JPH05211449A - 分離変調及びチャンネル信号径路を有するｆｍ変調器回路 - Google Patents
分離変調及びチャンネル信号径路を有するｆｍ変調器回路Info
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- JPH05211449A JPH05211449A JP4093061A JP9306192A JPH05211449A JP H05211449 A JPH05211449 A JP H05211449A JP 4093061 A JP4093061 A JP 4093061A JP 9306192 A JP9306192 A JP 9306192A JP H05211449 A JPH05211449 A JP H05211449A
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- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
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- H03B2201/0283—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents the means functioning digitally
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
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- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0004—Circuit elements of modulators
- H03C2200/0029—Memory circuits, e.g. ROMs, RAMs, EPROMs, latches, shift registers
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 各経路が個別的に且つ独立的に最適になるよ
うな分離変調及びチャンネル信号経路を有するＦＭ変調
器回路を提供する。 【構成】 ＦＭ変調器回路は分離変調及びチャンネル信
号経路を有している。この変調経路は、変調信号を受け
且つ変調信号に従って周波数変調された変調中間周波数
信号を供給する数値的に制御された変調発振器１０４を
含んでいる。所望周波数のチャンネルを表わすチャンネ
ル選択数が与えられる。チャンネル選択信号を受け且つ
所要周波数のチャンネル信号を供給するための局部発振
器手段１３０を含むチャンネル信号経路が与えられる。
変調中間周波数ｆＩＦは次にチャンネル信号ｆＬＯと合
成されて所望のＦＭ出力信号ｆｏｕｔを供給する。
うな分離変調及びチャンネル信号経路を有するＦＭ変調
器回路を提供する。 【構成】 ＦＭ変調器回路は分離変調及びチャンネル信
号経路を有している。この変調経路は、変調信号を受け
且つ変調信号に従って周波数変調された変調中間周波数
信号を供給する数値的に制御された変調発振器１０４を
含んでいる。所望周波数のチャンネルを表わすチャンネ
ル選択数が与えられる。チャンネル選択信号を受け且つ
所要周波数のチャンネル信号を供給するための局部発振
器手段１３０を含むチャンネル信号経路が与えられる。
変調中間周波数ｆＩＦは次にチャンネル信号ｆＬＯと合
成されて所望のＦＭ出力信号ｆｏｕｔを供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数変調の技術に関
するものであり、より詳細には、分離変調及びチャンネ
ル信号径路（Ｓｅｐａｒａｔｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｉｇｎａｌ ｐａｔｈ
ｓ）を用いるデジタル発生周波数変調信号の高変換（ｕ
ｐ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）を行う回路に関するもので
ある。
するものであり、より詳細には、分離変調及びチャンネ
ル信号径路（Ｓｅｐａｒａｔｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｉｇｎａｌ ｐａｔｈ
ｓ）を用いるデジタル発生周波数変調信号の高変換（ｕ
ｐ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）を行う回路に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】業務をはずれた信号発生器に即座に取っ
て換わられ且つ待機信号発生器（ｓｔａｎｄｂｙ ｓｉ
ｇｎａｌ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）が所望の中心周波数
に、例えば８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚの周波数待
機内に即座に同調することができる待機システムとして
得られるしばしばＦＭ励振器と呼ばれるＦＭ信号発生器
を有することがしばしば望ましい。米国において、連邦
通信委員会（ＦＣＣ）は、斯かるＦＭ信号発生器の作動
は中心周波数からの周波数偏差が±０．０７５ＭＨｚ内
に限定されるようなものであることを要求してきた。最
高の「ラウドネス（ｌｏｕｎｄｎｅｓｓ）」を達成する
ために、±０．０７５ＭＨｚの偏差限度にできるだけ近
くに近接する周波数偏差で作動することが放送業者には
しばしば望ましくなる。
て換わられ且つ待機信号発生器（ｓｔａｎｄｂｙ ｓｉ
ｇｎａｌ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）が所望の中心周波数
に、例えば８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚの周波数待
機内に即座に同調することができる待機システムとして
得られるしばしばＦＭ励振器と呼ばれるＦＭ信号発生器
を有することがしばしば望ましい。米国において、連邦
通信委員会（ＦＣＣ）は、斯かるＦＭ信号発生器の作動
は中心周波数からの周波数偏差が±０．０７５ＭＨｚ内
に限定されるようなものであることを要求してきた。最
高の「ラウドネス（ｌｏｕｎｄｎｅｓｓ）」を達成する
ために、±０．０７５ＭＨｚの偏差限度にできるだけ近
くに近接する周波数偏差で作動することが放送業者には
しばしば望ましくなる。
【０００３】上記の目的の達成を試みる時の問題は、今
日のＦＭ信号発生器は変調径路に電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）をしばしば用いることである。ＶＣＯは８７．５か
ら１０８ＭＨｚのＦＭ帯域内の所望中心周波数に設定さ
れる。ＶＣＯへの入力はオーディオ信号等の変調信号に
よって変化する。一般的に、ＶＣＯは信号発生器が特定
の中心周波数に同調した時に種々の信号補正回路が調節
されて補償しなければならないような非線形周波数偏位
差応答特性を有する。この調節プロセスはしばしば時間
を浪費する。
日のＦＭ信号発生器は変調径路に電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）をしばしば用いることである。ＶＣＯは８７．５か
ら１０８ＭＨｚのＦＭ帯域内の所望中心周波数に設定さ
れる。ＶＣＯへの入力はオーディオ信号等の変調信号に
よって変化する。一般的に、ＶＣＯは信号発生器が特定
の中心周波数に同調した時に種々の信号補正回路が調節
されて補償しなければならないような非線形周波数偏位
差応答特性を有する。この調節プロセスはしばしば時間
を浪費する。
【０００４】現在、イー・ダブリュー・マッキューネに
よる米国特許第４，７４６，８８０号に記載されている
ような数値制御変調発振器（ＮＣＭＯ）等のデジタル手
段によってＦＭ信号を発生することができる。ＶＣＯと
異なり、斯かるＮＣＭＯデバイスは線形周波数偏差応答
特性（ｌｉｎｅａｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｅｖｉａ
ｔｉｏｎ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓ
ｔｉｃｓ）を有する。ＮＣＭＯを用いることにより入力
番号を即座に変化して異なった中心作動周波数を得るこ
とができ且つ上記に論じられたようなＶＣＯの調節の場
合と同じように、時間を浪費する補正回路の調節の努力
の必要性無しに中心周波数前後の±０．０７５ＭＨｚに
正確に近接する周波数偏差を得ることができる。
よる米国特許第４，７４６，８８０号に記載されている
ような数値制御変調発振器（ＮＣＭＯ）等のデジタル手
段によってＦＭ信号を発生することができる。ＶＣＯと
異なり、斯かるＮＣＭＯデバイスは線形周波数偏差応答
特性（ｌｉｎｅａｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｅｖｉａ
ｔｉｏｎ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓ
ｔｉｃｓ）を有する。ＮＣＭＯを用いることにより入力
番号を即座に変化して異なった中心作動周波数を得るこ
とができ且つ上記に論じられたようなＶＣＯの調節の場
合と同じように、時間を浪費する補正回路の調節の努力
の必要性無しに中心周波数前後の±０．０７５ＭＨｚに
正確に近接する周波数偏差を得ることができる。
【０００５】しかしながら、斯かるＮＣＭＯ回路は通常
加算器及びルックアップテーブル（ｌｏｏｋ ｕｐ ｔ
ａｂｌｅｓ）を含むデジタルデバイスを用いている。斯
かるルックアップテーブルはプログラマブル読出し専用
メモリ（ＰＲＯＭ）の形をとり得る。斯かるデジタルデ
バイスの作動は８７．５から１０８ＭＨｚの一次ラジオ
周波数ＦＭ帯域のかなり下のクロック速度に限定されて
いる。例えば、良好な分解能を得るために、斯かるデバ
イスは通常二重ＭＨｚ台のより近い周波数レベルで作動
し、且つこれらが８７．５から１０８ＭＨｚの周波数帯
域のＦＭ信号を供給するのに用いられる場合はより高い
周波数への高変換を必要とする。
加算器及びルックアップテーブル（ｌｏｏｋ ｕｐ ｔ
ａｂｌｅｓ）を含むデジタルデバイスを用いている。斯
かるルックアップテーブルはプログラマブル読出し専用
メモリ（ＰＲＯＭ）の形をとり得る。斯かるデジタルデ
バイスの作動は８７．５から１０８ＭＨｚの一次ラジオ
周波数ＦＭ帯域のかなり下のクロック速度に限定されて
いる。例えば、良好な分解能を得るために、斯かるデバ
イスは通常二重ＭＨｚ台のより近い周波数レベルで作動
し、且つこれらが８７．５から１０８ＭＨｚの周波数帯
域のＦＭ信号を供給するのに用いられる場合はより高い
周波数への高変換を必要とする。
【０００６】エル・ジェー・アビラ他による米国特許第
４，７０６，０４７号には、フェーズロックループ（Ｐ
ＬＬ）と共に比較的低い周波数でＦＭ信号を発生するた
めの且つ出力信号をより高い周波数に置くためのＶＣＯ
を含んでいるデジタル手段を用いるシステムが開示され
ている。しかしながら、アビラのＰＬＬ回路は変調径路
にＶＣＯを用いている。その結果、用いられているＶＣ
Ｏは上記に論じられているように非線形周波数偏差応答
特性を有している。これにより、ＶＣＯの非線形周波数
偏差応答特性を補正するために補正回路には時間を浪費
する調節が必要となる故に信号発生器を異なった中心周
波数に即座に再同調することができないため斯かる回路
の使用は固定された中心周波数を有するＦＭ信号発生器
に限定される。
４，７０６，０４７号には、フェーズロックループ（Ｐ
ＬＬ）と共に比較的低い周波数でＦＭ信号を発生するた
めの且つ出力信号をより高い周波数に置くためのＶＣＯ
を含んでいるデジタル手段を用いるシステムが開示され
ている。しかしながら、アビラのＰＬＬ回路は変調径路
にＶＣＯを用いている。その結果、用いられているＶＣ
Ｏは上記に論じられているように非線形周波数偏差応答
特性を有している。これにより、ＶＣＯの非線形周波数
偏差応答特性を補正するために補正回路には時間を浪費
する調節が必要となる故に信号発生器を異なった中心周
波数に即座に再同調することができないため斯かる回路
の使用は固定された中心周波数を有するＦＭ信号発生器
に限定される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の主目
的は、各径路が個別的に且つ独立的に最適になるように
分離変調及びチャンネル信号径路を有するＦＭ変調器回
路を提供することである。
的は、各径路が個別的に且つ独立的に最適になるように
分離変調及びチャンネル信号径路を有するＦＭ変調器回
路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によると、ＦＭ変
調器回路は、変調信号を受け且つ変調信号に従って周波
数変調された周波数変調中間周波数信号を供給する数値
的に制御された発振器を有する変調径路を含んでいる。
所望周波数のチャンネルを表わすチャンネル選択番号が
提供されている。チャンネル選択信号を受けるための且
つ所望周波数のチャンネル信号を供給するための局部発
振器手段を含むチャンネル信号径路が提供される。次に
変調された中間周波数信号はチャンネル信号と混合され
て周波数高変換（アップ−コンバート）されたＦＭ出力
信号を供給する。
調器回路は、変調信号を受け且つ変調信号に従って周波
数変調された周波数変調中間周波数信号を供給する数値
的に制御された発振器を有する変調径路を含んでいる。
所望周波数のチャンネルを表わすチャンネル選択番号が
提供されている。チャンネル選択信号を受けるための且
つ所望周波数のチャンネル信号を供給するための局部発
振器手段を含むチャンネル信号径路が提供される。次に
変調された中間周波数信号はチャンネル信号と混合され
て周波数高変換（アップ−コンバート）されたＦＭ出力
信号を供給する。
【０００９】
【実施例】好ましい実施例を図３及び図４に関連して述
べる前に、図１及び図２について先ず言及することにす
る。図１及び図２は、先行技術のＦＭ信号発生器を開示
しており且つ図１におけるＶＣＯが作動する様式を示す
周波数に対する制御信号振幅のグラフ図を示している。
べる前に、図１及び図２について先ず言及することにす
る。図１及び図２は、先行技術のＦＭ信号発生器を開示
しており且つ図１におけるＶＣＯが作動する様式を示す
周波数に対する制御信号振幅のグラフ図を示している。
【００１０】図１における先行技術のＦＭ信号発生器１
０は、水晶発振器１２を含んでおり、水晶発振器１２は
非常に正確な基準周波数を提供することができ且つ固定
分割器１４に適用される１０ＭＨｚ台にあり得る。分割
器１４の出力は位相検出器１６の一方の入力に適用され
る。この位相検出器は後に述べられるフェーズロックル
ープ（ＰＬＬ）の一部分である。位相検出器１６の他方
の入力は可変分割器１８から得られ、分割器１８は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）２０の出力周波数を可変数Ｎで除
する。Ｎの値は周波数チューナ２２によって調節され
る。位相検出器の出力は次に低域フィルタ３０を通して
供給され、エラー増幅器３２によって増幅され、増幅器
３２は次に所要ＶＣＯ制御信号振幅を表わすＤＣ電圧を
ＶＣＯ２０の入力に供給する。ＶＣＯから得られたＦＭ
信号はフェーズロックループ（ＰＬＬ）における可変分
割器に帰還され、また電力増幅器３４に供給される。Ｖ
ＣＯの出力周波数は周波数ＦＯと見なされ、これは変調
源３６によってＶＣＯに与えられる変調信号に従って中
心周波数Ｆcから変化する。この変調信号は実際にはＶ
ＣＯ２０の内側にある加算点３８に供給される。ＦＭ信
号発生器１０が特定の中心周波数Ｆｃを送信するように
調節されると、周波数チューナ２２は、フェーズロック
ループがＶＣＯを駆動して所要中心周波数Ｆcにおいて
作動せしめるようにＮの値を調節するべく作動する。し
かしながら、図２への言及から判るように、非線形周波
数偏差応答特性を示す。
０は、水晶発振器１２を含んでおり、水晶発振器１２は
非常に正確な基準周波数を提供することができ且つ固定
分割器１４に適用される１０ＭＨｚ台にあり得る。分割
器１４の出力は位相検出器１６の一方の入力に適用され
る。この位相検出器は後に述べられるフェーズロックル
ープ（ＰＬＬ）の一部分である。位相検出器１６の他方
の入力は可変分割器１８から得られ、分割器１８は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）２０の出力周波数を可変数Ｎで除
する。Ｎの値は周波数チューナ２２によって調節され
る。位相検出器の出力は次に低域フィルタ３０を通して
供給され、エラー増幅器３２によって増幅され、増幅器
３２は次に所要ＶＣＯ制御信号振幅を表わすＤＣ電圧を
ＶＣＯ２０の入力に供給する。ＶＣＯから得られたＦＭ
信号はフェーズロックループ（ＰＬＬ）における可変分
割器に帰還され、また電力増幅器３４に供給される。Ｖ
ＣＯの出力周波数は周波数ＦＯと見なされ、これは変調
源３６によってＶＣＯに与えられる変調信号に従って中
心周波数Ｆcから変化する。この変調信号は実際にはＶ
ＣＯ２０の内側にある加算点３８に供給される。ＦＭ信
号発生器１０が特定の中心周波数Ｆｃを送信するように
調節されると、周波数チューナ２２は、フェーズロック
ループがＶＣＯを駆動して所要中心周波数Ｆcにおいて
作動せしめるようにＮの値を調節するべく作動する。し
かしながら、図２への言及から判るように、非線形周波
数偏差応答特性を示す。
【００１１】図２において、曲線ＡはＶＣＯ２０等の電
圧制御発振器の周波数制御応答特性を表している。例え
ば、オペレータが送信器を特定の周波数値の中心周波数
Ｆcに同調している場合、これはＶAの大きさのＶＣＯに
供給される入力電圧に対応し得る。ＦＣＣは、中心ライ
ン周波数からの周波数偏差が±０．０７５ＭＨｚを超え
ないように放送業者が変調作動を限定することを要求し
てきた。斯くして、下部周波数ＦLは中心周波数ＦCから
０．０７５ＭＨｚより多く偏よるべきでないし、上部周
波数ＦUは中心周波数ＦCを０．０７５ＭＨｚより多く超
えるべきでない。しかしながら、図２の非線形曲線を観
察すると、電圧ＶAを±Ｖ1だけ変化せしめると中心周波
数ＦCから実質的に異なった周波数偏差を表わす下部及
び上部周波数ＦL及びＦUもたらすことが判る。斯くし
て、下部周波数ＦLが中心周波数ＦCから０．０７５ＭＨ
ｚ台偏よる場合、上部周波数ＦUはＦＣＣによって許可
されている最大周波数偏差を超えてしまう。図１の信号
発生器が、信号発生器を同調して非線形応答特性を補正
する時に調節しなければならない信号補正回路（図示せ
ず）を必要とするのはこの理由による。斯かる調節は工
場で行うことができ、工場では特定の中心周波数に対し
て調節されるように信号発生器が製造される。しかしな
がら、フィールドにおける周波数を例えば１０２ＭＨｚ
の特定の中心周波数から例えば１０４ＭＨｚの異なった
中心周波数に変えるには、信号補正回路を調節するのに
かなりの時間と労力が必要となる。
圧制御発振器の周波数制御応答特性を表している。例え
ば、オペレータが送信器を特定の周波数値の中心周波数
Ｆcに同調している場合、これはＶAの大きさのＶＣＯに
供給される入力電圧に対応し得る。ＦＣＣは、中心ライ
ン周波数からの周波数偏差が±０．０７５ＭＨｚを超え
ないように放送業者が変調作動を限定することを要求し
てきた。斯くして、下部周波数ＦLは中心周波数ＦCから
０．０７５ＭＨｚより多く偏よるべきでないし、上部周
波数ＦUは中心周波数ＦCを０．０７５ＭＨｚより多く超
えるべきでない。しかしながら、図２の非線形曲線を観
察すると、電圧ＶAを±Ｖ1だけ変化せしめると中心周波
数ＦCから実質的に異なった周波数偏差を表わす下部及
び上部周波数ＦL及びＦUもたらすことが判る。斯くし
て、下部周波数ＦLが中心周波数ＦCから０．０７５ＭＨ
ｚ台偏よる場合、上部周波数ＦUはＦＣＣによって許可
されている最大周波数偏差を超えてしまう。図１の信号
発生器が、信号発生器を同調して非線形応答特性を補正
する時に調節しなければならない信号補正回路（図示せ
ず）を必要とするのはこの理由による。斯かる調節は工
場で行うことができ、工場では特定の中心周波数に対し
て調節されるように信号発生器が製造される。しかしな
がら、フィールドにおける周波数を例えば１０２ＭＨｚ
の特定の中心周波数から例えば１０４ＭＨｚの異なった
中心周波数に変えるには、信号補正回路を調節するのに
かなりの時間と労力が必要となる。
【００１２】ここで図３について述べる。図３は、本発
明に従って構成されており且つ中心周波数がフィールド
において簡単に変化し得るＦＭ信号発生器を示してい
る。更に、図３の回路は変調信号径路をチャンネル信号
径路から分離する。図３に示すように、変調径路１００
及びチャンネル信号径路１０２が与えられている。この
回路において、変調信号径路１００は、前に論じられた
先行技術の場合と同じようにしてＶＣＯを含んでない。
その代わり、変調径路１００は周波数変調信号を発生す
るためのデジタル手段を含んでいる数値制御変調発振器
（ＮＣＭＯ）１０４を含んでいる。適当なＮＣＭＯが市
販されており、例えば、ＮＣＭＯ１０４はカリフォルニ
ア州サンタクララのデジタルＲＦソルーションズコーポ
レーションから得ることができ、このデバイスはイー・
ダブリュー・マッキューネ・ジュニアによる米国特許第
４，７４６，８８０号に記載されている。ＮＣＭＯ１０
４に対する変調入力は通常アナログ変調源１０６からデ
ジタル化され、このアナログ変調源１０６はオーディオ
信号を含み得る。変調源（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｏ
ｕｒｃｅ）１０６からのオーディオ信号はアナログデジ
タル変換器１０８によって２４ビット等の多重ビットデ
ジタルワードに変換され、このワードは次にデジタル補
正フィルタ１１０に送られ、デジタル信号から非理想的
な特性を除去し、デジタル化された２４ビット変調信号
をＮＣＭＯ１０４の入力に供給する。水晶発振器１１２
は１０ＭＨｚ台にある周波数を有し得るクロック信号を
供給し、これはＮＣＭＯのクロック入力に供給され、Ｎ
ＣＭＯは次に多重ビット（１２ビット）周波数変調信号
をデジタル的に発生し、この信号は次にデジタルアナロ
グ変換器１１４によってアナログ信号に変換され、ミキ
サ１１６の一方の入力に供給される。ＮＣＭＯ１０４は
所望ＩＦ周波数を表わす制御数を受けるための入力を有
している。
明に従って構成されており且つ中心周波数がフィールド
において簡単に変化し得るＦＭ信号発生器を示してい
る。更に、図３の回路は変調信号径路をチャンネル信号
径路から分離する。図３に示すように、変調径路１００
及びチャンネル信号径路１０２が与えられている。この
回路において、変調信号径路１００は、前に論じられた
先行技術の場合と同じようにしてＶＣＯを含んでない。
その代わり、変調径路１００は周波数変調信号を発生す
るためのデジタル手段を含んでいる数値制御変調発振器
（ＮＣＭＯ）１０４を含んでいる。適当なＮＣＭＯが市
販されており、例えば、ＮＣＭＯ１０４はカリフォルニ
ア州サンタクララのデジタルＲＦソルーションズコーポ
レーションから得ることができ、このデバイスはイー・
ダブリュー・マッキューネ・ジュニアによる米国特許第
４，７４６，８８０号に記載されている。ＮＣＭＯ１０
４に対する変調入力は通常アナログ変調源１０６からデ
ジタル化され、このアナログ変調源１０６はオーディオ
信号を含み得る。変調源（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｏ
ｕｒｃｅ）１０６からのオーディオ信号はアナログデジ
タル変換器１０８によって２４ビット等の多重ビットデ
ジタルワードに変換され、このワードは次にデジタル補
正フィルタ１１０に送られ、デジタル信号から非理想的
な特性を除去し、デジタル化された２４ビット変調信号
をＮＣＭＯ１０４の入力に供給する。水晶発振器１１２
は１０ＭＨｚ台にある周波数を有し得るクロック信号を
供給し、これはＮＣＭＯのクロック入力に供給され、Ｎ
ＣＭＯは次に多重ビット（１２ビット）周波数変調信号
をデジタル的に発生し、この信号は次にデジタルアナロ
グ変換器１１４によってアナログ信号に変換され、ミキ
サ１１６の一方の入力に供給される。ＮＣＭＯ１０４は
所望ＩＦ周波数を表わす制御数を受けるための入力を有
している。
【００１３】この数値制御発振器ＮＣＭＯ１０４は上記
に論じられたマッキューネの特許に記載されている形を
取るのが望ましい。斯かるＮＣＭＯ１０４の簡易図が図
４に示されており、この図から、多重ビットデジタル化
変調信号がデジタル加算器１２０に供給され、加算器１
２０の出力が位相累算器として作動する第２デジタル加
算器に供給され、この第２デジタル加算器は２４ビット
アドレスをルックアップテーブル１２４に供給し、この
ルックアップテーブル１２４はプログラマブル読出し専
用メモリ（ＰＲＯＭ）の形をとり得ることが判る。これ
らの加算器及びルックアップテーブルは全て水晶発振器
１１２（図３）から得られるクロック信号によってクロ
ッキングされる。その結果、ＮＣＭＯの作動は、１２ビ
ットデジタル出力を供給するためにルックアップテーブ
ル１２４から値を読み出すのに要する時間を含む、デジ
タル成分が作動し得る最大クロック速度にその周波数が
限定されることが判る。これは、８７．５ＭＨｚから１
０８ＭＨｚのラジオ周波数変調帯域のかなり下である。
斯くして、ＮＣＭＯは、例えば３ＭＨｚ台の比較的低い
中心周波数ＦCで作動し得る。周波数偏差応答特性が線
形であるため、変調は、米国の場合は中心周波数ＦCに
対して相対的に±０．０７５ＭＨｚである最大許容レベ
ルに対して設定され得る。デジタルアナログ変換器１１
４の出力周波数は中間周波数ＦIFとして見なされ得る。
これは、８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚのラジオ周波
数帯域においてより高い周波数にあげる必要がある。こ
れは、以下に述べられる回路によって達成される。
に論じられたマッキューネの特許に記載されている形を
取るのが望ましい。斯かるＮＣＭＯ１０４の簡易図が図
４に示されており、この図から、多重ビットデジタル化
変調信号がデジタル加算器１２０に供給され、加算器１
２０の出力が位相累算器として作動する第２デジタル加
算器に供給され、この第２デジタル加算器は２４ビット
アドレスをルックアップテーブル１２４に供給し、この
ルックアップテーブル１２４はプログラマブル読出し専
用メモリ（ＰＲＯＭ）の形をとり得ることが判る。これ
らの加算器及びルックアップテーブルは全て水晶発振器
１１２（図３）から得られるクロック信号によってクロ
ッキングされる。その結果、ＮＣＭＯの作動は、１２ビ
ットデジタル出力を供給するためにルックアップテーブ
ル１２４から値を読み出すのに要する時間を含む、デジ
タル成分が作動し得る最大クロック速度にその周波数が
限定されることが判る。これは、８７．５ＭＨｚから１
０８ＭＨｚのラジオ周波数変調帯域のかなり下である。
斯くして、ＮＣＭＯは、例えば３ＭＨｚ台の比較的低い
中心周波数ＦCで作動し得る。周波数偏差応答特性が線
形であるため、変調は、米国の場合は中心周波数ＦCに
対して相対的に±０．０７５ＭＨｚである最大許容レベ
ルに対して設定され得る。デジタルアナログ変換器１１
４の出力周波数は中間周波数ＦIFとして見なされ得る。
これは、８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚのラジオ周波
数帯域においてより高い周波数にあげる必要がある。こ
れは、以下に述べられる回路によって達成される。
【００１４】図３の高変換回路は分離チャンネル信号径
路１０２を含んでおり、径路１０２はチャンネル周波数
信号ＦLOを生成する局部発振器を含んでおり、信号ＦLO
は、出力周波数信号ＦIFと合成すると、放送局にとって
好ましい作動周波数の中心周波数を供給する。例えば、
放送局が１０２ＭＨｚの中心周波数を有すると意図され
る場合且つ中間周波数信号ＦIFの中心周波数が３ＭＨｚ
台である場合、チャンネル周波数信号ＦLOは正確に９
９．０ＭＨｚ、あるいは一般的且つ共通の慣例に従って
多重変換を用いるその等価周波数に調節しなければなら
ないことが明らかである。これは以下に述べられる信号
変換回路によって達成される。
路１０２を含んでおり、径路１０２はチャンネル周波数
信号ＦLOを生成する局部発振器を含んでおり、信号ＦLO
は、出力周波数信号ＦIFと合成すると、放送局にとって
好ましい作動周波数の中心周波数を供給する。例えば、
放送局が１０２ＭＨｚの中心周波数を有すると意図され
る場合且つ中間周波数信号ＦIFの中心周波数が３ＭＨｚ
台である場合、チャンネル周波数信号ＦLOは正確に９
９．０ＭＨｚ、あるいは一般的且つ共通の慣例に従って
多重変換を用いるその等価周波数に調節しなければなら
ないことが明らかである。これは以下に述べられる信号
変換回路によって達成される。
【００１５】チャンネル選択径路は、フェーズロックル
ープ（ＰＬＬ）に位置されているＶＣＯ１３０を含んで
おり、このＰＬＬは全て図３に示されているように接続
されている可変分割器１３２、位相検出器１３４及び低
域フィルタ１３６を含んでいる。オペレータは従来のサ
ムホイールスイッチ等の周波数チューナ１４０を調節し
てＮの値を変化せしめてこれにより電圧制御発振器から
得られた出力周波数ＦLOを数Ｎによって除する。位相検
出器は水晶発振器の出力信号ＦINをＮによって除された
ＦLOである可変分割器の出力と比較しこの２つの信号が
整合するまでＶＣＯの作動を調節する。局部発振器信号
ＦLOは次にミキサ１１６に供給され、ここでこの信号は
中間周波数信号ＦIFと混合され、出力周波数信号ＦOUT
が設けられ、ＦOUTは次に帯域フィルタ１４４を通過
し、これにより８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚのＦＭ
帯域幅内の選択帯域の周波数が通過し、出力信号が適当
な電力増幅器１４６に供給される。
ープ（ＰＬＬ）に位置されているＶＣＯ１３０を含んで
おり、このＰＬＬは全て図３に示されているように接続
されている可変分割器１３２、位相検出器１３４及び低
域フィルタ１３６を含んでいる。オペレータは従来のサ
ムホイールスイッチ等の周波数チューナ１４０を調節し
てＮの値を変化せしめてこれにより電圧制御発振器から
得られた出力周波数ＦLOを数Ｎによって除する。位相検
出器は水晶発振器の出力信号ＦINをＮによって除された
ＦLOである可変分割器の出力と比較しこの２つの信号が
整合するまでＶＣＯの作動を調節する。局部発振器信号
ＦLOは次にミキサ１１６に供給され、ここでこの信号は
中間周波数信号ＦIFと混合され、出力周波数信号ＦOUT
が設けられ、ＦOUTは次に帯域フィルタ１４４を通過
し、これにより８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚのＦＭ
帯域幅内の選択帯域の周波数が通過し、出力信号が適当
な電力増幅器１４６に供給される。
【００１６】変調径路を搬送波又はチャンネル信号径路
から分離することにより、変調径路１００とチャンネル
信号径路１０２は両方共個別的に且つ独立的に最適にな
り得る。これにより、数値変調の直接応用は全信号変調
仕様を達成することができる。変調径路は直線性に対し
て最適化され、線形周波数偏差応答特性を有する正確な
数値制御発振器の使用を可能にする。更にまた、この２
つの経路を分離することにより、ＶＣＯはＶＣＯの作動
に周波数偏差あるいは変調は含まれないため、唯１つの
特定の周波数において作動するように設定される。フェ
ーズロックループの帯域幅は出力ノイズに対して最適に
なるように設定され得る。また、分離チャンネル信号経
路を提供することにより、高速のロックアップタイムが
かなり低いマイクロフォニック雑音でもって達成し得
る。
から分離することにより、変調径路１００とチャンネル
信号径路１０２は両方共個別的に且つ独立的に最適にな
り得る。これにより、数値変調の直接応用は全信号変調
仕様を達成することができる。変調径路は直線性に対し
て最適化され、線形周波数偏差応答特性を有する正確な
数値制御発振器の使用を可能にする。更にまた、この２
つの経路を分離することにより、ＶＣＯはＶＣＯの作動
に周波数偏差あるいは変調は含まれないため、唯１つの
特定の周波数において作動するように設定される。フェ
ーズロックループの帯域幅は出力ノイズに対して最適に
なるように設定され得る。また、分離チャンネル信号経
路を提供することにより、高速のロックアップタイムが
かなり低いマイクロフォニック雑音でもって達成し得
る。
【図１】先行技術のＦＭ信号発生器の略ブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示されているＶＣＯの作動を説明するの
に有用な周波数に対する制御信号振幅のグラフ図であ
る。
に有用な周波数に対する制御信号振幅のグラフ図であ
る。
【図３】本発明の好ましい実施例の略ブロック図であ
る。
る。
【図４】図３の回路に用いられている数値制御変調発振
器（ＮＣＭＯ）の略ブロック図である。
器（ＮＣＭＯ）の略ブロック図である。
１２ 水晶発振器 １４ 固定分割器 １６ 位相検出器 １８ 可変分割器 ２０ 電圧制御発振器 ２２ 周波数チューナ ３０ 低域フィルタ ３２ エラー増幅器 ３４ 電力増幅器 ３６ 変調源 １００ 変調経路 １０２ チャンネル信号経路 １０４ 数値制御変調発振器 １０６ アナログ変調源 １０８ アナログデジタル変換器 １１０ デジタル補正フィルタ １１２ 水晶発振器 １１４ デジタルアナログ変換器 １２０ デジタル加算器 １２４ ルックアップテーブル １３０ ＶＣＯ １３４ 位相検出器 １３６ 低域フィルタ １３２ 可変分割器 １４０ 周波数チューナ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年８月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図３】
【図２】
【図４】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エドウィン・アール・トウィッチェル アメリカ合衆国イリノイ州62301，クイン シー，ペイソン 1606 (72)発明者 アール・ダブリュー・マッキューン アメリカ合衆国カリフォルニア州95050, サンタ・クララ，サッター・アベニュー 2252
Claims (13)
- 【請求項１】 分離変調及びチャンネル信号径路を有す
るＦＭ変調器回路において、 変調信号を供給するための手段、 上記変調信号を受けるための且つ上記変調信号に従って
周波数変調された周波数変調中間周波数信号を供給する
ための手段を有する数値的に制御された発振器手段を含
む変調径路、 所望周波数のチャンネル信号を表わすチャンネル選択信
号を供給するための手段、 上記チャンネル選択信号を受けるための且つ上記所望周
波数の上記チャンネル信号を供給するための局部発振器
手段を含むチャンネル信号径路、及び周波数変換ＦＭ出
力信号を供給するために上記変調中間周波数信号と上記
チャンネル信号とを混合するためのミキサ手段、 を含むことを特徴とするＦＭ変調器回路。 - 【請求項２】 上記局部発振器手段がフェーズロックク
ループ（ＰＬＬ）を含むことを特徴とする請求項１の回
路。 - 【請求項３】 上記フェーズロックループが上記チャン
ネル信号を供給するための電圧制御発振器（ＶＣＯ）、
上記チャンネル信号の周波数を調節するための可変分割
器手段、及び上記ＶＣＯを駆動して上記所望周波数のチ
ャンネル信号を供給するように作動せしめる目的のため
に上記可変分割器によって調節される上記チャンネル信
号の周波数と基準周波数信号と比較するための位相検出
器手段を含むことを特徴とする請求項２の回路。 - 【請求項４】 上記チャンネル信号内であって且つ上記
位相検出器手段と上記ＶＣＯとの中間に位置している低
域フィルタを含むことを特徴とする請求項３の回路。 - 【請求項５】 上記基準周波数信号を供給するための水
晶発振器を含むことを特徴とする請求項４の回路。 - 【請求項６】 上記可変分割器手段が上記チャンネル信
号の周波数を数Ｎで除するための手段、及び上記チャン
ネル信号の周波数を１つの周波数から別の周波数に変化
せしめるべく数Ｎの値を変化するための上記可変分割器
手段に結合された周波数チューナ手段を含むことを特徴
とする請求項５の回路。 - 【請求項７】 上記の数値的に制御された発振器手段
が、上記デジタル化された変調信号の値に応じて中心周
波数からの周波数偏差を有する上記周波数変調中間周波
数をデジタル的に発生するための多重ビットデジタル変
調信号を受けるための多重ビット入力を有する数値的に
制御された変調発振器手段を含むことを特徴とする請求
項１の回路。 - 【請求項８】 変調信号を供給するための上記手段が、
アナログ変調源及び上記変調信号を上記の数値的に制御
された変調発振器手段の上記多重ビット入力に適用する
ために上記多重ビットデジタル変調信号として供給する
ためのアナログデジタル変換器手段を含むことを特徴と
する請求項７の回路。 - 【請求項９】 上記アナログ手段と上記の数値的に制御
された変調発振器手段との間に挿入されているデジタル
フィルタ手段であって、斯かる多重ビットデジタル変調
信号の発生の際に上記アナログデジタル手段によって課
せられ得る上記多重ビットデジタル変調信号の斯かる非
理想的な特性を除去するためのデジタルフィルタ手段を
含むことを特徴とする請求項８の回路。 - 【請求項１０】 上記の数値的に制限された変調発振器
手段によって提供された上記周波数変調中間周波数信号
が多重ビットデジタル周波数変調信号であり且つ上記回
路がアナログ周波数高変換ＦＭ出力信号を供給するため
に上記ミキサ手段に適用するに先立ち上記多重ビットデ
ジタル周波数変調信号をアナログ周波数変調中間周波数
信号に変換するためのデジタルアナログ変換器手段を含
むことを特徴とする請求項９の回路。 - 【請求項１１】 上記局部発振器手段がフェーズロック
ループ（ＰＬＬ）を含むことを特徴とする請求項１０の
回路。 - 【請求項１２】 上記ＰＬＬが上記チャンネル信号を供
給するための電圧制御発振器（ＶＣＯ）、上記チャンネ
ル信号の周波数を調節するための可変分割器手段、上記
ＶＣＯを駆動して上記所望周波数のチャンネル信号を供
給するように作動せしめる目的のために上記可変分割器
によって調節される上記チャンネル信号の周波数を基準
周波数信号と比較するための位相検出器手段を含むこと
を特徴とする請求項１１の回路。 - 【請求項１３】 上記チャンネル信号径路内であって且
つ上記位相検出器手段と上記ＶＣＯの中間に位置されて
いる低域フィルタを含むことを特徴とする請求項１２の
回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US68398291A | 1991-04-11 | 1991-04-11 | |
| US683982 | 1991-04-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211449A true JPH05211449A (ja) | 1993-08-20 |
Family
ID=24746238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4093061A Pending JPH05211449A (ja) | 1991-04-11 | 1992-04-13 | 分離変調及びチャンネル信号径路を有するｆｍ変調器回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0508661A1 (ja) |
| JP (1) | JPH05211449A (ja) |
| CA (1) | CA2065816A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ATE174733T1 (de) * | 1993-06-24 | 1999-01-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur frequenzmodulation |
| ES2136682T3 (es) * | 1993-06-24 | 1999-12-01 | Bosch Gmbh Robert | Procedimiento para la modulacion de frecuencia. |
| ES2122088T3 (es) * | 1993-06-24 | 1998-12-16 | Bosch Gmbh Robert | Procedimiento para la modulacion de frecuencia. |
| DE4320996C2 (de) * | 1993-06-24 | 1995-11-02 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur Frequenzmodulation |
| DE59406914D1 (de) * | 1993-06-24 | 1998-10-22 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Frequenzmodulation |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5647131A (en) * | 1979-09-27 | 1981-04-28 | Toyo Commun Equip Co Ltd | Transmitter with phase synchronization system |
| US4706047A (en) * | 1986-12-01 | 1987-11-10 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Frequency extended digitally generated FM |
| US4746880A (en) * | 1987-02-06 | 1988-05-24 | Digital Rf Solutions Corporation | Number controlled modulated oscillator |
| US5010585A (en) * | 1990-06-01 | 1991-04-23 | Garcia Rafael A | Digital data and analog radio frequency transmitter |
-
1992
- 1992-03-30 EP EP92302805A patent/EP0508661A1/en not_active Withdrawn
- 1992-04-10 CA CA002065816A patent/CA2065816A1/en not_active Abandoned
- 1992-04-13 JP JP4093061A patent/JPH05211449A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2065816A1 (en) | 1992-10-12 |
| EP0508661A1 (en) | 1992-10-14 |
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