスの立上り
または立下りの位置を比較し、この比較に基づい
て被測定信号ｆと基準信号f0との位相差を、該位
相差に相当する幅を有するパルスの形で出力す
る。従つて、Ａ／Ｄ変換器１２，１３からのパル
スの幅に関係しないので、高精度の位相検出が行
える。
１５はパルストレイン回路であつて、位相検出
回路１４から出力された位相差に相当する幅を有
するパルスと局部発振器１０の発振信号2パルス
との論理積をとる。従つて、パルストレイン回路
１５からは位相差に相応したパルス数を有するパ
ルス信号が出力される。
回路１４から出力された位相差に相当する幅を有
するパルスと局部発振器１０の発振信号2パルス
との論理積をとる。従つて、パルストレイン回路
１５からは位相差に相応したパルス数を有するパ
ルス信号が出力される。
最後に、１６はカウンタ回路であつて、パルス
トレイン回路１５から出力されたパルス信号のパ
ルス数を計数し、この計数値を端子１７に出力す
る。この計数値は被測定信号ｆの基準信号f0に対
する位相を表わすものである。なお、好適には端
子１７に表示器等を接続し、位相を直読可能に構
成することもできる。
トレイン回路１５から出力されたパルス信号のパ
ルス数を計数し、この計数値を端子１７に出力す
る。この計数値は被測定信号ｆの基準信号f0に対
する位相を表わすものである。なお、好適には端
子１７に表示器等を接続し、位相を直読可能に構
成することもできる。
Ａ／Ｄ変換器１２，１３、位相検出回路１４、
パルストレイン回路１５およびカウンタ回路１６
により位相測定回路が構成される。
パルストレイン回路１５およびカウンタ回路１６
により位相測定回路が構成される。
次に、第１図に示される装置の動作について説
明する。
明する。
まず、周波数f0の被測定信号ｆと基準信号f0が
それぞれ高周波数増幅器３，４を介して周波数混
合回路５，６に入力される。一方、基準信号f0は
周波数混合回路７において発振信号f1と加算（f0
＋f1）され、さらに周波数混合回路９において発
振信号f2を減算（f0＋f1−f2）された後、分配器
１１を介して周波数混合回路５，６に入力され
る。
それぞれ高周波数増幅器３，４を介して周波数混
合回路５，６に入力される。一方、基準信号f0は
周波数混合回路７において発振信号f1と加算（f0
＋f1）され、さらに周波数混合回路９において発
振信号f2を減算（f0＋f1−f2）された後、分配器
１１を介して周波数混合回路５，６に入力され
る。
周波数混合回路５，６においてはそれぞれ、周
波数（f0＋f1−f2）の信号が周波数f0の被測定信
号ｆ、周波数f0の基準信号f0から減算され、被測
定信号ｆの基準信号f0に対する位相を保持したま
まで低周波（f2−f1）のビート信号に変換され
る。
波数（f0＋f1−f2）の信号が周波数f0の被測定信
号ｆ、周波数f0の基準信号f0から減算され、被測
定信号ｆの基準信号f0に対する位相を保持したま
まで低周波（f2−f1）のビート信号に変換され
る。
変換された低周波ビート信号は、Ａ／Ｄ変換器
１２，１３においてパルス化され、位相検出回路
１４に入力される。位相検出回路１４は被測定信
号ｆと基準信号f0ととの位相差を検出し、パルス
の形で出力する。このパルスは、パルストレイン
回路１５において発振信号f2パルスと論理積がと
られ、カウンタ回路１６にホールドされる。カウ
ンタ回路１６は、パルストレイン回路１５からの
パルスの数を計数し、位相を表わす信号としてこ
の計数値を出力する。
１２，１３においてパルス化され、位相検出回路
１４に入力される。位相検出回路１４は被測定信
号ｆと基準信号f0ととの位相差を検出し、パルス
の形で出力する。このパルスは、パルストレイン
回路１５において発振信号f2パルスと論理積がと
られ、カウンタ回路１６にホールドされる。カウ
ンタ回路１６は、パルストレイン回路１５からの
パルスの数を計数し、位相を表わす信号としてこ
の計数値を出力する。
このようにして、被測定信号ｆの極めて高い周
波数f0に影響されることなく、位相測定を行うこ
とができる。また、本実施例においては出力処理
をデイジタル的に行なつているため、出力端子１
７にコンピユータが接続される場合には極めて好
都合である。
波数f0に影響されることなく、位相測定を行うこ
とができる。また、本実施例においては出力処理
をデイジタル的に行なつているため、出力端子１
７にコンピユータが接続される場合には極めて好
都合である。
なお、本実施例においてはパルストレイン回路
１５に入力されるパルス信号として局部発振器１
０の発振信号f2（20.1MHz）を用いたが、それに
限らず、例えば局部発振器８の発振信号f1（20M
Hz）、基準信号f0（160MHz）を用いてもよい。基
準信号f0を用いた場合には、位相測定精度がさら
に向上する。
１５に入力されるパルス信号として局部発振器１
０の発振信号f2（20.1MHz）を用いたが、それに
限らず、例えば局部発振器８の発振信号f1（20M
Hz）、基準信号f0（160MHz）を用いてもよい。基
準信号f0を用いた場合には、位相測定精度がさら
に向上する。
本発明によれば、比較的簡易構成で規模の縮小
化を図り、被測定信号の周波数変動に影響される
ことなく高精度に位相測定を行うことができる。
化を図り、被測定信号の周波数変動に影響される
ことなく高精度に位相測定を行うことができる。
第１図は本発明による位相測定装置の一実施例
を示すブロツク図、第２図は従来形の位相測定装
置の一例を示すブロツク図である。 ３，４……高周波増幅器、５，６，７，９……
周波数混合回路、８，１０……局部発振器、１
２，１３……Ａ／Ｄ変換器、１４……位相検出回
路、１５……パルストレイン回路、１６……カウ
ンタ回路、ｆ……被測定信号、f0……基準信号、
f1，f2……局部発振信号。
を示すブロツク図、第２図は従来形の位相測定装
置の一例を示すブロツク図である。 ３，４……高周波増幅器、５，６，７，９……
周波数混合回路、８，１０……局部発振器、１
２，１３……Ａ／Ｄ変換器、１４……位相検出回
路、１５……パルストレイン回路、１６……カウ
ンタ回路、ｆ……被測定信号、f0……基準信号、
f1，f2……局部発振信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１の発振信号を出力する局部発振器と、 基準信号と該第１の発振信号とを混合し、それ
によつて得られる上側帯波および下側帯波信号の
うちいずれか一方の側帯波信号を出力する第１の
周波数混合回路と、 該第１の発振信号の周波数と異なる周波数を有
する第２の発振信号を出力する局部発振器と、 該第１の周波数混合回路の出力信号と該第２の
発振信号とを混合し、それによつて得られる上側
帯波および下側帯波信号のうち該第１の周波数混
合回路が出力する側帯波信号と異なる側帯波側の
側帯波信号を出力する第２の周波数混合回路と、 被測定信号と該第２の周波数混合回路の出力信
号とを混合し、それによつて得られる上側帯波お
よび下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力す
る第３の周波数混合回路と、 該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力信
号とを混合し、それによつて得られる上側帯波お
よび下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力す
る第４の周波数混合回路と、 該第３および第４の周波数混合回路の出力信号
を比較し、この比較に基づき該被測定信号の該基
準信号に対する位相を測定する位相測定回路とを
備えた位相測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22695985A JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22695985A JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6287874A JPS6287874A (ja) | 1987-04-22 |
| JPH0523630B2 true JPH0523630B2 (ja) | 1993-04-05 |
Family
ID=16853300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22695985A Granted JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6287874A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5663666A (en) * | 1996-02-21 | 1997-09-02 | Hewlett-Packard Company | Digital phase detector |
| DE102011017545B4 (de) * | 2011-04-26 | 2018-07-19 | Forschungsverbund Berlin E.V. | Auto-Heterodynempfänger |
-
1985
- 1985-10-14 JP JP22695985A patent/JPS6287874A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6287874A (ja) | 1987-04-22 |
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