JPH0520007Y2 - - Google Patents
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- JPH0520007Y2 JPH0520007Y2 JP1986016340U JP1634086U JPH0520007Y2 JP H0520007 Y2 JPH0520007 Y2 JP H0520007Y2 JP 1986016340 U JP1986016340 U JP 1986016340U JP 1634086 U JP1634086 U JP 1634086U JP H0520007 Y2 JPH0520007 Y2 JP H0520007Y2
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- Japan
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- input signal
- signal
- voltage
- analog
- digital
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Description
【考案の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この考案は、オーデイオ回路等に用いて好適な
高効率、低歪の電力増幅器に関する。
高効率、低歪の電力増幅器に関する。
「従来の技術」
増幅器を高効率化するための手段としてパルス
幅変調方式（PWM幅変調方式）やそれに類似の
方式が知られている。例えば、第３図イに示す回
路は、PWM方式を採用した電力増幅器であり、
コンパレータ２０によつて入力信号Viとキヤリ
ア信号Caとを比較し、この結果としてPWM矩形
波を得る。そして、この矩形波がドライブ回路２
１を介してトランジスタ２２，２３の各ベースに
供給され、これにより、トランジスタ２２，２３
の共通コレクタからは第３図ロに示すような
PWM信号が出力される。この出力信号をローパ
スフイルタによつて平滑すると、同図ハに示すよ
うに入力信号に対応したアナログ信号が得られ
る。
幅変調方式（PWM幅変調方式）やそれに類似の
方式が知られている。例えば、第３図イに示す回
路は、PWM方式を採用した電力増幅器であり、
コンパレータ２０によつて入力信号Viとキヤリ
ア信号Caとを比較し、この結果としてPWM矩形
波を得る。そして、この矩形波がドライブ回路２
１を介してトランジスタ２２，２３の各ベースに
供給され、これにより、トランジスタ２２，２３
の共通コレクタからは第３図ロに示すような
PWM信号が出力される。この出力信号をローパ
スフイルタによつて平滑すると、同図ハに示すよ
うに入力信号に対応したアナログ信号が得られ
る。
ところで、上述したPWM方式やそれに類似の
方式は、その効率の点においては極めて優れてい
るが、アナログ信号をパルス信号に変換し、再度
アナログ信号に戻すという手順のため歪や雑音が
生じ易く、また、大振幅のパルス波を用いるため
不要幅射等の高周波雑音が発生し、その対策が難
しいという問題があつた。そのため、オーデイオ
機器等にはあまり使用されていないのが実状であ
つた。
方式は、その効率の点においては極めて優れてい
るが、アナログ信号をパルス信号に変換し、再度
アナログ信号に戻すという手順のため歪や雑音が
生じ易く、また、大振幅のパルス波を用いるため
不要幅射等の高周波雑音が発生し、その対策が難
しいという問題があつた。そのため、オーデイオ
機器等にはあまり使用されていないのが実状であ
つた。
次に、第４図に示す回路は、電源電圧切換方式
の増幅回路であり、入力信号の振幅に応じて出力
段トランジスタの駆動電源電圧を切り換えるもの
である。すなわち、入力信号Viをアナログアン
プ２５を介してトランジスタ２６，２７のベース
に供給し、また、制御回路２８によつて入力レベ
ルを検出し、この検出した入力レベルに応じてス
イツチSa1〜Sa3のいづれか１つおよびスイツチ
Sb1〜Sb3のいづれか１つをオンとするように動
作する。
の増幅回路であり、入力信号の振幅に応じて出力
段トランジスタの駆動電源電圧を切り換えるもの
である。すなわち、入力信号Viをアナログアン
プ２５を介してトランジスタ２６，２７のベース
に供給し、また、制御回路２８によつて入力レベ
ルを検出し、この検出した入力レベルに応じてス
イツチSa1〜Sa3のいづれか１つおよびスイツチ
Sb1〜Sb3のいづれか１つをオンとするように動
作する。
そして、第４図に示す回路によれば、入力信号
の振幅値に応じてスイツチSa1〜Sa3のいづれか
１つ、およびスイツチSb1〜Sb3のいづれか１つ
が適宜オンとなり、これによつてトランジスタ２
６，２７の駆動電源電圧が入力信号に応じて変化
する。したがつて、出力段トランジスタの電源電
圧が固定となつている回路に比べて効率が向上す
る利点があり、また、入力信号がアナログ信号の
まま増幅されるので第３図に示す回路のような不
都合点がない。
の振幅値に応じてスイツチSa1〜Sa3のいづれか
１つ、およびスイツチSb1〜Sb3のいづれか１つ
が適宜オンとなり、これによつてトランジスタ２
６，２７の駆動電源電圧が入力信号に応じて変化
する。したがつて、出力段トランジスタの電源電
圧が固定となつている回路に比べて効率が向上す
る利点があり、また、入力信号がアナログ信号の
まま増幅されるので第３図に示す回路のような不
都合点がない。
ところで、上述した第４図に示す回路において
は、トランジスタ２６，２７に入力される信号に
対し、第５図ロに示すような小刻みな電圧切換を
行つた方が、同図イに示すような刻みの大きな切
換に比べて効率が良い。すなわち、電圧切換の刻
みが大きい場合は、図に斜線を付した部分の面積
が大となるから、その分だけ損失が増大してしま
う。しかしながら、同図ロに示すような小刻みな
電圧切換を行うには、第４図に示す切換用の電源
Va1〜Va3，Vb1〜Vb3およびスイツチSa1〜Sa3，
Sb1〜Sb3の数を増やさなければならず、構成の
複雑化およびコストの増大化を招く問題があつ
た。
は、トランジスタ２６，２７に入力される信号に
対し、第５図ロに示すような小刻みな電圧切換を
行つた方が、同図イに示すような刻みの大きな切
換に比べて効率が良い。すなわち、電圧切換の刻
みが大きい場合は、図に斜線を付した部分の面積
が大となるから、その分だけ損失が増大してしま
う。しかしながら、同図ロに示すような小刻みな
電圧切換を行うには、第４図に示す切換用の電源
Va1〜Va3，Vb1〜Vb3およびスイツチSa1〜Sa3，
Sb1〜Sb3の数を増やさなければならず、構成の
複雑化およびコストの増大化を招く問題があつ
た。
この考案は上述した事情に鑑みてなされたもの
で、切換用電源の数を増やすことなく小刻みな電
源電圧切換を行うことができ、かつ、不要幅射等
の高周波妨害を大幅に低減し得る電力増幅器を提
供することを目的としている。
で、切換用電源の数を増やすことなく小刻みな電
源電圧切換を行うことができ、かつ、不要幅射等
の高周波妨害を大幅に低減し得る電力増幅器を提
供することを目的としている。
「問題点を解決するための手段」
この考案は、アナログ入力信号をサンプリング
信号に基づく周期でデジタル信号に変換し、これ
により、前記アナログ入力信号をデジタルコード
化する変換回路と、前記デジタルコードの各ピツ
トに対応して設けられるとともに電圧値が各ピツ
トに対応して重み付けされている複数の電圧源
と、これら各電圧源のうち前記デジタルコードに
よつて指定されるものを直列接続して出力する切
換回路とを有するデジタル電力増幅器と、前記ア
ナログ入力信号をアナログ信号のまま電力増幅し
て負荷に供給するとともに、前記デジタル電力増
幅器の出力を動作電源として用いるアナログ電力
増幅器と、前記入力信号に含まれる最高周波数を
検出する最高周波数検出手段と、前記最高周波数
検出手段で検出された最高周波数の上下変化に対
応して前記サンプリング周波数を上下変化させる
サンプリング周波数制御手段とを具備している。
信号に基づく周期でデジタル信号に変換し、これ
により、前記アナログ入力信号をデジタルコード
化する変換回路と、前記デジタルコードの各ピツ
トに対応して設けられるとともに電圧値が各ピツ
トに対応して重み付けされている複数の電圧源
と、これら各電圧源のうち前記デジタルコードに
よつて指定されるものを直列接続して出力する切
換回路とを有するデジタル電力増幅器と、前記ア
ナログ入力信号をアナログ信号のまま電力増幅し
て負荷に供給するとともに、前記デジタル電力増
幅器の出力を動作電源として用いるアナログ電力
増幅器と、前記入力信号に含まれる最高周波数を
検出する最高周波数検出手段と、前記最高周波数
検出手段で検出された最高周波数の上下変化に対
応して前記サンプリング周波数を上下変化させる
サンプリング周波数制御手段とを具備している。
「作用」
検出された最高周波数値に応じてサンプリング
周波数が増減し、これにより、その時点における
入力信号のデジタル変換に充分で、かつ、不要に
高くないサンプリング周波数が設定され、不要幅
射等が可及的に低減される。また、入力信号電圧
の振幅値に応じてデジタル電力増幅器の出力電圧
が最小ビツトコードに対応する電源電圧の間隔で
小刻みに増減することが可能となり、これによ
り、前記アナログ電力増幅器には増幅すべき信号
の振幅値に応じた必要最低限の動作電源電圧が的
確に印加される。
周波数が増減し、これにより、その時点における
入力信号のデジタル変換に充分で、かつ、不要に
高くないサンプリング周波数が設定され、不要幅
射等が可及的に低減される。また、入力信号電圧
の振幅値に応じてデジタル電力増幅器の出力電圧
が最小ビツトコードに対応する電源電圧の間隔で
小刻みに増減することが可能となり、これによ
り、前記アナログ電力増幅器には増幅すべき信号
の振幅値に応じた必要最低限の動作電源電圧が的
確に印加される。
「実施例」
以下、図面を参照してこの考案の実施例につい
て説明する。
て説明する。
第１図はこの考案の一実施例の構成を示す回路
図である。この図において、１はアナログ増幅器
であり、入力端子２に供給される入力信号を増幅
する。Qa，Qbはパワートランジスタであり、
各々のエミツタがエミツタ抵抗re，reを介して共
通接続され、エミツタ抵抗re，reの接続点と接地
点との間に負荷ZLが介挿されている。Ba，Bbは
直列接続されたベースバイアス源であり、バイア
ス源Ba，Bbは各々トランジスタQaおよびQbに
ベースバイアス電流を供給する。この場合、前述
したアナログ増幅器１の出力信号は、バイアス源
Ba，Bbの接続点に供給されるようになつてい
る。また、エミツタ抵抗re，reの接続点と偏差検
出点４との間にはインピーダンス素子３が介挿さ
れ、負帰還がかけられるようになつている（帰還
率はβ）。そして、上述した構成要素によりアナ
ログアンプ部Ａ，AMPが構成されており、この
アナログアンプ部Ａ，AMPは入力端子２に供給
される入力信号をアナログ信号のまま増幅し、エ
ミツタ抵抗re，reの接続点から出力する。
図である。この図において、１はアナログ増幅器
であり、入力端子２に供給される入力信号を増幅
する。Qa，Qbはパワートランジスタであり、
各々のエミツタがエミツタ抵抗re，reを介して共
通接続され、エミツタ抵抗re，reの接続点と接地
点との間に負荷ZLが介挿されている。Ba，Bbは
直列接続されたベースバイアス源であり、バイア
ス源Ba，Bbは各々トランジスタQaおよびQbに
ベースバイアス電流を供給する。この場合、前述
したアナログ増幅器１の出力信号は、バイアス源
Ba，Bbの接続点に供給されるようになつてい
る。また、エミツタ抵抗re，reの接続点と偏差検
出点４との間にはインピーダンス素子３が介挿さ
れ、負帰還がかけられるようになつている（帰還
率はβ）。そして、上述した構成要素によりアナ
ログアンプ部Ａ，AMPが構成されており、この
アナログアンプ部Ａ，AMPは入力端子２に供給
される入力信号をアナログ信号のまま増幅し、エ
ミツタ抵抗re，reの接続点から出力する。
次に、５は、レベル調整された入力信号の絶対
値（アナログ値）を検出するとともに、検出値を
サンプリング周波数sに基づいてサンプリング
し、このサンプリング値を逐次Ａ／Ｄ変換する変
換部であり、出力信号はＡ〜Ｄ（20〜23に対応す
る）の４ビツトに設定されている。６，７は入力
信号の極性を判定するコンパレータであり、各々
の出力信号ｅ，ｆがスイツチング用の電界効果ト
ランジスタswf，sweのゲートに供給され、これ
ら電界効果トランジスタのオン、オフを制御す
る。この場合、コンパレータ６，７の非反転入力
端に接続されている基準電源の電圧値は＋Vs，−
Vsであるから、電界効果トランジスタsweは入
力信号電圧が＋Vs以上のときにオンとなり、電
界効果トランジスタswfは入力信号電圧が−Vs以
下の時にオンとなる。また、電圧Vsは比較的小
さな値に設定されており、この結果、電界効果ト
ランジスタswf，sweは入力信号電圧が0V付近に
ある場合には共にオフ状態となる。
値（アナログ値）を検出するとともに、検出値を
サンプリング周波数sに基づいてサンプリング
し、このサンプリング値を逐次Ａ／Ｄ変換する変
換部であり、出力信号はＡ〜Ｄ（20〜23に対応す
る）の４ビツトに設定されている。６，７は入力
信号の極性を判定するコンパレータであり、各々
の出力信号ｅ，ｆがスイツチング用の電界効果ト
ランジスタswf，sweのゲートに供給され、これ
ら電界効果トランジスタのオン、オフを制御す
る。この場合、コンパレータ６，７の非反転入力
端に接続されている基準電源の電圧値は＋Vs，−
Vsであるから、電界効果トランジスタsweは入
力信号電圧が＋Vs以上のときにオンとなり、電
界効果トランジスタswfは入力信号電圧が−Vs以
下の時にオンとなる。また、電圧Vsは比較的小
さな値に設定されており、この結果、電界効果ト
ランジスタswf，sweは入力信号電圧が0V付近に
ある場合には共にオフ状態となる。
次に、V0，V1，V2，V3は変換部５の各出力ビ
ツトに対応して設けられている電圧源であり、そ
の電圧値は各ビツトに応じた重み付けがなされて
いる。すなわち、電圧源V0，V1，V2，V3の電圧
値は、各々Ｅ，2E，4E，8Eに設定されている。
SWA〜SWDは各々スイツチング用の電界効果ト
ランジスタであり、これら電界効果トランジスタ
SWA〜SWDと電圧源V0〜V3とが順次交互に直
列接続されている。上記電界効果トランジスタ
SWA〜SWDの各ゲートには、変換部５の出力信
号Ａ〜Ｄが供給されるようになつており、これに
より、電界効果トランジスタSWA〜SWDは入力
信号波高値の２進化コードに対応してオン／オフ
する。また、D1〜D4は同一方向に直列接続され
たダイオードであり、ダイオードD1のアノード
が電界効果トランジスタSWAのソースに接続さ
れ、ダイオードD1，D2，D3，D4の各カソードが
電圧源V0，V1，V2，V3の各正電極に接続されて
いる。
ツトに対応して設けられている電圧源であり、そ
の電圧値は各ビツトに応じた重み付けがなされて
いる。すなわち、電圧源V0，V1，V2，V3の電圧
値は、各々Ｅ，2E，4E，8Eに設定されている。
SWA〜SWDは各々スイツチング用の電界効果ト
ランジスタであり、これら電界効果トランジスタ
SWA〜SWDと電圧源V0〜V3とが順次交互に直
列接続されている。上記電界効果トランジスタ
SWA〜SWDの各ゲートには、変換部５の出力信
号Ａ〜Ｄが供給されるようになつており、これに
より、電界効果トランジスタSWA〜SWDは入力
信号波高値の２進化コードに対応してオン／オフ
する。また、D1〜D4は同一方向に直列接続され
たダイオードであり、ダイオードD1のアノード
が電界効果トランジスタSWAのソースに接続さ
れ、ダイオードD1，D2，D3，D4の各カソードが
電圧源V0，V1，V2，V3の各正電極に接続されて
いる。
次に、Va，VbはパワートランジスタQa，Qb
に常にダイオードD5，D6を介してバイアス電流
を供給する電圧源であり、各々直列接続されると
ともに、その接続点が接地されている。電圧源
Vaの正電極には、電界効果トランジスタsweの
ソースが、電圧源Vbの負電極には電界効果トラ
ンジスタswfのソースが各々接続されており、電
界効果トランジスタswf，sweの各ドレインはダ
イオードD4のカソードおよびダイオードD1のア
ノードに各々接続されている。また、D7，D8は
各々スイツチング用のダイオードである。
に常にダイオードD5，D6を介してバイアス電流
を供給する電圧源であり、各々直列接続されると
ともに、その接続点が接地されている。電圧源
Vaの正電極には、電界効果トランジスタsweの
ソースが、電圧源Vbの負電極には電界効果トラ
ンジスタswfのソースが各々接続されており、電
界効果トランジスタswf，sweの各ドレインはダ
イオードD4のカソードおよびダイオードD1のア
ノードに各々接続されている。また、D7，D8は
各々スイツチング用のダイオードである。
次に、１０は入力信号に含まれる周波数成分の
うち最も高い周波数を検出し、検出した最高周波
数に対応する電圧信号を出力する最高周波数検出
部であり、１１は供給される電圧信号に基づいて
サンプリング信号sの周波数を制御する電圧制御
発振器である。ここで、最高周波数検出部１０の
構成例を第２図に示す。
うち最も高い周波数を検出し、検出した最高周波
数に対応する電圧信号を出力する最高周波数検出
部であり、１１は供給される電圧信号に基づいて
サンプリング信号sの周波数を制御する電圧制御
発振器である。ここで、最高周波数検出部１０の
構成例を第２図に示す。
第２図において、１２は入力信号の微分信号を
検出する微分回路であり、その出力信号は波形整
形部１３に供給される。波形整形部１３は微分回
路１２から供給される微分信号の０クロス点を検
出し、０クロス点が検出される毎にレベルが反転
するパルス信号を発生する。この場合、微分信号
の０クロス点の間隔は入力信号の最高周波数成分
の周期に対応するから、波形整形部から出力され
るパルスの周波数は、入力信号の最高周波数に対
応する。そして、波形整形部１３から出力された
パルス信号は、／ｖ変換部１４において電圧信
号に変換され、さらに、定数演算部１５において
所定の定数が乗算される。そして、定数演算部１
５の出力電圧信号に基づいて、電圧制御発振器１
１の出力であるサンプリング信号の周波数sが制
御され、この結果、変換部５におけるサンプリン
グタイミングは入力信号の最高周波数に応じて変
化する。この場合、入力信号の最高周波数をと
すると、定数演算部１５の定数は、s≧2なる関
係を満足するように設定される。
検出する微分回路であり、その出力信号は波形整
形部１３に供給される。波形整形部１３は微分回
路１２から供給される微分信号の０クロス点を検
出し、０クロス点が検出される毎にレベルが反転
するパルス信号を発生する。この場合、微分信号
の０クロス点の間隔は入力信号の最高周波数成分
の周期に対応するから、波形整形部から出力され
るパルスの周波数は、入力信号の最高周波数に対
応する。そして、波形整形部１３から出力された
パルス信号は、／ｖ変換部１４において電圧信
号に変換され、さらに、定数演算部１５において
所定の定数が乗算される。そして、定数演算部１
５の出力電圧信号に基づいて、電圧制御発振器１
１の出力であるサンプリング信号の周波数sが制
御され、この結果、変換部５におけるサンプリン
グタイミングは入力信号の最高周波数に応じて変
化する。この場合、入力信号の最高周波数をと
すると、定数演算部１５の定数は、s≧2なる関
係を満足するように設定される。
次に、上記構成によるこの実施例の動作を説明
する。
する。
入力信号が供給されると、変換部５がその絶対
値に対応する２進デジタル信号を出力し、この結
果、電界効果トランジスタSWA〜SWDが上記２
進デジタル信号に対応してオンあるいはオフ状態
となる。そして、電界効果トランジスタSWA〜
SWDのいづれかがオンとなると、そのビツトに
対応する電圧源の電圧値が第１図に示す点ａ−ｂ
間に出力される。したがつて、点ａ−ｂ間に出力
される電圧は、電界効果トランジスタがオンとな
つたビツトの電圧源の電圧値を加え合わせた電圧
となり、すなわち、入力信号の絶対値の２進化コ
ードに対応する電圧となる。
値に対応する２進デジタル信号を出力し、この結
果、電界効果トランジスタSWA〜SWDが上記２
進デジタル信号に対応してオンあるいはオフ状態
となる。そして、電界効果トランジスタSWA〜
SWDのいづれかがオンとなると、そのビツトに
対応する電圧源の電圧値が第１図に示す点ａ−ｂ
間に出力される。したがつて、点ａ−ｂ間に出力
される電圧は、電界効果トランジスタがオンとな
つたビツトの電圧源の電圧値を加え合わせた電圧
となり、すなわち、入力信号の絶対値の２進化コ
ードに対応する電圧となる。
そして、入力信号が正で電界効果トランジスタ
sweがオンのときは点ａ−ｂ間に得られる電圧が
パワートランジスタQaのコレクタに供給され、
入力信号が負で電界効果トランジスタswfがオン
のときは点ａ−ｂに得られる電圧がパワートラン
ジスタQbのコレクタに供給される。また、入力
信号の０レベル付近にあるときは電界効果トラン
ジスタswf，sweが共にオフであるから、パワー
トランジスタQa，Qbにはバイアス電源Va，Vb
によるバイアス電流のみが供給される。
sweがオンのときは点ａ−ｂ間に得られる電圧が
パワートランジスタQaのコレクタに供給され、
入力信号が負で電界効果トランジスタswfがオン
のときは点ａ−ｂに得られる電圧がパワートラン
ジスタQbのコレクタに供給される。また、入力
信号の０レベル付近にあるときは電界効果トラン
ジスタswf，sweが共にオフであるから、パワー
トランジスタQa，Qbにはバイアス電源Va，Vb
によるバイアス電流のみが供給される。
一方、アナログアンプ部Ａ，AMPは、入力信
号をアナログ信号のまま増幅し、また、電力段で
あるパワートランジスタQa，Qbの電源は、デジ
タルアンプＤ，AMPによつて入力信号に応じた
値で供給されるので、効率のよいアナログ増幅が
行なわれる。この場合、デジタルアンプＤ，
AMPによる電源切換段数は16段（４ビツト）あ
るが、切換用の電圧源は４個で済んでいる。
号をアナログ信号のまま増幅し、また、電力段で
あるパワートランジスタQa，Qbの電源は、デジ
タルアンプＤ，AMPによつて入力信号に応じた
値で供給されるので、効率のよいアナログ増幅が
行なわれる。この場合、デジタルアンプＤ，
AMPによる電源切換段数は16段（４ビツト）あ
るが、切換用の電圧源は４個で済んでいる。
また、入力信号の周波数成分は、一般に各時点
において多様に変化するが、その最高周波数が高
い場合は、最高周波数検出部１０の出力電圧が高
くなるため、サンプリング周波数sが高くなり、
これにより、精度の良いＡ／Ｄ変換を行うことが
できる。また、入力信号の最高周波数が低い場合
は、これに応じて最高周波数検出部１０の出力電
圧が低くなるためサンプリング周波数sが低くな
り、不要幅射等の高周波妨害を防止することがで
きる。この場合、サンプリング周波数sが低くと
も、入力信号の最高周波数が低いため、Ａ／Ｄ変
換精度が悪化することはない。
において多様に変化するが、その最高周波数が高
い場合は、最高周波数検出部１０の出力電圧が高
くなるため、サンプリング周波数sが高くなり、
これにより、精度の良いＡ／Ｄ変換を行うことが
できる。また、入力信号の最高周波数が低い場合
は、これに応じて最高周波数検出部１０の出力電
圧が低くなるためサンプリング周波数sが低くな
り、不要幅射等の高周波妨害を防止することがで
きる。この場合、サンプリング周波数sが低くと
も、入力信号の最高周波数が低いため、Ａ／Ｄ変
換精度が悪化することはない。
すなわち、この実施例においては、入力信号の
最高周波数が低くなければそれに応じてサンプリ
ング周波数が低くなるため、精度の良いデジタル
変換を行うのに充分で、なおかつ、不要に高すぎ
ないサンプリング周波数が設定され、この結果、
可及的にデジタルノイズの低減が図られる。これ
は従来のオーデイオ用デジタル変換回路が、サン
プリング周波数を可聴周波数20KHzの２倍の40K
Hz程度に固定し、いかなる場合にも常に高速のサ
ンプリングをしていた場合に比べると、そのノイ
ズ低減度が大きいことが判る。
最高周波数が低くなければそれに応じてサンプリ
ング周波数が低くなるため、精度の良いデジタル
変換を行うのに充分で、なおかつ、不要に高すぎ
ないサンプリング周波数が設定され、この結果、
可及的にデジタルノイズの低減が図られる。これ
は従来のオーデイオ用デジタル変換回路が、サン
プリング周波数を可聴周波数20KHzの２倍の40K
Hz程度に固定し、いかなる場合にも常に高速のサ
ンプリングをしていた場合に比べると、そのノイ
ズ低減度が大きいことが判る。
「考案の効果」
以上説明したように、アナログ入力信号をサン
プリング信号に基づく周期でデジタル信号に変換
し、これにより、前記アナログ入力信号をデジタ
ルコード化する変換回路と、前記デジタルコード
の各ビツトに対応して設けられるとともに電圧値
が各ビツトに対応して重み付けされている複数の
電圧源と、これら各電圧源のうち前記デジタルコ
ードによつて指定されるものを直列接続して出力
する切換回路とを有するデジタル電力増幅器と、
前記アナログ入力信号をアナログ信号のまま電力
増幅して負荷に供給するとともに、前記デジタル
電力増幅器の出力を動作電源として用いるアナロ
グ電力増幅器と、前記入力信号に含まれる最高周
波数を検出する最高周波数検出手段と、前記最高
周波数検出手段で検出された最高周波数の上下変
化に対応して前記サンプリング周波数を上下変化
させるサンプリング周波数制御手段とを具備した
ので、入力信号の最高周波数が低ければ自動的に
サンプリング周波数が低下し、これにより、Ｄ／
Ａ変換に起因する不要幅射の高周波妨害を大幅に
低減することができる。また、切換用電源の数を
増やすことなく小刻みな電源電圧切換を行うこと
ができる。さらに、入力信号の波形変化速度（最
高周波数に依存）に追従して電源電圧を切換える
ので、常に電力損を少なくできるという利点が得
られる。
プリング信号に基づく周期でデジタル信号に変換
し、これにより、前記アナログ入力信号をデジタ
ルコード化する変換回路と、前記デジタルコード
の各ビツトに対応して設けられるとともに電圧値
が各ビツトに対応して重み付けされている複数の
電圧源と、これら各電圧源のうち前記デジタルコ
ードによつて指定されるものを直列接続して出力
する切換回路とを有するデジタル電力増幅器と、
前記アナログ入力信号をアナログ信号のまま電力
増幅して負荷に供給するとともに、前記デジタル
電力増幅器の出力を動作電源として用いるアナロ
グ電力増幅器と、前記入力信号に含まれる最高周
波数を検出する最高周波数検出手段と、前記最高
周波数検出手段で検出された最高周波数の上下変
化に対応して前記サンプリング周波数を上下変化
させるサンプリング周波数制御手段とを具備した
ので、入力信号の最高周波数が低ければ自動的に
サンプリング周波数が低下し、これにより、Ｄ／
Ａ変換に起因する不要幅射の高周波妨害を大幅に
低減することができる。また、切換用電源の数を
増やすことなく小刻みな電源電圧切換を行うこと
ができる。さらに、入力信号の波形変化速度（最
高周波数に依存）に追従して電源電圧を切換える
ので、常に電力損を少なくできるという利点が得
られる。
第１図はこの考案の一実施例の構成を示す回路
図、第２図は第１図に示す最高周波数検出部１０
の構成例を示すブロツク図、第３図イはPWM増
幅回路の構成を示すブロツク図、同図ロおよびハ
は各々PWM波形および復調波形を示す波形図、
第４図は電圧切換方式を用いた従来の増幅器の回
路図、第５図は電圧切換方式における切換段数と
電力ロスとの関係を示す波形図である。 ５……変換部（変換回路）、１０……最高周波
数検出部（最高周波数検出手段）、V0〜V3……電
圧源、SWA〜SWD……電界効果トランジスタ
（切換回路）、D1〜D4……ダイオード（切換回
路）、Ｄ，AMP……デジタル電力増幅器、Ａ，
AMP……アナログ電力増幅器。
図、第２図は第１図に示す最高周波数検出部１０
の構成例を示すブロツク図、第３図イはPWM増
幅回路の構成を示すブロツク図、同図ロおよびハ
は各々PWM波形および復調波形を示す波形図、
第４図は電圧切換方式を用いた従来の増幅器の回
路図、第５図は電圧切換方式における切換段数と
電力ロスとの関係を示す波形図である。 ５……変換部（変換回路）、１０……最高周波
数検出部（最高周波数検出手段）、V0〜V3……電
圧源、SWA〜SWD……電界効果トランジスタ
（切換回路）、D1〜D4……ダイオード（切換回
路）、Ｄ，AMP……デジタル電力増幅器、Ａ，
AMP……アナログ電力増幅器。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 (イ) アナログ入力信号をサンプリング信号に基づ
く周期でデジタル信号に変換し、これにより、
前記アナログ入力信号をデジタルコード化する
変換回路と、前記デジタルコードの各ピツトに
対応して設けられるとともに電圧値が各ピツト
に対応して重み付けされている複数の電圧源
と、これら各電圧源のうち前記デジタルコード
によつて指定されるものを直列接続して出力す
る切換回路とを有するデジタル電力増幅器と、 (ロ) 前記アナログ入力信号をアナログ信号のまま
電力増幅して負荷に供給するとともに、前記デ
ジタル電力増幅器の出力を動作電源として用い
るアナログ電力増幅器と、 (ハ) 前記入力信号に含まれる最高周波数を検出す
る最高周波数検出手段と、 前記最高周波数検出手段で検出された最高周
波数の上下変化に対応して前記サンプリング周
波数を上下変化させるサンプリング周波数制御
手段 とを具備することを特徴とする電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986016340U JPH0520007Y2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986016340U JPH0520007Y2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62129817U JPS62129817U (ja) | 1987-08-17 |
| JPH0520007Y2 true JPH0520007Y2 (ja) | 1993-05-26 |
Family
ID=30808109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986016340U Expired - Lifetime JPH0520007Y2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0520007Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51132745A (en) * | 1975-05-14 | 1976-11-18 | Sansui Electric Co | Amplifier |
| JPS59137614U (ja) * | 1983-03-07 | 1984-09-13 | ヤマハ株式会社 | 電力増幅器 |
-
1986
- 1986-02-07 JP JP1986016340U patent/JPH0520007Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62129817U (ja) | 1987-08-17 |
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